Die Erfindung betrifft eine Verstärkerschaltung zur breitbandigen und rauscharmen Verstärkung einer kapazitiven Stromquelle, bevorzugt eines pyroelektrischen Sensors, sowie ein Sensorsystem. Der Gegenstand der Erfindung ist in den beigefügten Patentansprüchen definiert.

Die hochsensitive Detektion von elektromagnetischer Strahlung im Infrarot- und Terahertzbereich ist relevant für eine Vielzahl an Anwendungen. Beispielsweise werden Wärmesensoren sowohl in Bewegungs- und Feuermeldern als auch zur Gasanalyse oder in Spektrometern für die chemische Materialanalyse eingesetzt. Für anspruchsvolle Messungen bei Raumtemperatur sind aufgrund ihres einfachen Aufbaus und den damit verbundenen geringen Kosten kapazitive Stromquellen, wie beispielsweise pyroelektrische Sensoren, sehr weit verbreitet. Kernstück eines pyroelektrischen Sensors ist ein Kristall eines pyroelektrischen Materials. In diesen Materialien fallen die Ladungsschwerpunkte positiver und negativer Ionen nicht zusammen, weshalb sich eine elektrische Polarisation bildet, die sich entlang einer Kristallachse ausrichten lässt. Bereits kleinste Temperaturänderungen des Kristalls, z.B. durch das Auftreffen von Wärmestrahlung, führen zu einer Änderung dieser Polarisation. Eine Temperaturerhöhung bewirkt einerseits direkt eine Verringerung der spontanen Polarisation, andererseits vermittelt sie auch indirekt eine Änderung der Dipolausrichtung durch die Ausdehnung des Materials. Dadurch bilden sich proportional zur Temperaturänderung Oberflächenladungen an den Grenzflächen des Kristalls senkrecht zu seiner polaren Achse aus. Über an diesen Flächen angebrachte Elektroden können die Ladungen abfließen und sind somit als Strom messbar.

Da die von einem pyroelektrischen Kristall erzeugten Ströme typischerweise in der Größenordnung einiger Pikoampere liegen, wird für die Auswertung eine rauscharme Messelektronik mit einer Verstärkerschaltung mit hoher Verstärkung benötigt. Wenn gleichzeitig eine möglichst große Frequenzbandbreite erreicht werden soll, stellt dies hohe Anforderungen an die dafür eingesetzte Verstärkerschaltung. Diese ist bei gegebenem Sensorelement maßgeblich für die Gesamtperformance des Sensorsystems verantwortlich.

Im Stand der Technik sind Schaltungen zur Messung derartig kleiner Ströme bekannt.

Nachteil der im Stand der Technik bekannten Verstärkerschaltungen sind eine geringe Bandbreite bei hohen Verstärkungen des Signals der kapazitiven Stromquelle, beispielsweise eines pyroelektrischen Sensors. Zudem weisen die verstärkten Signale häufig ein starkes Rauschen auf. Außerdem zeigen die im Stand der Technik bekannten Verstärkerschaltungen häufig eine starke Abhängigkeit von ihrer Eingangskapazität.

Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist daher die Bereitstellung eines Transimpedanzverstärkers (englisch transimpedance amplifier, TIA) bzw. einer Verstärkerschaltung, die eine rauscharme Verstärkung eines Signals einer kapazitiven Stromquelle, insbesondere eines pyroelektrischen Sensors, mit einer hohen Bandbreite ermöglicht und dabei die Nachteile im Stand der Technik beseitigt.

Die Aufgabe wird in einem ersten Aspekt der Erfindung durch die erfindungsgemäße Verstärkerschaltung gemäß Anspruch 1 gelöst. Die Aufgabe wird zudem in einem zweiten Aspekt der Erfindung durch das erfindungsgemäße Sensorsystem gemäß Anspruch 20 gelöst. Bevorzugte erfindungsgemäße Ausgestaltungen ergeben sich aus den Unteransprüchen und den nachfolgenden Ausführungen.

Die Aufgabe wird im ersten Aspekt der Erfindung durch die Verstärkerschaltung zur breitbandigen und rauscharmen Verstärkung einer kapazitiven Stromq uelle, bevorzugt eines pyroelektrischen Sensors, gemäß den Merkmalen des Anspruchs 1 gelöst. Die erfindungsgemäße Verstärkerschaltung zur breitbandigen und rauscharmen Verstärkung einer kapazitiven Stromquelle, bevorzugt eines pyroelektrischen Sensors, gemäß Anspruch 1 umfasst einen Signaleingang, der mit der kapazitiven Stromquelle in einem Knoten Ki verbindbar ist, eine Eingangsstufe, wobei die Eingangsstufe an einem Eingang der Eingangsstufe mit dem Knoten Ki verbunden ist und einen Knoten K2 am Ausgang der Eingangsstufe aufweist, wobei die Eingangsstufe eingerichtet ist, eine Eingangsspannung wenigstens 3-fach zu verstärken, wobei die Eingangsstufe eingerichtet ist, einen hochohmigen Eingangswiderstand am Eingang der Eingangsstufe bereitzustellen, wobei die Eingangsstufe eingerichtet ist, eine stabile und lastunabhängige Spannung am Ausgang der Eingangsstufe bereitzustellen, eine Verstärkerkaskade, wobei die Verstärkerkaskade wenigstens einen ersten und einen zweiten Verstärker mit je einem Eingang und einem Ausgang aufweist, wobei der Ausgang des ersten Verstärkers in einem Knoten K3 mit dem Eingang des zweiten Verstärkers verbunden ist, wobei der Eingang des ersten Verstärkers mit dem Knoten K2 verbunden ist, wobei der Ausgang des zweiten Verstärkers mit einem Knoten K4 verbunden ist, wobei die Verstärkerkaskade eingerichtet ist, eine hohe Signalverstärkung mit niedriger Phasendrehung über einen weiten Frequenzbereich zu erzeugen, ein Feedbacknetzwerk, wobei das Feedbacknetzwerk mit dem Eingang der Eingangsstufe im Knoten Ki und dem Ausgang des zweiten Verstärkers im Knoten K4 verbunden ist, wobei das Feedbacknetzwerk eingerichtet ist, einen hochohmigen Feedbackwiderstand mit einer parasitären Kapazität von weniger als 0,5 pF bereitzustellen, wobei das Feedbacknetzwerk eingerichtet ist, eine Gegenkopplung zu einem Aufbau umfassend die Eingangsstufe und die Verstärkerkaskade bereitzustellen, und einen Signalausgang, der mit einem Knoten K5 verbunden ist, wobei der Knoten K5 mit dem Knoten K4 verbunden ist oder dem Knoten K4 entspricht.

Die erfindungsgemäße Verstärkerschaltung ist eine Schaltung eines Transimpedanzverstärkers (TIA). Im Folgenden werden die Begriffe Verstärkerschaltung und Transimpedanzverstärker synonym verwendet.

Eine kapazitive Stromquelle ist im Sinne der Erfindung eine Stromquelle mit einer Ausgangsimpedanz, die in guter Näherung durch eine elektrische Kapazität beschrieben werden kann. Diese Ausgangsimpedanz entspricht der Quellimpedanz am nachgelagerten TIA Eingang. Beispiele kapazitiver Stromquellen können Fotodioden, CCD-Pixel, Tunnelstrom- Sensoren, Druck- und Tastsensoren, (Geiger-Müller-) Zählrohre, Photomultiplier (z.B. Mikrokanalplatten), Beschleunigungssensoren oder bevorzugt ein pyroelektrischer Sensor sein. Im Rahmen dieser Erfindung ist ein pyroelektrischer Sensor ein Bauteil, bei dem infolge seiner pyroelektrischen Eigenschaften eine Temperaturdifferenz eine Änderung der elektrischen Spannung des Bauteils verursacht.

Der pyroelektrische Sensor kann durch ein Ersatzschaltbild aus einer Parallelschaltung von Stromquelle l _py , Kristallkapazität C _py und Verlustwiderstand R _py beschrieben werden. Der spezifische Widerstand pyroelektrischer Materialien kann sehr hoch sein und typischerweise in der Größenordnung mehrerer 10 ¹⁰ Q cm liegen. Die elektrische Kapazität eines Sensorelements kann bei üblichen Kristallgrößen von wenigen mm Durchmesser in Abhängigkeit von der Kristalldicke zwischen 100 pF und 1 nF variieren.

Ein pyroelektrischer Sensor weist im Rahmen der Erfindung einen Kristall mit einem pyroelektrischen Material auf oder ist ein Kristall, der ein pyroelektrisches Material aufweist oder daraus besteht. Die elektrische Kapazität C _py eines pyroelektrischen Sensors wird vor allem durch die Dicke und Fläche des pyroelektrischen Kristalls bestimmt. Für die breitbandige Verstärkung unterschiedlicher Sensorelemente wird daher ein Transimpedanzverstärker benötigt, der insbesondere unempfindlich auf Änderungen der Quellimpedanz ist.

Die erfindungsgemäße Verstärkerschaltung, d.h. der Transimpedanzverstärker, wandelt ein eingehendes Stromsignal in eine dazu proportionale Ausgangsspannung um, er kann somit als stromgesteuerte Spannungsquelle betrachtet werden. Dieses Verhalten ist besonders vorteilhaft bei der Messung und Verstärkung kleiner Stromsignale. Insbesondere ist dieses Verhalten zur Messung kleiner Ströme eines pyroelektrischen Sensorelements geeignet. Der an den Grenzflächen des pyroelektrischen Materials, welches auch Pyroelektrikum genannt wird, erzeugte Strom wird so in eine gut messbare Spannung umgewandelt. Diese Spannung kann anschließend z.B. von einem Analog-Digital-Wandler ausgelesen werden. Bevorzugt weist die kapazitive Stromquelle einen Strom in der Größenordnung eines pyroelektrischen Sensors auf.

Ein Signaleingang beschreibt im Rahmen der Erfindung eine Hardware-Schnittstelle der Verstärkerschaltung, an der das Stromsignal der kapazitiven Stromquelle anlegbar ist. Dazu ist der Signaleingang mit der kapazitiven Stromquelle verbindbar. Der Signaleingang kann zur Verbindung mit der kapazitiven Stromquelle beispielsweise eine oder mehrere der folgenden Verbindungsvorrichtungen aufweisen: Klemmverbinder, Quetschverbinder, Steckverbinder, Schraubverbinder, Lötpads, Lötstellen, Hochfrequenzverbinder.

Es ist auch denkbar, dass der Signaleingang der erfindungsgemäßen Verstärkerschaltung direkt mit der kapazitiven Stromquelle verbunden ist. In diesem Fall kann die erfindungsgemäße Verstärkerschaltung mit der kapazitiven Stromquelle eine Einheit bilden. Beispielsweise kann die erfindungsgemäße Verstärkerschaltung in die kapazitive Stromquelle integriert sein.

Eine Verbindung mit einem Knoten K _x , wobei x eine natürliche Zahl ist, beschreibt im Rahmen der Erfindung eine direkte oder indirekte elektrische Verbindung mit dem Knoten K _x , bevorzugt eine direkte elektrische Verbindung. Ein Knoten beschreibt im Sinne der Erfindung einen Verbindungspunkt wenigstens zweier Leitungsbahnen der Verstärkerschaltung. Eine direkte Verbindung mit dem Knoten K _x ist eine elektrisch leitfähige Verbindung mit dem Knoten K _x , die keine weiteren Bauteile und Umleitungen über weitere Knoten umfasst. Eine indirekte Verbindung mit dem Knoten K _x ist eine elektrisch leitfähige Verbindung mit dem Knoten K _x , die wenigstens ein elektrisches und/oder elektronisches Bauteil oder eine oder mehrere Bauteilgruppen umfasst. Eine Bauteilgruppe ist im Sinne der Erfindung eine Gruppe von Bauteilen umfassend wenigstens zwei oder mehr elektrische und/oder elektronische Bauteile. Zusätzlich oder alternativ kann die indirekte Verbindung auch eine Umleitung über einen oder mehrere weitere Knoten umfassen.

Eine Eingangsstufe ist im Sinne der Erfindung ein Bauteil oder eine Bauteilgruppe, die dem Signaleingang nachgelagert angeordnet ist und einer nachfolgenden Stufe, beispielsweise der Verstärkerkaskade, vorgelagert angeordnet ist. Die Eingangsstufe ist derart ausgestaltet und eingerichtet, dass ein Eingangssignal, d.h. ein Stromsignal des kapazitiven Sensors, welches am Signaleingang bzw. Knoten Ki anliegt, verstärkt wird. Die Verstärkung beträgt wenigstens 3-fach, bevorzugt wenigstens 5-fach, weiter bevorzugt wenigstens 10-fach. Zusätzlich oder alternativ kann die Verstärkung maximal bis 25-fach, bevorzugt maximal 20-fach betragen. Besonders bevorzugt ist eine Verstärkung im Bereich von 5-fach bis 10-fach. In diesem Bereich liegt typischerweise eine gute Verstärkung bei einem optimalen niedrigen Rauschen vor. Das von der Eingangsstufe am Ausgang der Eingangsstufe ausgegebene Signal ka nn invertiert oder nicht-invertiert sein. Die Verstärkung erfolgt bevorzugt als lineare Regelung, bevorzugt durch Einsatz eines linearen Verstärkers. Alternativ kann die Verstärkung auch unter Ausnutzung einer vorteilhaften, nicht-linearen Kennlinie eines entsprechenden verstärkenden Bauteils erfolgen.

Die Eingangsstufe ist eingerichtet, einen hochohmigen Eingangswiderstand am Eingang der Eingangsstufe bereitzustellen und gleichzeitig eine stabile und lastunabhängige Spannung am Ausgang der Eingangsstufe bereitzustellen. Bevorzugt ist die Eingangsstufe dabei sehr rauscharm. Eine rauscharme Eingangsstufe ist im Sinne der Erfindung eine Eingangsstufe mit nV einer spektralen Rauschdichte von weniger als 5 -=. Eine rauscharme Eingangsstufe ergibt Hz sich aus dem Minimieren des am Eingang der Eingangsstufe zugeordneten Spannungs- und Stromrauschens U _n bzw. I _n .

Um dieses zu erreichen, ist die Eingangsstufe bevorzugt diskret aufgebaut, d.h. aus wenigstens zwei Halbleiter-Bauteilen, die zum Steuern von elektrischen Spannungen und/oder Strömen eingerichtet sind. Beispielswiese kann die Eingangsstufe aus Transistoren aufgebaut sein. Die Transistoren können dabei entweder Bipolartransistoren oder Feldeffekttransistoren oder eine Kombination aus wenigstens einem Bipolartransistor und wenigstens einem Feldeffekttransistor sein.

Bevorzugt umfasst der diskrete Aufbau der Eingangsstufe ein Bauteil oder eine Bauteilgruppe, welche/s eine Verstärkung des Eingangssignals bereitstellt und ein Bauteil oder eine Bauteilgruppe, welche die Impedanz des Ausgangs der Eingangsstufe absenkt oder anpasst. Damit stellt die Eingangsstufe an ihrem Ausgang eine Spannung bereit, deren Wert nicht von der Belastung durch die nachfolgende Schaltung abhängt.

Bevorzugt umfasst der diskrete Aufbau wenigstens einen Tiefpass, der auch Tiefpass-Filter genannt wird, zur Rauschunterdrückung der Versorgungsspannung der Eingangsstufe.

Eine Verstärkerkaskade ist im Sinne der Erfind ung eine Hintereinanderschaltung bzw. Verkettung von wenigstens zwei Verstärkern, d.h. wenigstens einem ersten Verstärker mit einem ersten Verstärkungsfaktor GQ3 und einem zweiten Verstärker mit einem zweiten Verstärkungsfaktor GQ4, die ein Eingangssignal verstärken. Die Verstärkerkaskade ist der Eingangsstufe nachgelagert.

Die Verstärkerkaskade kann zwei, drei, vier oder mehr Verstärker aufweisen. Bevorzugt umfasst die Verstärkerkaskade zwei Verstärker.

Eine hohe Signalverstärkung durch die Verstärkerkaskade beschreibt im Rahmen der Erfindung eine intrinsische Verstärkung eines Eingangssignals um wenigstens den Faktor 10 ⁴ . Eine niedrige Phasendrehung der gesamten Verstärkerkaskade inklusive der Eingangsstufe beschreibt im Sinne der Erfindung eine Phasendrehung von maximal -160°. Ein weiter Frequenzbereich beschreibt im Sinne der Erfindung eine Frequenzbandbreite von wenigstens 500 Hz, bevorzugt wenigstens 1 kHz, weiter bevorzugt wenigstens 10 kHz, besonders bevorzugt wenigstens 100 kHz. Eine hohe Signalverstärkung um einen Faktor von 10 ⁸ bei einer Frequenzbandbreite von 10 kHz ist dabei vorteilhaft. Besonders vorteilhaft ist eine Signalverstärkung um einen Faktorvon 10 ⁹ bei einer Frequenzbandbreite von 10 kHz oder eine Signalverstärkung um einen Faktor 10 ⁸ bei einer Frequenzbandbreite von 100 kHz.

Die Verstärkung kann im Open-Loop-Gain oder Closed-Loop-Gain erfolgen. Bevorzugt erfolgt die Verstärkung im Open-Loop-Gain. Bevorzugt ist der erste Verstärker ein linearer Regler, der die Funktion der Verstärkerschaltung über das Feedbacknetzwerk kontrolliert. Bevorzugt hat der zweite Verstärker eine geringe Verstärkung G Q4. Die Verstärkung kann fest definiert sein oder einstellbar sein. Der zweite Verstärker kann in diesem Fall das Ausgangssignal des ersten Verstärkers mit größerer Bandbreite und reduzierter Phasendrehung verstärken. Zusätzlich kann er bei vorgegebener Gegenkopplung einen größeren Frequenzbereich mit kleiner Eingangsimpedanz bereitstellen. Der erste und zweite Verstärker und ggf. weitere nachfolgende Verstärker können entweder invertierend, nicht-invertierend oder als eine Kombination aus invertierenden und nichtinvertierenden Verstärkern ausgeführt sein. Bevorzugt sind der erste und zweite Verstärker nicht-invertierend.

Bevorzugt ist der erste Verstärkungsfaktor G Q3 viel größer als der zweite Verstärkungsfaktor GQ4: GQ3 » GQ4. Beispielsweise kann das Verhältnis G Q3/GQ4 wenigstens 10 ³ , bevorzugt 10 ⁴ , weiter bevorzugt 10 ⁵ betragen.

Ein Feedbacknetzwerk beschreibt im Sinne der Erfindung eine Bauteilgruppe umfassend wenigstens einen hochohmigen Feedbackwiderstand Rfb zur Bereitstellung einer Gegenkopplung des Aufbaus aus Eingangsstufe und Verstärkerkaskade. Dieser Widerstand definiert die Transimpedanzverstärkung als Verhältnis von Ausgangsspannung zu seinem Eingangsstrom. Ein hochohmiger Feedbackwiderstand hat bei einer Transimpedanzverstärkung von 10 GV/A im Sinne der Erfindung einen ohmschen Widerstandswert von 10 GQ.

Für die Verstärkung der sehr geringen Ströme von kapazitiven Stromquellen, bevorzugt von pyroelektrischen Sensoren, ist eine sehr große Signalverstärkung erforderlich. Dabei sollte der Verstärkungsfaktor bevorzugt den Faktor 10 ⁶ übersteigen. Besonders vorteilhaft ist eine Signalverstärkung um einen Faktor von 10 ⁹ bei einer Frequenzbandbreite von 10 kHz oder eine Signalverstärkung um einen Faktor 10 ⁸ bei einer Frequenzbandbreite von 100 kHz. Anders ausgedrückt kann die erfindungsgemäße Verstärkerschaltung ein TIA- Verstärkungsbandbreitenprodukt von mehr als 10 TV/AHz aufweisen.

Für die Rauschcharakteristik der erfindungsgemäßen Verstärkerschaltung ist nur der echte Transimpedanzteil der erfindungsgemäßen Verstärkerschaltung relevant. Nachgelagerte Spannungsverstärkungen können das Rauschen nicht mehr verbessern, selbst wenn es sich um eine Spannungsfilterschaltung handelt. Mit einer nachgelagerten Spannungsverstärkung bzw. Spannungsfilterschaltung kann lediglich die Rauschbandbreite geändert werden, jedoch nicht die für die Qualität des verstärkten Signals wichtige Rauschdichte.

Um eine optimales Signal-zu-Rausch-Verhältnis des verstärkten Signals zu erhalten, ist bei vorgegebener hoher Verstärkung durch die erfindungsgemäße Verstärkerschaltung ein möglichst geringes Eingangsstromrauschen der Verstärkerschaltung wichtig. Der Eingangsstrom einschließlich des Eingangsstromrauschens wird dabei durch die erfindungsgemäße Verstärkerschaltung in eine Spannung gewandelt. Dabei wird das Eingangsstromrauschen wesentlich von der gewählten Rückkopplung, d.h. vom Johnson- Nyquist-Rauschen des Rückkoppelwiderstands, beeinflusst. Bevorzugt liegt das Eingangsstromrauschen bei Raumtemperatur bei einer Verstärkung von 500 MV/A bei fA fA etwa 10 -=, weiter bevorzugt bei 5.8 -= . Weiter bevorzugt liegt das Eingangsstromrauschen bei Raumtemperatur bei einer Verstärkung von 5 GV/A bei etwa 4-==, besonders bevorzugt Hz

. . „ fA bei etwa 1.8-== .

VHz

Bevorzugt ist die erfindungsgemäße Verstärkerschaltung eine lineare Verstärkerschaltung. Dies ist durch die Gegenkopplung der Eingangsstufe und der Verstärkerkaskade mit dem linearen Feedbacknetzwerk realisiert. Das Feedbacknetzwerk ist aus diesem Grund mit den Knoten Ki und K4 verbunden.

Bevorzugt weist das Feedbacknetzwerk eine Kompensationsschaltung auf, die eingerichtet ist, eine potenziell vorhandene ungewünschte parasitäre Kapazität des hochohmigen Feedbackwiderstands zu kompensieren. Anders ausgedrückt ist die Kompensationsschaltung eingerichtet, eine Frequenzabhängigkeit des Feedbacknetzwerks zu minimieren, bevorzugt zu entfernen. Beispielsweise kann die Kompensationsschaltung wenigstens einen Konde nsator aufweisen, der mit dem hochohmigen Feedbackwiderstand vorteilhaft zusammenwirkt. Zusätzlich oder alternativ kann die Kompensationsschaltung einen Bandpass, beispielsweise einen Hoch- und/oder Tiefpass umfassen.

Bevorzugt weist die Kompensationsschaltung elektronische oder elektrische Bauteile auf, die in ihrem ohmschen Widerstand oder in ihrer Kapazität variabel einstellbar sind. Dies ermöglicht eine exakte Abstimmung der Kompensationsschaltung auf die parasitäre Kapazität des ohmschen Widerstands derart, dass die parasitäre Kapazität ausgeglichen wird und die Frequenzabhängigkeit des Feedbacknetzwerks (nahezu) verschwindet.

Ein Signalausgang beschreibt im Rahmen der Erfindung eine Hardware-Schnittstelle der Verstärkerschaltung, an der das breitbandig und rauscharm verstärkte Ausgangssignal ausgegeben werden kann. Zur weiteren Verarbeitung und Nutzung des Ausgangssignals, ist der Signalausgang mit externen Vorrichtungen verbindbar. Beispielsweise kann der Signalausgang mit einem Analog-Digital-Wandler und einer nachfolgenden Mess- und Analyseeinrichtung wie z.B. einem Messrechner verbindbar sein. Der Signalausgang kann zur Verbindung mit externen Vorrichtungen beispielsweise eine oder mehrere der folgenden Verbindungsvorrichtungen aufweisen: Klemmverbinder, Quetschverbinder, Steckverbinder, Schraubverbinder, Lötpads, Lötstellen, Hochfrequenzverbinder.

Die erfindungsgemäße Verstärkerschaltung hat den überraschenden Vorteil, dass eine extrem rauscharme und gleichzeitig sehr hohe Verstärkung bei einer hohen Frequenzbandbreite möglich ist. Dadurch liefert die erfindungsgemäße Verstärkerschaltung ein optimales Signal- Rausch-Verhältnis. Beispielsweise sind durch die erfindungsgemäße Verstärkerschaltung Verstärkungen G von beispielsweise G « 10 ⁹ V/A und Bandbreiten größer 10 kHz, insbesondere bis zu 100 kHz möglich, was bei dieser Verstärkung deutlich schneller ist als für bislang kommerziell erhältliche Verstärkerschaltungen üblich. Die Verstärkungsschaltung ist robust gegenüber einer Vergrößerung der Eingangskapazität am Signaleingang. Das erlaubt es auch bei hohen Verstärkungen dünnere und demnach sensitivere pyroelektrische Sensorelemente einzusetzen.

In einer bevorzugten Ausführungsform gemäß dem ersten Aspekt der Erfindung weist die Eingangsstufe einen Sperrschicht-Feldeffekttransistor und einen Bipolartransistor auf, wobei ein Drain-Anschluss des Sperrschicht-Feldeffekttransistors mit einem Basis-Anschluss des Bipolartransistors verbunden ist, wobei der Sperrschicht-Feldeffekttransistor als Source- Schaltung beschältet ist, wobei der Bipolartransistor als Emitterfolger beschältet ist, wobei der erste und zweite Verstärker der Verstärkerkaskade ein Operationsverstärker ist, wobei der erste Operationsverstärker eine Spannungsverstärkung von mehr als 10 ⁴ aufweist, wobei der zweite Operationsverstärker eine Spannungsverstärkung von maximal 10 ³ aufweist, wobei das Feedbacknetzwerk einen hochohmigen Feedbackwiderstand mit einer parallelen Kapazität aufweist, wobei das Feedbacknetzwerk einen in Reihe geschalteten Tiefpass aufweist.

Im Stand der Technik sind Sperrschicht-Feldeffekttransistoren bekannt. Sperrschicht- Feldeffekttransistoren haben typischerweise drei Anschlüsse: Source, Gate und Drain. Im Stand der Technik sind Bipolartransistoren bekannt. Bipolartransistoren haben typischerweise drei Anschlüsse: Kollektor, Basis, Emitter.

Bevorzugt ist der Gate-Anschluss des Sperrschicht-Feldeffekttransistors mit dem Knoten Ki verbunden. Bevorzugt ist der Emitter-Anschluss des Bipolartransistors mit dem Knoten K2 verbunden.

Die Source-Schaltung von Sperrschicht-Feldeffekttransistoren und die Emitterfolger- Schaltung von Bipolartransistoren sind im Stand der Technik hinreichend bekannt.

Die Source-Schaltung ist derart eingerichtet, das Eingangssignal am Sperrschicht- Feldeffekttransistor um wenigstens den Faktor 3, bevorzugt um den Faktor 5 bis 20 invertierend zu verstärken. Es ist jedoch auch denkbar, dass das Eingangssignal nichtinvertierend verstärkt wird.

Der Emitterfolger ist derart eingerichtet, die Ausgangsimpedanz der Eingangsstufe ohne zusätzliche Spannungsverstärkung zu reduzieren. Das erlaubt eine stabile Spannungsweitergabe a m Knoten K2, dessen Wert nicht von der Belastung durch die nachfolgende Schaltung abhängt. Der Emitterfolger kompensiert mit einem festen Spannungsabfall zwischen Basis und Emitter des Bipolartransistors ein Offset-Potential am Drain-Ausgang des Feldeffekttransistors. Durch diese Offsetkorrektur müssen die zwei Operationsverstärker in der der Eingangsstufe nachfolgenden Verstärkerkaskade weniger stark gegenregeln, um ihr Eingangssignal auf null zu regeln. Bei einem realen Operationsverstärker sollte die Gleichtakteingangsspannung dicht bei null liegen. Die Verschiebung des Signalpegels durch den Feldeffekttransistor würde ohne Kompensation die nachfolgende hochverstärkende Verstärkerkaskade in eine Sättigung führen bzw. den Dynamikbereich der Verstärkung einschränken. Bevorzugt weist der Drain-Anschluss des Sperrschicht-Feldeffekttransistors und/oder der Kollektor-Anschluss und Emitter-Anschluss des Bipolartransistors je einen Widerstand oder eine Reihenschaltung aus wenigstens zwei Widerständen auf. Über geeignete Widerstände oder Reihenschaltungen von Widerständen am Drain-Anschluss des Sperrschicht- Feldeffekttransistors und/oder am Kollektor-Anschluss und Emitter-Anschluss des Bipolartransistors kann der optimale Arbeitspunkt der Eingangsstufe eingestellt werden. Ein optimaler Arbeitspunkt der Eingangsstufe ist bei einer maximal großen Verstärkung bei hoher Bandbreite und einem geringen Rauschen des Ausgangssignals gegeben.

Bevorzugt weist wenigstens die Reihenschaltung von Widerständen am Drain-Anschluss des Sperrschicht-Feldeffekttransistors und/oder am Kollektor-Anschluss und Emitter-Anschluss des Bipolartransistors einen parallelen Tiefpass auf. Der Tiefpass kann vorteilhaft ein Rauschen der Versorgungsspannung unterdrücken. Weiter bevorzugt weist jede Reihenschaltung von Widerständen am Drain-Anschluss des Sperrschicht- Feldeffekttransistors und am Kollektor-Anschluss und Emitter-Anschluss des Bipolartransistors einen parallelen Tiefpass auf.

Bevorzugt weist der erste Operationsverstärker eine Spannungsverstärkung GQ3 von mehr als 10 ⁶ , noch weiter bevorzugt mehr als 10 ⁷ auf.

Bevorzugt weist der zweite Operationsverstärker eine Spannungsverstärkung GQ4 von maximal 1000 auf, weiter bevorzugt maximal 400, noch weiter bevorzugt maximal 250 auf.

Die Kapazität Cs in Parallelschaltung zum hochohmigen Feedbackwiderstand sowie den dazu in Reihe geschalteten Tiefpass, beispielsweise aus einem ohmschen Widerstand Rs und einer Kapazität Ce bilden eine mögliche Ausführungsform der oben genannten Kompensationsschaltung. Die Kompensationsschaltung ist eingerichtet, eine unvermeidliche parasitäre Kapazität des hochohmigen Feedbackwiderstands auf null oder nahe null zu reduzieren. Nahe null beschreibt in diesem Fall eine parasitäre Kapazität von weniger als 0,5 pF, bevorzugt weniger als 0,1 pF.

Bevorzugt ist der Tiefpass mit dem Knoten K4 verbunden. Bevorzugt ist die Parallelschaltung aus hochohmigen Feedbackwiderstand R7 und Kondensator C5 wenigstens mit dem Knoten Ki verbunden.

Die parasitäre Kapazität des hochohmigen Feedbackwiderstands R7 erzeugt einen Pol in der Regelschleife, der durch den Tiefpass aus Rs und Ce kompensiert werden kann. Dies lässt sich durch die Zerlegung des Kompensationsnetzwerks in seine zwei Bestandteile zeigen: Die Transferfunktion eines beispielsweise invertierenden Transimpedanzverstärkers mit dem Feedback Zf aus R7 und C5 allein ist: V _Kf = - lin

V _Kf ist hierbei die Spannung am Knoten Kf. Der direkt vorgeschaltete Tiefpass aus Rs und Ce allein hat folgende Transferfunktion: mit dem Potential V _K4 am Knoten K4. Durch Einsetzen ergibt sich die gesamte Transferfunktion der Kompensationsschaltung zu:

VK ₄ lin

Daraus ist direkt ersichtlich, dass die Transferfunktion ihre Frequenzabhängigkeit verliert, wenn R ₈ C ₆ = R ₇ C ₅ . Über eine geeignete Einstellung des Tiefpass-Filters lässt sich also eine parasitäre Kapazität des hochohmigen Feedbackwiderstands Rs kompensieren.

Bevorzugt ist der hochohmige Feedbackwiderstand Rs eine Kombination aus Festwiderstand und Potentiometer.

Die erfindungsgemäße Verstärkerschaltung hat den Vorteil, dass sie aus einfach erhältlichen, kostengünstigen und zuverlässigen elektronischen Bauteilen aufgebaut ist.

Zudem erreicht die spezielle Anordnung der verschiedenen Bauteilgruppen, insbesondere die Verschachtelung von Eingangsstufe, Verstärkerkaskade und Feedbacknetzwerk eine im Stand der Technik bisher nicht erreichte Performance aus breitbandiger und rauscharmer hoher Verstärkung des Signals der kapazitiven Stromquelle, bevorzugt des pyroelektrischen Sensors.

Sperrschicht-Feldeffekttransistoren haben ein sehr geringes Eingangsstromrauschen. Dadurch wird das Rauschen des Signals am Signalausgang der erfindungsgemäßen Verstärkerschaltung niedrig gehalten und das Signal-zu-Rausch-Verhältnis verbessert.

Damit bietet diese Ausführungsform insbesondere eine sehr kostengünstige Verstärkerschaltung mit bereits oben genannten Vorteilen einer breitbandigen und rauscharmen hohen Verstärkung.

In einer bevorzugten Ausführungsform gemäß dem ersten Aspekt der Erfindung weist die Verstärkerschaltung zusätzlich eine Ausgangsstufe auf, wobei die Ausgangsstufe an einem Eingang der Ausgangsstufe mit dem Knoten K4 verbunden ist und an einem Ausgang der Ausgangsstufe mit dem Signalausgang im Knoten K5 verbunden ist, wobei die Ausgangsstufe eingerichtet ist, eine Spannung am Eingang der Ausgangsstufe um das bis zu 20-fache zu verstärken, wobei die Ausgangsstufe eingerichtet ist, Gleichspannungsstörungen am Eingang der Ausgangsstufe zu filtern und einen Signalpegel am Ausgang der Ausgangsstufe an Ks anzupassen.

Eine Ausgangsstufe ist im Sinne der Erfindung eine der Verstärkerkaskade nachgelagerte Bauteilgruppe, die eingerichtet ist, eine Spannung am Eingang der Ausgangsstufe zu verstärken, Gleichspannungsstörungen am Eingang der Ausgangsstufe zu filtern und einen Signalpegel der Spannung am Ausgang der Ausgangsstufe anzupassen.

Bevorzugt ist die Verstärkung der Spannung am Eingang der Ausgangsstufe maximal das 15- fache, weiter bevorzugt maximal das 10-fache. Die Verstärkung kann eine invertierende oder nicht-invertierende Verstärkung sein. Die Verstärkung kann beispielsweise mittels eines oder mehrerer der folgenden verstärkenden Bauteile erfolgen: Feldeffekttransistor, Unipolartransistor, Bipolartransistor, Operationsverstärker.

Kapazitive Stromquellen, bevorzugt pyroelektrische Sensoren, messen typischerweise Temperaturänderungen. Das aus dem Stromsignal der kapazitiven Stromquelle abgeleitete (und verstärkte) Spannungssignal ist somit ebenfalls ein zeitlich veränderliches Signal. Gleichspannungsanteile im Spannungssignal, z.B. aus einer nicht optimalen Offsetkorrektur der Eingangsstufe, liefern somit keine Aussage zur Messung und sind daher unerwünscht. Die Filterung von Gleichspannungsstörungen am Eingang der Ausgangsstufe verbessert somit deutlich die Signalqualität.

Die Filterung von Gleichspannungsstörungen kann beispielsweise mit einer frequenzabhängigen Schaltung, z.B. einem Bandpass, oder mit wenigstens einem frequenzabhängigen Bauteil, z.B. einem Kondensator, erfolgen. Die frequenzabhängige Schaltung oder das wenigstens eine frequenzabhängige Bauteil ist bevorzugt dem Eingang der Ausgangsstufe nachgeschaltet und bevorzugt dem verstärkenden Bauteil vorgeschaltet.

Eine Anpassung des Signalpegels kann beispielsweise mit im Stand der Technik bekannten Lösungen erfolgen. Beispielsweise kann eine Verstärkerschaltung basierend auf einem Operationsverstärker eingesetzt werden.

Die Ausgangsstufe und eine damit ggf. einhergehende Nachverstärkung hat den Vorteil, dass der Signalpegel optimal an den Dynamikbereich der typischerweise folgenden Auswerteelektronik (z.B. eines Analog-Digital-Wandlers) angepasst werden kann. Außerdem werden durch die zusätzliche Anhebung des Signalpegels etwaige Störsignale im Verhältnis zum Signal weniger relevant.

Somit ergibt sich ein optimales Signal-Rausch-Verhältnis in der nachfolgenden Messelektronik. In einer bevorzugten Ausführungsform gemäß dem ersten Aspekt der Erfindung umfasst die Ausgangsstufe einen invertierenden Bandpass-Verstärker, wobei ein Eingang des Bandpass- Verstärkers AC-gekoppelt ist.

Bevorzugt ist der Eingang des Verstärkers der Ausgangsstufe über einen in Reihe geschalteten Kondensator mit dem Knoten K4 verbunden. Bevorzugt ist der Ausgang des Verstärkers der Ausgangsstufe mit dem Knoten K5 und dem Signalausgang verbunden. Alternativ kann der Bandpass-Verstärker auch nicht-invertierend ausgeführt sein.

Die Ausgangsstufe ist aus einfach erhältlichen, kostengünstigen und zuverlässigen elektronischen Bauteilen aufbau bar. Damit bietet diese Ausführungsform insbesondere eine sehr kostengünstige Verstärkerschaltung mit bereits oben genannten Vorteilen einer breitbandigen und rauscharmen hohen Verstärkung.

In einer bevorzugten Ausführungsform gemäß dem ersten Aspekt der Erfindung umfasst die Verstärkerschaltung zusätzlich eine Amplitudenbegrenzung, wobei die Amplitudenbegrenzung an einem Eingang der Amplitudenbegrenzung mit dem Knoten K4 oder K5 und an einem Ausgang der Amplitudenbegrenzung mit dem Knoten K3 verbunden ist, wobei die Amplitudenbegrenzung eingerichtet ist, die Amplitude des Ausgangssignals am Signalausgang bei Überschreiten eines Schwellwerts am Knoten K4 oder Knoten K5 zu beschränken.

Eine Amplitudenbegrenzung ist im Sinne der Erfindung eine Bauteilgruppe, die eingerichtet ist, die Amplitude des Ausgangssignals am Signalausgang bei Überschreiten eines Schwellwerts zu beschränken.

Die Beschränkung der Amplitude wird über eine nichtlineare Übertragungsfunktion erreicht. Eine nicht-lineare Beschränkung der Amplitude kann beispielsweise mit Hilfe von Zener- Dioden (Z-Dioden) erfolgen. Alternativ können auch andere Bauteile mit einer nichtlinearen Übertragungsfunktion verwendet werden.

Mit dieser nichtlinearen Rückkopplung wird die Stabilität der Schaltung erhöht. Gerade im Fall der Verstärkung des Signals eines pyroelektrischen Sensors, kann leicht zu viel Licht auf den Sensor gegeben werden, welches die Verstärkerstufe sättigen würde. Ein Übersteuern am Signalausgang der erfindungsgemäßen Verstärkerschaltung wird somit verhindert.

Insbesondere in dem Zusammenwirken mit der Ausgangsstufe ergeben sich folgende Synergien: Die nichtlineare Gegenkopplung wird an Knoten K3 anstatt an Knoten Ki durchgeführt, um ein Erhöhen des Rauschens des Ausgangssignals am Signalausgang am Knoten K5 aufgrund einer möglichen Kapazität wenigstens eines Bauteils in der Amplitudenbegrenzung zu reduzieren bzw. zu verhindern. Damit am Knoten K3 kontrolliert gegengekoppelt werden kann, muss die Polarität der Verstärkung entlang einer geschlossenen Masche der Rückkopplung insgesamt invertierend (negativ) sein. Dazu ist die Ausgangsstufe bevorzugt invertierend ausgelegt und die Amplitudenbegrenzung ist entlang der Verbindung zwischen den Knoten K5 und K3 angeordnet.

Ein weiterer Grund für die Anordnung der Amplitudenbegrenzung nach dem ersten Verstärker der Verstärkerkaskade ist, dass die Verstärker der Verstärkerkaskade sehr empfindlich auf zusätzliche Kapazitäten und eine verringerte Eingangsimpedanz reagieren. Insbesondere nichtlineare Bauteile wie Dioden würden ein starkes Rauschen hinzufügen.

Schließlich kann ein Schwingen der Verstärkerkaskade bzw. ein Übersteuern der Verstärkerkaskade durch das Zusammenwirken der Amplitudenbegrenzung mit der Ausgangsstufe verringert oder ganz verhindert werden.

In einer bevorzugten Ausführungsform gemäß dem ersten Aspekt der Erfindung weist die Amplitudenbegrenzung zwei gegenpolig in Reihe geschaltete Z-Dioden auf.

Z-Dioden sind im Stand der Technik bekannt. Z-Dioden haben eine Kathode und eine Anode. Bei der gegenpoligen Reihenschaltung der zwei Z-Dioden sind entweder jeweils die Kathode (oder jeweils die Anode) einer Z-Diode bevorzugt mit dem Knoten K3 und dem Signalausgang im Knoten K5 verbunden. Beide Anoden (oder beide Kathoden) der beiden Z-Dioden sind miteinander verbunden. Eine Gegenkopplung setzt ein, wenn die Spannung an K5 einen Schwellwert übersteigt. Dieser Schwellwert ist abhängig von der Durchbruchspannung der Z- Diode, die mit K5 verbunden ist. Der Schwellwert kann durch eine entsprechende Auswahl der Z-Dioden eingestellt werden.

Bevorzugt sind die Anoden der Z-Dioden über eine Reihenschaltung aus einem ohmschen Widerstand und einem Kondensator mit Masse verbunden.

Z-Dioden sind einfache, zuverlässige und kostengünstige Bauteile. Somit sind sie besonders gut zur Amplitudenbegrenzung geeignet. Zusätzlich gelten in diesem Zusammenhang dieselben Vorteile zur Amplitudenbegrenzung, die bereits in den vorgenannten Absätzen aufgeführt wurden. Zur Vermeidung unnötiger Redundanzen wird hier auf die oben gemachten Ausführungen verwiesen und auf eine erneute Wiedergabe verzichtet.

In einer bevorzugten Ausführungsform gemäß dem ersten Aspekt der Erfindung weist die Verstärkerschaltung eine Frequenzgangkompensation auf, wobei die Frequenzgangkompensation mit dem Knoten K3 und dem Knoten Ki verbunden ist, wobei die Frequenzgangkompensation eingerichtet ist, eine Schwingungsneigung der Verstärkerkaskade herabzusetzen. Im Sinne der Erfindung ist eine Frequenzgangkompensation ein Bauteil oder eine Bauteilgruppe, die eine ungewünschte Schwingungsneigung der gesamten Verstärkerschaltung herabsetzt. Eine Schwingungsneigung der Verstärkerschaltung beschreibt im Rahmen der Erfindung eine Neigung der Verstärkerschaltung zum ungewünschten Oszillieren.

Beispielsweise kann die Frequenzgangkompensation frequenzabhängige Bauteile oder frequenzabhängige Bauteilgruppen aufweisen. Die Frequenzgangkompensation kann beispielsweise wenigstens eines oder mehrere der folgenden frequenzabhängigen Bauteile oder frequenzabhängigen Bauteilgruppen aufweisen: ein in Reihe geschalteter Kondensator, ein parallel geschalteter Kondensator, ein Bandpass, beispielsweise ein Hochpass und/oder ein Tiefpass.

Die frequenzabhängigen Bauteile oder frequenzabhängigen Bauteilgruppen dienen zur Stabilisierung der Verstärkerkaskade durch interne Frequenzkompensation. Wenn sich beim Durchlaufen einer Feedbackschleife der erfindungsgemäßen Verstärkerschaltung die Phase des Signals um 180° dreht (Schleifenverstärkung nahe -1) kann aus der Gegenkopplung eine Mitkopplung werden und die Verstärkerkaskade zum Schwingen neigen. Dieses Verhalten kann durch die frequenzabhängigen Bauteile oder frequenzabhängigen Bauteilgruppen kompensiert werden. Dabei sind die frequenzabhängigen Bauteile oder frequenzabhängigen Bauteilgruppen bevorzugt derart dimensioniert, dass die Schaltungsstabilität der Verstärkerkaskade und der gesamten erfindungsgemäßen Verstärkerschaltung gewährleistet ist, aber gleichzeitig die Bandbreite nicht zu stark eingeschränkt wird.

Mit Hilfe der Frequenzgangkompensation ist somit eine Erhöhung der Stabilität der erfindungsgemäßen Verstärkerschaltung bei hohen Frequenzen möglich. Damit wird ein Schwingen der Verstärkerschaltung reduziert oder vermieden und die Performance der Verstärkerschaltung verbessert. Insbesondere ist durch die Frequenzgangkompensation eine flache Übertragung, d.h. eine lineare Übertragungsfunktion bei hohen Frequenzen und hohen Verstärkungen realisierbar. Die Welligkeit der Übertragungsfunktion wird reduziert, bevorzugt auf weniger als 5%, insbesondere bevorzugt auf weniger als 3% der Maximalamplitude. Dies ist insbesondere notwendig, um quantitative Aussagen zur Signalamplitude bei breitbandigen Messungen anstellen zu können.

In einer bevorzugten Ausführungsform gemäß dem ersten Aspekt der Erfindung weist die Frequenzgangkompensation eine Gegenkopplung über einen Kondensator auf.

Der gegengekoppelte Kondensator ist bevorzugt mit den Knoten Ki und K3 verbunden.

Der gegengekoppelte Kondensator dient zur Stabilisierung der gesamten Verstärkerschaltung durch interne Frequenzkompensation. Wenn sich beim Durchlaufen einer Feedbackschleife der erfindungsgemäßen Verstärkerschaltung die Phase des Signals um 180° dreht (Schleifenverstärkung nahe -1) kann aus der Gegenkopplung eine Mitkopplung werden und die Verstärkerschaltung zum Schwingen neigen. Dieses Verhalten kann durch den gegengekoppelten Kondensator kompensiert werden. Der Wert der Kapazität des Kondensators ist bevorzugt derart dimensioniert, dass die Schaltungsstabilität der Verstärkerkaskade und der gesamten erfindungsgemäßen Verstärkerschaltung gewährleistet ist, aber gleichzeitig die Bandbreite nicht zu stark eingeschränkt wird.

Kondensatoren sind einfache, zuverlässige und kostengünstige Bauteile. Die Umsetzung der Frequenzgangkompensation mit einem gegengekoppelten Kondensator ist somit eine einfache und kostengünstige Umsetzung.

Zusätzlich gelten in diesem Zusammenhang dieselben Vorteile zur Frequenzgangkompensation, die bereits in den vorgenannten Absätzen aufgeführt wurden. Zur Vermeidung unnötiger Redundanzen wird hier auf die oben gemachten Ausführungen verwiesen und auf eine erneute Wiedergabe verzichtet.

In einer bevorzugten Ausführungsform gemäß dem ersten Aspekt der Erfindung weist die Eingangsstufe ein Bauteil mit einer negativen Kapazität auf.

Im Sinne der Erfindung ist ein Bauteil mit einer negativen Kapazität ein Bauteil, bei dem eine Verringerung der angelegten Spannung eine Vergrößerung der Ladung des Bauteils zur Folge hat. Dazu kann das Bauteil ein Material aufweisen, welches eine negative Kapazität hat. Erste experimentelle Hinweise auf derartige Materialien geben beispielsweise M. Hoffmann, S. Slesazeck, and T. Mikolajick, "Progress and future prospects of negative capacitance electronics: A materials perspective," APL Mater. 9, 020902 (2021) und A. K. Yadav, K. X. Nguyen, Z. Hong, et al. "Spatially resolved steady-state negative capacitance," Nature 565, 468 (2019).

Beispiele für Materialien, in denen sich eine negative Kapazität ausbilden kann, sind ferroelektrische Materialien wie z.B. HfCh oder Blei-Zirconat-Titanat bzw. Heterostrukturen aus diesen ferroelektrischen und dielektrischen Materialien wie z.B. Strontium-Titanat.

Bevorzugt wird das Bauteil mit negativer Kapazität mit dem Signaleingang oder der Eingangsstufe so kombiniert, dass die negative Kapazität des Bauteils die normale, positive, Kapazität der kapazitiven Stromquelle, bevorzugt des pyroelektrischen Sensors, ausgleicht. Alternativ oder zusätzlich kann das Bauteil mit negativer Kapazität auch im Feedbacknetzwerk umfasst sein und dort die parasitäre Kapazität des hochohmigen Feedbackwiderstands kompensieren.

Der Einsatz eines derartigen Bauteils reduziert das Rauschen deutlich und verbessert somit das Signal-Rausch-Verhältnis beim Messen des Signals der kapazitiven Stromquelle, bevorzugt des pyroelektrischen Sensors. In einer bevorzugten Ausführungsform gemäß dem ersten Aspekt der Erfindung ist die Verstärkerschaltung oder wenigstens ein Teil der Verstärkerschaltung a uf einer Leiterplatte aufgebracht, wobei wenigstens ein elektronisches Bauteil der Verstärkerschaltung auf der Leiterplatte mit Lötpads auf der Leiterplatte verlötet ist, wobei ein Bereich der Leiterplatte unterhalb des wenigstens einen elektronischen Bauteils außerhalb der Lötpads entfernt ist.

Eine Leiterplatte ist im Sinne der Erfindung jede für die dauerhafte mechanische Befestigung und elektrische Verbindung der erfindungsgemäßen Verstärkerschaltung oder Teilen der erfindungsgemäßen Verstärkerschaltung geeignete Unterlage. Beispiele für Leiterplatten sind flexible oder harte Leiterplatten. Leiterplatten können beispielsweise faserverstärkten Kunststoff oder Hartpapier sowie metallische Beschichtungen und/oder Leiterbahnen aufweisen.

Lötpads beschreiben im Sinne der Erfindung Bereiche auf einer Leiterplatte, die typischerweise mit metallischen Beschichtungen versehen sind und für eine Lötverbindung mittels Lot beispielsweise zur Anbindung eines elektronischen Bauteils geeignet sind.

Ein Entfernen eines Bereichs der Leiterplatte beschreibt im Rahmen der Erfindung einen Bereich der Leiterplatte, innerhalb dessen das Material der Leiterplatte teilweise oder vollständig entfernt wurde. Anders ausgedrückt ist in diesem entfernten Bereich kein Leiterplattenmaterial (vollständige Entfernung) oder weniger Leiterplattenmaterial (teilweise Entfernung) vorhanden. Das Entfernen des Leiterplattenmaterials kann beispielsweise durch spanende Verfahren, z.B. Fräsen, Bohren oder Sägen erfolgen. Alternativ können auch bei der Herstellung des Leiterplattenmaterials entsprechende Aussparungen ohne Leiterplattenmaterial vorgesehen sein.

Jedes Bauelement, z.B. ein ohmscher Widerstand, hat eine parasitäre Kapazität, die sich zwischen den Anschlüssen des Bauteils und zwischen dem Bauteil und der Umgebung bildet. Dabei nimmt insbesondere bei einem ohmschen Widerstand die parasitäre Kapazität mit den Bauteilabmessungen zu. Insbesondere der hochohmige Feedbackwiderstand und die Transistoren der Eingangsstufe reagieren empfindlich auf Änderungen von Umgebungsbedingungen. Schon geringste Abweichungen im umgebenden Material der Leiterplatte, einem auf die Bauteile und die Leiterplatte aufgebrachten Schutzlack oder lötprozessbedingte Flussmittelreste können Leckströme in der Größenordnung des Stroms der Gegenkopplungskreise der erfindungsgemäßen Verstärkerschaltung erzeugen, was die Performance der erfindungsgemäßen Verstärkerelektronik erheblich nachteilig beeinflussen kann. Insbesondere sorgen diese Effekte für ungewünscht große Qualitätsschwankungen innerhalb einer Produktionscharge bei der Herstellung, die eine Nachbearbeitung erfordern oder Ausschuss erzeugen und somit die Kosten erhöhen. Bevorzugt wird die Leiterplatte mittig unterhalb eines Bauteils entfernt, so dass nur der Bereich der Lötpads vorhanden ist. Ein mit den Lötpads verbundenes Bauteil kann den durch den entfernten Bereich entstandenen Spalt in der Leiterplatte im festgelöteten Zustand der Anschlüsse des Bauteils wie eine Art Brücke Überspannen. Etwaige Verunreinigungen unterhalb des Bauteils sind in diesem Fall nicht mehr möglich.

Dadurch wird die Reproduzierbarkeit der Performance der erfindungsgemäßen Verstärkerschaltung in der Produktion deutlich gesteigert. Zudem können Kosten für etwaige Nachbesserungen der Performance der Verstärkerschaltung nach der Produktion gesenkt oder eingespart werden.

In einer bevorzugten Ausführungsform gemäß dem ersten Aspekt der Erfindung ist das wenigstens eine elektronische Bauteil ein elektronisches Bauteil oder mehrere Bauteile des Feedbacknetzwerks oder das gesamte Feedbacknetzwerk.

Das Feedbacknetzwerk ist für die Funktion der erfindungsgemäßen Verstärkerschaltung besonders wichtig und gleichzeitig sehr sensitiv auf parasitäre Kapazitäten. Die Verringerung parasitärer Kapazitäten durch Entfernen des Leiterplattenmaterials führt somit zu einer deutlichen Verbesserung der Performance der erfindungsmäßen Verstärkerschaltung.

In einer bevorzugten Ausführungsform gemäß dem ersten Aspekt der Erfindung ist das wenigstens eine elektronische Bauteil ein elektronisches Bauteil oder mehrere Bauteile der Eingangsstufe, bevorzugt der Feldeffektransistor und/oder der Bipolartransistor.

Die Eingangsstufe ist für die Funktion der erfindungsgemäßen Verstärkerschaltung besonders wichtig und gleichzeitig sehr sensitiv auf parasitäre Kapazitäten. Die Verringerung parasitärer Kapazitäten durch Entfernen des Leiterplattenmaterials führt somit zu einer deutlichen Verbesserung der Performance der erfindungsmäßen Verstärkerschaltung.

Die erfindungsgemäße Verstärkerschaltung gemäß einem der Ansprüche 1 bis 19 kann bevorzugt zur Messung eines Stromsignals einer kapazitiven Stromquelle, bevorzugt eines pyroelektrischen Sensors, verwendet werden.

Die erfindungsgemäße Verstärkerschaltung gemäß einem der Ansprüche 1 bis 19 kann bevorzugt zur Messung eines Stromsignals einer kapazitiven Stromquelle, bevorzugt eines pyroelektrischen Sensors, in einem Infrarotspektrometer, bevorzugt einem FTIR- Spektrometer (Fourier-Transform-Infrarot-Spektrometer) verwendet werden.

Dabei kann das FTIR-Spektrometer (Fourier-Transform-Infrarot-Spektrometer) folgende Bauteile umfassen: eine Infrarotstrahlungsquelle, ein Interferometer mit wenigstens einem in der Länge variablen Arm, ein Referenzlaser, eine Messzelle mit einem Probeninterface, vorzugsweise einem ATR-Kristall (engl. Attenuated Total Reflection, abgeschwächte Totalreflexion), das mit einer Probe in Kontakt bringbar ist, ein Infrarotdetektor, ein Steuersystem, das eingerichtet ist, die Länge des wenigstens einen Arms des Interferometers zu ändern, und eine Spiegelanordnung außerhalb des Interferometers mit wenigstens zwei Spiegeln mit je einer reflektierenden Oberfläche und einem Grundkörper, der die reflektierende Oberfläche umfasst, wobei die Spiegelanordnung wenigstens eingerichtet ist, einen Lichtstrahl vom Interferometer auf das Probeninterface zu lenken und den Lichtstrahl vom Probeninterface auf den Infrarotdetektor zu lenken, wobei der Grundkörper wenigstens eines Spiegels oder aller Spiegel der Spiegelanordnung aus einem Kunststoffmaterial und/oder aus 3D gedrucktem Metall gefertigt ist bzw. sind oder der Grundkörper wenigstens eines Spiegels oder aller Spiegel Kunststoffmaterial und/oder 3D gedrucktes Metall aufweist bzw. aufweisen.

Mit Hilfe des ATR-Kristalls kann eine evaneszente Welle in das mit dem ATR-Kristall in Kontakt stehende Probenmaterial bzw. die Probe einkoppeln. Dieser Effekt wird auch optischer Tunneleffekt genannt. Das verbleibende Licht trägt Informationen über die Wechselwirkung mit der Probe, wird mittels interner Totalreflexion wieder aus dem ATR-Kristall herausgeführt und kann anschließend z.B. durch Reflexion zu einem Infrarotdetektor geleitet werden.

Die Kombination aller vorgenannten bevorzugten Ausführungsformen ist wiederum eine bevorzugte Ausführungsform und beschreibt eine vierstufige Verstärkerschaltung, d.h. eine Verstärkerschaltung umfassend vier Verstärkerstufen, mit drei Feedbackschleifen.

Die erste Verstärkerstufe ist durch die Eingangsstufe gebildet. Die zweite und dritte Verstärkerstufe ist durch den ersten und zweiten Verstärker der Verstärkerkaskade gebildet. Die vierte Verstärkerstufe ist durch die Ausgangsstufe gebildet.

Die erste Feedbackschleife wird durch das Feedbacknetzwerk gebildet. Die zweite Feedbackschleife wird durch die Amplitudenbegrenzung gebildet. Die dritte Feedbackschleife wird dabei durch die interne Frequenzkompensation gebildet.

Bevorzugt ist die Eingangsstufe und die Ausgangsstufe jeweils eine invertierende Verstärkerstufe. Bevorzugt ist oder bilden der erste und zweite Verstärker der Verstärkerkaskade jeweils eine nicht-invertierende Verstärkerstufe. Das Zusammenspiel aus invertierenden und nicht-invertierenden Verstärkerstufen ermöglicht getrennte Feedbackschleifen, die jeweils nur die erste oder letzte invertierende Stufe einschließen und ansonsten nur nicht-invertierende Stufen beinhalten. Die Bedingung für eine Gegenkopplung (negative Rückkopplung), eine ungerade Anzahl invertierender Verstärkerstufen, ist somit für alle Feedbackschleifen erfüllt. Die erste Feedbackschleife beinhaltet ein lineares Bauteilnetzwerk für hohe Verstärkungen mit Kapazitätskompensation. Die zweite Feedbackschleife erzeugt die nichtlineare Amplitudenbegrenzung. Die dritte Feedbackschleife dient zur Frequenzgangkompensation der gesamten Schaltung. In einer bevorzugten Ausführungsform gemäß dem ersten Aspekt der Erfindung umfasst die Verstärkerschaltung zusätzlich einen Entkoppler, wobei der Entkoppler mit dem Knoten K4 und dem Eingang der Ausgangsstufe verbunden ist, wobei der Entkoppler eingerichtet ist, einen Ausgang der Verstärkerkaskade von der Ausgangsstufe zu entkoppeln.

In einer bevorzugten Ausführungsform gemäß dem ersten Aspekt der Erfindung weist der Entkoppler einen Impedanzwandler, bevorzugt einen nicht-invertierenden Impedanzwandler oder eine Kombination zweier invertierender Impedanzwandler, auf, oder wobei der Entkoppler ein Impedanzwandler, bevorzugt ein nicht-invertierender Impedanzwandler oder eine Kombination zweier invertierender Impedanzwandler ist. Besonders bevorzugt ist der Entkoppler ein nicht-invertierender Impedanzwandler oder weist einen nicht-invertierenden Impedanzwandler auf.

Impedanzwandler sind technisch einfache, kostengünstige und zuverlässige Bauteile bzw. Bauteilgruppen, mit der die gewünschte Entkopplung erreichbar ist. Nicht-invertierende Impedanzwandler haben den Vorteil, dass sie in der Regel einen sehr hochohmigen Eingang aufweisen, was für diese Schaltung besonders vorteilhaft ist.

In einer bevorzugten Ausführungsform gemäß dem ersten Aspekt der Erfindung weist der Impedanzwandler wenigstens eines oder mehrere der folgenden Bauteile auf oder ist eines der folgenden Bauteile: MOSFET, Bipolartransistor, Operationsverstärker, Operationsverstärker mit hohem Eingangswiderstand und geringem Eigenrauschen, Operationsverstärker mit hohem Eingangswiderstand und geringem Eigenrauschen, wobei der Ausgang des Operationsverstärkers direkt oder indirekt auf seinen invertierenden Eingang rückgekoppelt ist.

In einer besonders bevorzugten Ausführungsform gemäß dem ersten Aspekt der Erfindung weist der Impedanzwandler wenigstens einen Operationsverstärker mit hohem Eingangswiderstand und geringem Eigenrauschen auf, wobei der Ausgang des Operationsverstärkers direkt auf den invertierenden Eingang rückgekoppelt ist.

Im Rahmen der Erfindung beschreibt eine Entkopplung des Ausgangs der Verstärkerkaskade von dem Eingang der Ausgangsstufe durch den Entkoppler insbesondere eine Entkopplung der Frequenzabhängigkeit der Ausgangsstufe von der vorgelagerten Verstärkerkaskade. Diese Frequenzentkopplung kann vollständig oder nur teilweise sein. Bei einer vollständigen Frequenzentkopplung wird die ideale Frequenzabhängigkeit der Ausgangsstufe nicht verfälscht und die Frequenzabhängigkeit der Verstärkerkaskade bleibt ebenfalls davon unbeeinflusst. Bei einer teilweisen Frequenzentkopplung belastet die Ausgangsstufe die vorgelagerte Verstärkerkaskade und verfälscht die Frequenzabhängigkeit der Ausgangsstufe durch die frequenzabhängige Ausgangsimpedanz der Verstärkerkaskade. Diese Verfälschung wird umso stärker, je größer der Rückkoppelwiderstand (d.h. je geringer die Rückkoppelstärke) der Verstärkerkaskade ist. Bevorzugt ist die Entkopplung vollständig oder nahezu vollständig.

MOSFET, Bipolartransistor und Operationsverstärker sind günstige, zuverlässige und technisch einfache Bauteile, die für den Einsatz als bzw. im Entkoppler geeignet sind. Operationsverstärker mit hohem Eingangswiderstand und geringem Eigenrauschen sind bevorzugte Bauteile für den Einsatz im Entkoppler, da sie eine besonders starke Entkopplung bis zur vollständigen oder nahezu vollständigen Entkopplung bereitstellen können. Gleichzeitig tragen sie aufgrund ihres geringem Eigenrauschens nur wenig oder nicht zur Verfälschung des in der erfindungsgemäßen Verstärkerschaltung verstärkten Signals bei. Operationsverstärker mit hohem Eingangswiderstand und geringem Eigenrauschen, wobei der Ausgang des Operationsverstärkers direkt auf den invertierenden Eingang rückgekoppelt ist, sind besonders bevorzugt, da sie die gleichen vorteilhaften Eigenschaften wie Operationsverstärker mit hohem Eingangswiderstand und geringem Eigenrauschen aufweisen und zusätzlich die Entkopplung nochmal verbessern.

Der Entkoppler ist bevorzugt mit dem Knoten K4 und dem Eingang der Ausgangsstufe verbunden. Insbesondere kann der Entkoppler mit dem Knoten K4 und dem Eingang der Ausgangsstufe direkt oder indirekt verbunden sein. Eine direkte Verbindung beschreibt in diesem Zusammenhang die Verbindung "K4 - Entkoppler - Eingang Ausgangsstufe". Eine indirekte Verbindung kann beispielsweise weitere elektronische Bauteile zwischen K4 und Entkoppler und/oder Entkoppler und dem Eingang der Ausgangsstufe aufweisen.

Das Vorsehen des Entkopplers bzw. des nicht-invertierenden Impedanzwandlers stellt eine Frequenzentkopplung der Verstärkerkaskade und des Eingangs der Ausgangsstufe bereit. Dadurch wird eine deutlich flachere Übertragungsfunktion zwischen der Verstärkerkaskade und der Ausgangsstufe erreicht. Im Ergebnis wird damit die Frequenzabhängigkeit des Ausgangs der erfindungsgemäßen Verstärkerschaltung abgesenkt bzw. verbessert.

Gleichzeitig verbessert der Entkoppler die Verstärkung der erfindungsgemäßen Verstärkerschaltung. Insbesondere kann das Eingangssignal der erfindungsgemäßen Verstärkerschaltung bei beispielsweise einer Verstärkung von 50 MV/A bis 360 kHz mit flacher Übertragungsfunktion verstärkt werden.

In einer bevorzugten Ausführungsform gemäß dem ersten Aspekt der Erfindung umfasst die Verstärkerschaltung zusätzlich eine Zwischenbelastung, wobei die Zwischenbelastung mit dem Ausgang des ersten Verstärkers und dem Eingang des zweiten Verstärkers der Verstärkerkaskade im Knoten K3 verbunden ist, wobei die Zwischenbelastung dazu eingerichtet ist, Eigenschwingungen der Verstärkerschaltung zu mini mieren.

Im Sinne der Erfindung bedeutet die Verbindung der Zwischenbelastung mit dem Ausgang des ersten Verstärkers der Verstärkerkaskade im Knoten K3, dass die Zwischenbelastung direkt oder indirekt, z.B. mit einem oder mehreren zwischengeschalteten elektronischen Bauteilen, mit dem Ausgang des ersten Verstärkers im Knoten K3 verbunden sein kann. Ein bevorzugtes elektronisches Bauteil bei einer indirekten Verbindung kann ein ohmscher Widerstand sein.

Im Sinne der Erfindung bedeutet die Verbindung der Zwischenbelastung mit dem Eingang des zweiten Verstärkers der Verstärkerkaskade im Knoten K3, dass die Zwischenbelastung direkt oder indirekt, z.B. mit einem oder mehreren zwischengeschalteten elektronischen Bauteilen mit dem Eingang des zweiten Verstärkers im Knoten K3 verbunden sein kann. Ein bevorzugtes elektronisches Bauteil bei einer indirekten Verbindung kann ein ohmscher Widerstand sein.

In einer bevorzugten Ausführungsform gemäß dem ersten Aspekt der Erfindung ist die Zwischenbelastung eingerichtet, Eigenschwingungen durch eine Phasenkorrektur zu minimieren.

In einer bevorzugten Ausführungsform gemäß dem ersten Aspekt der Erfindung ist der Ausgang des ersten Verstärkers mit dem Knoten K3 über einen ersten ohmschen Widerstand (R17) verbunden, wobei der Knoten K3 über einen zweiten ohmschen Widerstand (Ris) mit Masse verbunden ist. Der erste Widerstand (R17) und der zweite ohmsche Widerstand (Ris) bilden dabei bevorzugt einen Spannungsteiler, bei dem am Knoten K3 eine Teilspannung abgreifbar ist. Der Spannungsteiler begrenzt dabei vorteilhaft eine zu starke Belastung insbesondere der vorgelagerten Verstärkerstufe bzw. des vorgelagerten Operationsverstärkers.

In einer bevorzugten Ausführungsform gemäß dem ersten Aspekt der Erfindung weist die Zwischenbelastung wenigstens eine oder mehrere der folgenden Bauteilkombinationen auf oder besteht daraus: in Reihe gegen Masse geschaltete Induktivität und/oder Kapazität und wenigstens einen ohmschen Widerstand, bevorzugt den zweiten ohmschen Widerstand; parallel gegen Masse geschaltete Induktivität und/oder Kapazität und wenigstens einen ohmschen Widerstand. Besonders bevorzugt weist die Zwischenbelastung eine in Reihe gegen Masse geschaltete Induktivität oder Ka pazität und wenigstens den zweiten ohmschen Widerstand auf oder besteht daraus. Weiter bevorzugt weist die Zwischenbelastung eine in Reihe gegen Masse geschaltete Induktivität und wenigstens den zweiten ohmschen Widerstand auf oder besteht aus einer in Reihe gegen Masse geschalteten Induktivität und wenigstens dem zweiten ohmschen Widerstand R15. jm Rahmen der Erfindung beschreibt eine Zwischenbelastung jedes Bauteil oder jede Bauteilkombination, das bzw. die geeignet ist bzw. sind, die Eigenschwingung der erfindungsgemäßen Verstärkerschaltung zu minimieren. Bevorzugt ist die Zwischenbelastung derart eingerichtet, eine Phasenkorrektur einzuführen, die den Frequenzgang so verändert, dass die erfindungsgemäße Verstärkerschaltung robuster gegen Eigenschwingungen ist. Im Rahmen der Erfindung bedeutet Robustheit gegen Eigenschwingungen, dass die rückgekoppelte Schaltung, insbesondere das Feedbacknetzwerk und/oder die Frequenzgangkompensation, das Nyquist-Stabilitätskriterium erfüllt. Das heißt, dass die Phasendrehung der Rückkopplung so gering ist, dass die gewünschte Gegenkopplung nicht ungewollt zu einer Mitkopplung wird.

Die vorgenannten Bauteilkombinationen sind einfach im Aufbau und robust im Einsatz. Zudem haben sie trotz ihrer Einfachheit den überraschenden Effekt, die vorteilhaften Eigenschaften der erfindungsgemäßen Verstärkerschaltung stark zu verbessern.

Besonders bevorzugt weist die Induktivität der Zwischenbelastung in der Bauteilkombination aus Induktivität und wenigstens einem ohmschen Widerstand, bevorzugt den ersten und zweiten ohmschen Widerständen, einen Wert im Bereich von 1 p.H bis 20 p.H auf, bevorzugt im Bereich von 1 p.H bis 5 p.H auf. Besonders bevorzugt weist der erste und zweite ohmsche Widerstand in der Bauteilkombination der Zwischenbelastung aus Induktivität und ohmschen Widerständen einen Wert im Bereich von 10 Ohm bis 100 Ohm auf, bevorzugt im Bereich von 10 Ohm bis 20 Ohm auf. Bevorzugt sind der erste und zweite Widerstand gleich groß. Diese vorgenannten Werte zeigen überraschenderweise besonders gute Ergebnisse bei der Minimierung von unerwünschten Eigenschwingungen.

Das Vorsehen der Zwischenbelastung stabilisiert die erfindungsgemäße Verstärkerschaltung vorteilhaft bei größeren Änderungen der Eingangskapazität der kapazitiven Stromquelle. Insbesondere wird dadurch die Verwendung von unterschiedlichen kapazitiven Stromquellen und/oder pyroelektrischen Sensoren ermöglicht. Damit wird die erfindungsgemäße Schaltung universeller und ohne aufwendige der technisch komplexe Anpassungen der Schaltung einsetzbar.

Die Aufgabe der Erfindung wird im zweiten Aspekt der Erfindung durch das Sensorsystem mit den Merkmalen des Anspruchs 20 gelöst. Das erfindungsgemäße Sensorsystem gemäß Anspruch 20 umfasst eine kapazitive Stromquelle und eine Verstärkerschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 19.

Die im Zusammenhang mit dem ersten Aspekt der Erfindung gemachten Ausführungen gelten ebenso im Zusammenhang mit dem Sensorsystem gemäß dem zweiten Aspekt der Erfindung. Zur Vermeidung unnötiger Redundanzen wird hier auf die oben gemachten Ausführungen verwiesen und auf eine erneute Wiedergabe verzichtet.

Die kapazitive Stromquelle kann bevorzugt ein Bauteil mit einer negativen Kapazität aufweisen.

Im Sinne der Erfindung ist ein Bauteil mit einer negativen Kapazität ein Bauteil, bei dem eine Verringerung der angelegten Spannung eine Vergrößerung der Ladung des Bauteils zur Folge hat. Dazu kann das Bauteil ein Material aufweisen, welches eine negative Kapazität hat. Erste experimentelle Hinweise auf derartige Materialien geben beispielsweise M. Hoffmann, S. Slesazeck, and T. Mikolajick, "Progress and future prospects of negative capacitance electronics: A materials perspective," APL Mater. 9, 020902 (2021) und A. K. Yadav, K. X. Nguyen, Z. Hong, et al. "Spatially resolved steady-state negative capacitance," Nature 565, 468 (2019).

Beispiele für Materialien mit einer negativen Kapazität können ferroelektrische Materialien wie z.B. HfCh oder Blei-Zirconat-Titanat bzw. Heterostrukturen aus diesen ferroelektrischen und dielektrischen Materialien wie z.B. Strontium-Titanat sein.

Bevorzugt wird das Bauteil mit negativer Kapazität beispielsweise an einem Ausgang der kapazitiven Stromquelle mit der kapazitiven Stromquelle verbunden. Alternativ kann das Bauteil mit negativer Kapazität ein Teil der kapazitativen Stromquelle, bevorzugt des pyroelektrischen Sensors, sein. In beiden Fällen kann die negative Kapazität des Bauteils die normale, positive, Kapazität der kapazitiven Stromquelle, bevorzugt des pyroelektrischen Sensors, ausgleichen.

Der Einsatz eines derartigen Bauteils reduziert das Rauschen deutlich und verbessert somit das Signal-Rausch-Verhältnis beim Messen des Signals der kapazitiven Stromquelle, bevorzugt des pyroelektrischen Sensors.

In einer bevorzugten Ausführungsform gemäß dem zweiten Aspekt der Erfindung ist die kapazitive Stromquelle ein pyroelektrischer Sensor.

Der pyroelektrische Sensor kann beispielsweise Lithiumtantalat (LiTaOä) oder Triglycinsulfat (TGS) aufweisen.

Aufgrund der besonderen Eigenschaften der erfindungsgemäßen Verstärkerschaltung in dem erfindungsgemäßen Sensorsystem ist eine besonders breitbandige und rauscharme Verstärkung des Signals eines pyroelektrischen Sensors möglich.

In einer bevorzugten Ausführungsform gemäß dem zweiten Aspekt der Erfindung ist der pyroelektrische Sensor plattenartig ausgeführt und weist eine maximale Dicke von 40 pm, bevorzugt maximal 10 pm auf.

Ein pyroelektrischer Sensor weist typischerweise einen Kristall aus einem pyroelektrischen Material auf.

Im Rahmen dieser Erfindung beschreibt die Dicke des pyroelektrischen Sensors die Dicke des pyroelektrischen Materials, d.h. die Dicke bzw. mittlere Dicke des pyroelektrischen Kristalls.

Die Temperaturerhöhung des pyroelektrischen Sensors, bzw. des Kristalls, ist direkt proportional zur Absorption A _t h der Strahlung im Kristall und antiproportional zu seiner Wärmekapazität c _t h (optisch-thermische Konversion). Eine möglichst große Temperaturänderung wird durch eine geeignete, breitbandig absorbierende Beschichtung des Kristalls ermöglicht. Außerdem kann eine geringe Wärmekapazität durch ein kleines Kristallvolumen bzw. bei gegebener Sensorfläche durch eine geringe Kristalldicke erreicht werden. Dem Prozess der Aufheizung des Sensorelements wirkt eine Abkühlung z.B. durch die Wärmeleitung der Kristallhalterung entgegen. Eine möglichst schlechte Wärmeleitung sorgt hier für eine möglichst hohe Temperaturdifferenz AT zwischen bestrahltem und unbestrahltem Kristall und führt daher zu einem entsprechend hohen Stromsignal. Mit steigender Modulationsfrequenz des eingestrahlten Lichts co wird AT geringer und es gilt AT oc

. Daher ist eine geringe Wärmekapazität (ein dünner Kristall) für eine möglichst schnelle ^c th ^w thermische Reaktion des Sensors vorteilhaft. Ein pyroelektrischer Sensor mit einer geringen Dicke sorgt somit für eine möglichst schnelle thermische Reaktion und ein vorteilhaftes Verhalten des pyroelektrischen Sensors, wenn die, aufgrund der geringen Dicke, erhöhte Kapazität des Sensorelements die sinnvollen Grenzen der Eingangskapazität der nachfolgenden Verstärkerschaltung nicht überschreitet. Bevorzugt liegt die Dicke bzw. die mittlere Dicke des Kristalls im Rahmen dieser Erfindung im zwischen 2 pm und 40 pm.

Ein weiterer Faktor ist die thermisch-elektrische Konversion: Die Temperaturänderung des pyroelektrischen Kristalls erzeugt eine Oberflächenladung Q proportional zur Fläche A des Kristalls und zum pyroelektrischen Koeffizienten p, der die spezifische Stärke des pyroelektrischen Effekts in einem Material beschreibt: Q = p A AT

Eine zeitliche Änderung der Temperatur erzeugt damit eine zeitlich veränderliche Ladung, also einen elektrischen Strom I. Daraus ergibt sich, dass ein pyroelektrischer Sensor nur auf Strahlungsänderungen reagieren kann. Im stationären Fall fließt kein Strom mehr. Bei hohen Frequenzen ist der pyroelektrische Strom unabhängig von der Frequenz der Lichtanregung

1 konstant. Es gilt hier für den Strom: I oc — , eine geringe Wärmekapazität (ein dünner Kristall) Cth ist also bei hohen Frequenzen auch für ein möglichst großes Stromsignal wünschenswert.

Zudem hat die geringe Dicke des pyroelektrischen Sensors eine Erhöhung der Bandbreite bis zu der elektronischen Bandbreite der erfindungsgemäßen Verstärkerschaltung zur Folge. In diesem Fall ist sowohl die optisch-thermische Wandlung als auch die thermisch-elektrische Wandlung aufgrund der verringerten Wärmekapazität des pyroelektrischen Sensors optimiert.

Das erfindungsgemäße Sensorsystem gemäß einem der Ansprüche 20 bis 22 kann bevorzugt in und/oder mit einem FTIR-Spektrometer (Fourier-Transform-Infrarot-Spektrometer) verwendet werden. Insbesondere kann das erfindungsgemäße Sensorsystem Teil eines oben beschriebenen FTIR-Spektrometers sein oder darin verwendet werden.

Es sei hiermit klargestellt, dass eine oder mehrere der oben beschriebenen bevorzugten Ausführungsformen, soweit widerspruchsfrei, miteinander kombinierbar sind und ebenfalls bevorzugte Ausführungsformen darstellen. Insbesondere sind auch eine oder mehrere der oben beschriebenen bevorzugten Ausführungsformen der verschiedenen Aspekte der Erfindung, soweit widerspruchsfrei, miteinander kombinierbar und stellen ebenfalls bevorzugte Ausführungsformen der Erfindung dar.

Nachfolgend werden bevorzugte Ausführungsformen der Erfindung unter Bezugnahme auf die beiliegenden Zeichnungen näher erläutert und beschrieben. Dabei zeigt:

Fig. 1 eine schematische Darstellung einer Schaltung einer ersten Ausführungsform der erfindungsgemäßen Verstärkerschaltung,

Fig. 2 einen Schaltungsplan einer Ausführungsform einer Eingangsstufe,

Fig. 3 einen Schaltungsplan einer Ausführungsform einer Verstärkerkaskade mit Feedbacknetzwerk,

Fig. 4 eine schematische Darstellung einer Schaltung einer zweiten Ausführungsform der erfindungsgemäßen Verstärkerschaltung,

Fig. 5 einen Schaltungsplan einer Ausführungsform einer Ausgangsstufe,

Fig. 6 eine schematische Darstellung einer Schaltung einer dritten Ausführungsform der erfindungsgemäßen Verstärkerschaltung,

Fig. 7 einen Schaltungsplan einer Ausführungsform einer Amplitudenbegrenzung,

Fig. 8 eine schematische Darstellung einer Schaltung einer vierten Ausführungsform der erfindungsgemäßen Verstärkerschaltung,

Fig. 9 einen Schaltungsplan einer Ausführungsform einer Verstärkerkaskade mit Feedbacknetzwerk und Frequenzkompensation,

Fig. 10 einen Schaltungsplan einer fünften Ausführungsform der erfindungsgemäßen Verstärkerschaltung,

Fig. 11 a,b eine Darstellung eines Bauteils auf einer Leiterplatte mit einem entfernten Bereich,

Fig. 12 eine Ausführungsform eines erfindungsgemäßen Sensorsystems,

Fig. 13 a,b Darstellung von Messergebnissen der Performance der erfindungsgemäßen Verstärkerschaltung,

Fig. 14 a,b,c Darstellung von Messergebnissen der Performance des erfindungsgemäßen Sensorsystems,

Fig. 15 Darstellung von Messergebnissen des Übertragungsverhaltens bei unterschiedlichen Verstärkungen,

Fig. 16 eine schematische Darstellung einer Schaltung einer sechsten

Ausführungsform der erfindungsgemäßen Verstärkerschaltung,

Fig. 17 eine schematische Darstellung einer Schaltung einer siebten Ausführungsform der erfindungsgemäßen Verstärkerschaltung,

Fig. 18 einen Schaltungsplan einer Ausführungsform einer Zwischenbelastung,

Fig. 19 eine schematische Darstellung einer Schaltung einer achten Ausführungsform der erfindungsgemäßen Verstärkerschaltung, Fig. 20 einen Schaltungsplan einer neunten Ausführungsform der erfindungsgemäßen Verstärkerschaltung, und

Fig. 21 eine zweite Ausführungsform eines erfindungsgemäßen Sensorsystems.

Figur 1 zeigt eine schematische Darstellung einer Schaltung einer ersten Ausführungsform der erfindungsgemäßen Verstärkerschaltung la. Die Verstärkerschaltung la ist eine Verstärkerschaltung zur breitbandigen und rauscharmen Verstärkung einer kapazitiven Stromquelle, bevorzugt eines pyroelektrischen Sensors. Die Verstärkerschaltung la umfasst einen Signaleingang 3, der mit der kapazitiven Stromquelle in einem Knoten Ki verbindbar ist, eine Eingangsstufe Al, wobei die Eingangsstufe Al an einem Eingang 7 der Eingangsstufe Al mit dem Knoten Ki verbunden ist und einen Knoten K2 am Ausgang 9 der Eingangsstufe Al aufweist, wobei die Eingangsstufe Al eingerichtet ist, eine Eingangsspannung wenigstens 3- fach zu verstärken, wobei die Eingangsstufe Al eingerichtet ist, einen hochohmigen Eingangswiderstand am Eingang 7 der Eingangsstufe Al bereitzustellen, wobei die Eingangsstufe Al eingerichtet ist, eine stabile und lastunabhängige Spannung am Ausgang 9 der Eingangsstufe Al bereitzustellen, eine Verstärkerkaskade 11, wobei die Verstärkerkaskade 11 wenigstens einen ersten Verstärker A2 und einen zweiten Verstärker A3 mit je einem Eingang 13 bzw. 17 und einem Ausgang 15 bzw. 19 aufweist, wobei der Ausgang 15 des ersten Verstärkers A2 in einem Knoten K3 mit dem Eingang 17 des zweiten Verstärkers A3 verbunden ist, wobei der Eingang 13 des ersten Verstärkers A2 mit dem Knoten K2 verbunden ist, wobei der Ausgang 19 des zweiten Verstärkers A3 mit einem Knoten K4 verbunden ist, wobei die Verstärkerkaskade 11 eingerichtet ist, eine hohe Signalverstärkung mit niedriger Phasendrehung über einen weiten Frequenzbereich zu erzeugen, ein Feedbacknetzwerk Fl, wobei das Feedbacknetzwerk Fl mit dem Eingang 7 der Eingangsstufe Al im Knoten Ki und dem Ausgang 19 des zweiten Verstärkers A3 im Knoten K4 verbunden ist, wobei das Feedbacknetzwerk Fl eingerichtet ist, einen hochohmigen Feedbackwiderstand mit einer parasitären Kapazität von weniger als 0,5 pF bereitzustellen, wobei das Feedbacknetzwerk Fl eingerichtet ist, eine Gegenkopplung zu einem Aufbau umfassend die Eingangsstufe Al und die Verstärkerkaskade 11 bereitzustellen, und einen Signalausgang 21, der mit einem Knoten K5 verbunden ist, wobei der Knoten K5 mit dem Knoten K4 verbunden ist oder dem Knoten K4 entspricht.

Figur 2 zeigt ein Beispiel einer Eingangsstufe Al. Die Eingangsstufe Al weist einen Sperrschicht-Feldeffekttransistor Qi und einen Bipolartransistor 2 auf. Der Sperrschicht- Feldeffekttransistor Qi hat drei Anschlüsse: Source S, Gate G und Drain D. Der Bipolartransistor 2 hat drei Anschlüsse: Collector C, Basis B und Emitter E. Der Drain- Anschluss des Sperrschicht-Feldeffekttransistors Qi ist mit dem Basis-Anschluss B des Bipolartransistors 2 verbunden. Der Sperrschicht-Feldeffekttransistor Qi ist als Source- Schaltung beschältet. Der Bipolartransistor 2 ist als Emitterfolger beschältet.

Die Eingangsstufe Al kann zusätzlich oder alternativ ein Bauteil mit einer negativen Kapazität aufweisen. Figur 3 zeigt ein Beispiel einer Verstärkerkaskade 11 mit einem Beispiel eines Feedbacknetzwerks Fl. Der erste und zweite Verstärker A2, A3 der Verstärkerkaskade 11 ist jeweils ein Operationsverstärker Q3, Q4. Der erste Operationsverstärker Q3 kann eine Spannungsverstärkung von mehr als 10 ⁴ aufweisen. Der zweite Operationsverstärker Q4 kann eine Spannungsverstärkung von maximal 10 ³ aufweisen.

Das Feedbacknetzwerk Fl weist einen hochohmigen Feedbackwiderstand R7 mit einer parallelen Kapazität C5 auf. Zusätzlich weist das Feedbacknetzwerk Fl einen in Reihe geschalteten Tiefpass auf. Der Tiefpass weist einen Widerstand Rs und eine Kapazität Ce gegen Masse auf. Der Tiefpass ist mit dem Feedbackwiderstand R7 und der parallelen Kapazität C5 im Knoten Kf verbunden.

Figur 4 zeigt eine schematische Darstellung einer Schaltung einer zweiten Ausführungsform der erfindungsgemäßen Verstärkerschaltung lb. Die in Fig. 4 gezeigte Schaltung ist eine Erweiterung der Schaltung aus Fig. 1 und weist somit alle Elemente aus Fig. 1 sowie deren Funktionen auf. Figur 4 zeigt zusätzlich eine Ausgangsstufe A4. Die Ausgangsstufe A4 ist an einem Eingang 23 der Ausgangsstufe A4 mit dem Knoten K4 verbunden ist und an einem Ausgang 25 der Ausgangsstufe A4 mit dem Signalausgang 21 im Knoten K5 verbunden.

Die Ausgangsstufe A4 ist eingerichtet, eine Spannung am Eingang der Ausgangsstufe um das bis zu 20-fache zu verstärken. Die Ausgangsstufe A4 ist zudem eingerichtet, Gleichspannungsstörungen am Eingang 23 der Ausgangsstufe A4 zu filtern und einen Signalpegel am Ausgang 25 der Ausgangsstufe A4 an K5 anzupassen.

Figur 5 zeigt einen Schaltungsplan eines Beispiels einer Ausgangsstufe A4. Die Ausgangsstufe A4 umfasst einen invertierenden Bandpass-Verstärker Q5. Ein invertierender Eingang 27 des Bandpass-Verstärkers A4 ist mittels einer in Reihe geschalteten Kapazität C7 AC-gekoppelt.

Figur 6 zeigt eine schematische Darstellung einer Schaltung einer dritten Ausführungsform der erfindungsgemäßen Verstärkerschaltung lc. Die in Fig. 6 gezeigte Schaltung ist eine Erweiterung der Schaltung aus Fig. 1 und 4 und weist somit alle Elemente aus Fig. 1 und 4 sowie deren Funktionen auf.

Figur 6 zeigt zusätzlich eine Amplitudenbegrenzung F2, die in der Verstärkerschaltung lc umfasst ist. Die Amplitudenbegrenzung F2 ist an einem Eingang 31 der Amplitudenbegrenzung F2 mit dem Knoten K4 oder K5 und an einem Ausgang 29 der Amplitudenbegrenzung F2 mit dem Knoten K3 verbunden. Die Amplitudenbegrenzung F2 ist eingerichtet, die Amplitude des Ausgangssignals am Signalausgang 21 bei Überschreiten eines Schwellwerts am Knoten K4 oder Knoten K5 zu beschränken.

TI Figur 7 zeigt einen Schaltungsplan eines Beispiels einer Amplitudenbegrenzung F2. Die Amplitudenbegrenzung F2 weist zwei gegenpolig in Reihe geschaltete Z-Dioden Qe, Q7 auf.

Figur 8 zeigt eine schematische Darstellung einer Schaltung einer vierten Ausführungsform der erfindungsgemäßen Verstärkerschaltung ld. Die in Fig. 8 gezeigte Schaltung ist eine Erweiterung der Schaltung aus Fig. 1, 4 und 6 und weist somit alle Elemente aus Fig. 1, 4 und 6 sowie deren Funktionen auf.

Figur 8 zeigt zusätzlich eine Frequenzgangkompensation F3, die in der Verstärkerschaltung ld umfasst ist. Die Frequenzgangkompensation F3 ist mit dem Knoten K3 und dem Knoten Ki verbunden und eingerichtet, eine Schwingungsneigung der Verstärkerkaskade 11 herabzusetzen.

Figur 16 zeigt eine schematische Darstellung einer Schaltung einer sechsten Ausführungsform der erfindungsgemäßen Verstärkerschaltung lf. Die in Fig. 16 gezeigte Verstärkerschaltung lf ist eine Erweiterung der Schaltung aus Fig. 8. Figur 16 zeigt die in Fig. 8 gezeigte Verstärkerschaltung ld mit einem zusätzlichen Entkoppler A5. Der Entkoppler A5 ist mit dem Knoten K4 und dem Eingang 23 der Ausgangsstufe A4 verbunden. Der Entkoppler ist eingerichtet, einen Ausgang der Verstärkerkaskade 11 von der Ausgangsstufe A4 zu entkoppeln.

Bevorzugt weist oder ist der Entkoppler A5 ein nicht-invertierender Impedanzwandler Ch. Alternativ kann der Entkoppler A5 aber auch eine Kombination zweier invertierender Impedanzwandler sein oder aufweisen.

Figur 17 zeigt eine schematische Darstellung einer Schaltung einer siebten Ausführungsform der erfindungsgemäßen Verstärkerschaltung lg. Die in Fig. 17 gezeigte Verstärkerschaltung lg ist eine Erweiterung der Schaltung aus Fig. 8. Figur 17 zeigt die in Fig. 8 gezeigte Verstärkerschaltung ld mit einer zusätzlichen Zwischenbelastung F4. Die Zwischenbelastung F4 ist mit dem Ausgang 15 des ersten Verstärkers A2 und dem Eingang 17 des zweiten Verstärkers A3 der Verstärkerkaskade 11 im Knoten K3 verbunden. Die Zwischenbelastung F4 ist dazu eingerichtet, Eigenschwingungen der Verstärkerschaltung lg zu minimieren. Bevorzugt ist die Zwischenbelastung F4 eingerichtet, die Eigenschwingungen der Verstärkerschaltung lg durch eine Phasenkorrektur zu minimieren.

Figur 18 zeigt ein Beispiel einer Realisierung einer Zwischenbelastung F4. Die Zwischenbelastung F4 ist beispielhaft als eine in Reihe gegen Masse geschaltete Induktivität Li und einem ohmschen Widerstand R15 dargestellt. Es sind aber auch alternative Ausführungsformen der Zwischenbelastung F4 denkbar. Figur 19 zeigt eine schematische Darstellung einer Schaltung einer achten Ausführungsform der erfindungsgemäßen Verstärkerschaltung lh. Die in Fig. 19 gezeigte Verstärkerschaltung lh ist eine Erweiterung der Schaltung aus Fig. 16 mit einer zusätzlichen Zwischenbelastung F4.

Figur 9 zeigt das in Figur 3 gezeigte Beispiel einer Verstärkerkaskade 11 mit einem zusätzlichen Beispiel einer Frequenzgangkompensation F3. Die Frequenzgangkompensation F3 weist eine in Reihe geschaltete Kapazität, beispielsweise einen Kondensator C4 auf. Der Kondensator C4 ist mit den Knoten Ki und K3 verbunden. Die Frequenzgangkompensation F3 ist eingerichtet, eine Schwingungsneigung der Verstärkerkaskade 11 herabzusetzen.

Figur 10 zeigt einen Schaltungsplan einer fünften Ausführungsform der erfindungsgemäßen Verstärkerschaltung le. Die Verstärkerschaltung kombiniert dabei die in den Fig. 2, 3, 5, 7 und 9 gezeigten Bauteilgruppen zu einer gesamten erfindungsgemäßen Verstärkerschaltung le. Zusätzlich zeigt Fig. 10 eine kapazitive Stromquelle 41, die als pyroelektrischer Sensor D _py ausgeführt ist, die im Knoten Ki mit der Verstärkerschaltung le verbindbar und verbunden ist. Die Verstärkerschaltung le ist besonders bevorzugt.

Figur 20 zeigt einen Schaltungsplan einer neunten Ausführungsform der erfindungsgemäßen Verstärkerschaltung lk. Die Verstärkerschaltung lk kombiniert dabei die in Fig. 10 gezeigte Verstärkerschaltung mit der in Fig. 18 gezeigten Zwischenbelastung und dem in Fig. 16 gezeigten Entkoppler A5 in Form eines weiteren Operationsverstärkers Qs. Der Ausgang des Operationsverstärkers Qs ist direkt auf seinen invertierenden Eingang rückgekoppelt.

Die Verstärkerschaltung lk ist besonders bevorzugt.

Der Ausgang des ersten Operationsverstärkers Q3 ist mit dem Knoten K3 über einen ersten Widerstand R17 verbunden, wobei der Knoten K3 mit dem nicht-invertierenden Eingang des zweiten Operationsverstärkers Q4 über einen ohmschen Widerstand R9 verbunden ist.

Die Zwischenbelastung F4 ist beispielhaft als eine in Reihe gegen Masse geschaltete Induktivität Li und dem zweiten ohmschen Widerstand R15 dargestellt. Es sind aber auch alternative Ausführungsformen der Zwischenbelastung F4 denkbar. Der ohmsche Widerstand R17 und der ohmsche Widerstand R15 bilden einen Spannungsteiler. Der Spannungsteiler begrenzt dabei vorteilhaft eine zu starke Belastung der vorgelagerten Verstärkerstufe bzw. des vorgelagerten Operationsverstärkers.

Bevorzugt sind die Widerstände R15 und R17 gleich groß. Diese vorgenannten Werte zeigen überraschenderweise besonders gute Ergebnisse bei der Minimierung von unerwünschten Eigenschwingungen.

Die erste bis fünfte Ausführungsform der Verstärkerschaltung la, lb, lc, ld, le kann bevorzugt zur Messung eines Stromsignals einer kapazitiven Stromquelle, bevorzugt eines pyroelektrischen Sensors, verwendet werden. Jede Ausführungsform, insbesondere auch die sechste bis neunte Ausführungsform der erfindungsgemäßen Verstärkerschaltung la, lb, lc, Id, le, lf, lg, lh, lk (vereinfacht: Verstärkerschaltung 1) kann bevorzugt zur Messung eines Stromsignals einer kapazitiven Stromquelle, bevorzugt eines pyroelektrischen Sensors, verwendet werden.

Die erfindungsgemäße Verstärkerschaltung la, lb, lc, ld, le, lf, lg, lh, lk kann bevorzugt zur Messung eines Stromsignals einer kapazitiven Stromquelle, bevorzugt eines pyroelektrischen Sensors, in einem Infrarotspektrometer, bevorzugt einem FTIR- Spektrometer (Fourier-Transform-Infrarot-Spektrometer) verwendet werden.

Figur 11 zeigt einen Abschnitt einer Leiterplatte 33, die auch Leiterkarte genannt werden kann. Die Verstärkerschaltung la, lb, lc, ld, le, lf, lg, lh, lk (im Folgenden der besseren Lesbarkeit halber lediglich als Verstärkerschaltung 1 bezeichnet) oder wenigstens ein Teil der Verstärkerschaltung 1 ist auf einer Leiterplatte 33 aufgebracht. Beispielhaft zeigt Fig. 11 ein elektronisches Bauteil 35 der Verstärkerschaltung 1 auf der Leiterplatte 33. Das elektronische Bauteil 35 ist mit Lötpads 37 auf der Leiterplatte 33 verlötet. Ein Bereich 39 der Leiterplatte 33 unterhalb des wenigstens einen elektronischen Bauteils 35 außerhalb der Lötpads 37 ist entfernt.

Der Bereich 39 der Leiterplatte 33 kann bevorzugt unterhalb eines elektronisches Bauteils 35 oder mehrerer Bauteile des Feedbacknetzwerks Fl oder unterhalb des gesamten Feedbacknetzwerks Fl entfernt sein.

Alternativ oder zusätzlich kann bevorzugt der Bereich 39 der Leiterplatte 33 unterhalb eines elektronischen Bauteils oder mehrerer Bauteile der Eingangsstufe Al entfernt sein. Besonders bevorzugt ist der Bereich 39 unterhalb des Feldeffektransistors Qi und/oder der Bereich 39 unterhalb des Bipolartransistors Cb entfernt.

Figur 12 zeigt eine Ausführungsform eines erfindungsgemäßen Sensorsystems 43 umfassend eine kapazitive Stromquelle 41 und eine Verstärkerschaltung 1. Bevorzugt ist die kapazitive Stromquelle des Sensorsystems 43 ein pyroelektrischer Sensor D _py .

Figur 21 zeigt eine weitere Ausführungsform eines erfindungsgemäßen Sensorsystems 43 umfassend eine kapazitive Stromquelle 41 und eine Verstärkerschaltung lk. Bevorzugt ist die kapazitive Stromquelle des Sensorsystems 43 ein pyroelektrischer Sensor D _py .

Der pyroelektrische Sensor D _py kann bevorzugt plattenartig ausgeführt sein und eine maximale Dicke d von 40 pm, bevorzugt maximal 10 pm aufweisen.

Das erfindungsgemäße Sensorsystem 43 kann bevorzugt in und/oder mit einem FTIR- Spektrometer (Fourier-Transform-Infrarot-Spektrometer) verwendet werden. Figur 13 a, b zeigt eine Darstellung von Messergebnissen der Performance der erfindungsgemäßen Verstärkerschaltung. Figur 14 a,b,c zeigt jeweils eine Darstellung von Messergebnissen der Performance des erfindungsgemäßen Sensorsystems, und Fig. 15 zeigt eine Darstellung von Messergebnissen des Übertragungsverhaltens bei unterschiedlichen Verstärkungen.

Figur 13 zeigt Messdaten zur Übertragung der erfindungsgemäßen vierstufigen Verstärkerschaltung 1 und demonstriert die Leistungsfähigkeit und Vorteile der Erfindung. Trotz einer 40-fach höheren Verstärkung von 400 MV/A verglichen mit einem gewöhnlichen TIA, bei dem die Verstärkung typischerweise nur 10 MV/A beträgt, zeigt die erfindungsgemäße Verstärkerschaltung 1 eine flache Übertragung bis zu einer 3 dB Grenzfrequenz von 90 kHz. Die Verstärkerschaltung 1 erreicht damit dieselbe Bandbreite wie im Stand der Technik bekannte TIA mit geringerer Verstärkung von 10 MV/A. Anders ausgedrückt erreicht die Verstärkerschaltung 1 eine deutlich größere Verstärkung bei vergleichbarer Bandbreite verglichen mit dem Stand der Technik. Zudem ist die vorgestellte Schaltung robust gegenüber einer Änderung der Eingangskapazität, insbesondere durch die kapazitive Stromquelle 41, beispielsweise einem pyroelektrischen Sensor D _py . Die Übertragungsfunktionen von 0 pF - 270 pF sind nahezu deckungsgleich. Selbst bei der großen Eingangskapazität von 2,2 nF zeigt sich noch keine Überhöhung in der Frequenzantwort wie bei im Stand der Technik bekannten TIA.

Die Rauschspannung der erfindungsgemäßen Verstärkerschaltung ist in Fig. 13b gezeigt und ist bei niedrigen Frequenzen nur geringfügig höher als das minimal mögliche Johnson-Nyquist- Rauschen eines 400 MQ Rückkoppelwiderstands von . 4k _B ■ 300 K ■ 400 Mfl = 2,6 ■ 10“ ⁶ - . Hz

Bei höheren Frequenzen ab 10 ⁴ Hz hängt das Rauschen von der Eingangskapazität ab: je höher diese ausfällt, desto eher und stärker steigt das Rauschen an. Dies liegt einerseits an einer Verringerung der Eingangsimpedanz der kapazitiven Stromquelle 41, die zu einer größeren Verstärkung des Eingangsspannungsrauschens führt. Andererseits verringert der mit der Frequenz zunehmende dielektrische Verlust des Sensors effektiv seinen Widerstand R _py . Dies erzeugt einen weiteren Beitrag zum Rauschen.

Bevorzugt kann die Kapazität des pyroelektrischen Sensors D _py durch ein passives Bauelement mit einer negativen Kapazität (siehe oben) kompensiert werden. Eine Kombination eines Bauteils mit negativer Kapazität mit einer kapazitiven Stromquelle 41, bevorzugt einem pyroelektrischen Sensor D _py mit gewöhnlicher positiver Kapazität, verspricht gemäß Fig. 13b eine weitere deutliche Reduktion des Rauschens und somit auch ein deutlich verbessertes Signal-Rausch-Verhältnis. Die Leistungsfähigkeit der erfindungsgemäßen Verstärkerschaltung 1 wurde im Zusammenspiel mit einem pyroelektrischen Sensor D _py , d.h. als erfindungsgemäßes Sensorsystem, in einem optischen Aufbau getestet (siehe Fig. 14a bis c). Dazu wurde mit einem gepulsten Diodenlaser mit einer Leistung von 145 pW die Sensitivität bei einer Verstärkung von 5 GV/A über einen Frequenzbereich bis 100 kHz gemessen und mit einem pyroelektrischen Sensor D _py mit gleicher Verstärkung mit einem im Stand der Technik bekannten einstufigen TIA verglichen. Bei gleicher Dicke des pyroelektrischen Sensors D _py von 30 pm ist die Bandbreite der vierstufigen erfindungsgemäßen Verstärkerschaltung 1 (siehe Fig. 13a bis c) mit 5 kHz deutlich größer als die 200 Hz Bandbreite des einstufigen TIA (siehe Fig. 13a bis c). Die Grenzfrequenz von 5 kHz entspricht in diesem Fall der thermischen Zeitkonstante des pyroelektrischen Sensors D _py mit 30 pm Dicke. Die erfindungsgemäße Verstärkerschaltung 1 hat bei dieser vorteilhaften hohen Verstärkung eine sehr hohe elektronische Grenzfrequenz von 8 kHz.

Deutlich mehr Signal und eine weitere Erhöhung der Bandbreite bis zu der elektronischen Bandbreite der erfindungsgemäßen Verstärkerschaltung 1 erhält man bei einer Verringerung der Dicke des pyroelektrischen Sensors D _py . In diesem Fall ist sowohl die optisch-thermische Wandlung als auch die thermisch-elektrische Wandlung aufgrund der verringerten Wärmekapazität des pyroelektrischen Sensors optimiert. Die entsprechenden Kurven in Fig. 14a bis c zeigen diesen Effekt anhand eines 7 pm dicken pyroelektrischen Sensors D _py . Das Signal ist im Vergleich zum dickeren pyroelektrischen Sensor D _py bei gleicher erfindungsgemäßer Verstärkerschaltung mehr als verdoppelt und die Bandbreite vergrößert sich bis zur elektronischen Bandbreite von 8 kHz.

Wie schon in Fig. 13b ist der Rauschanteil in Fig. 14a bis c bei niedrigen Frequenzen hauptsächlich Johnson-Nyquist Rauschen des Feedbackwiderstands. Das Rauschen des Sensorsystems mit dem erfindungsgemäßen vierstufigen Verstärker 1 nimmt wie erwartet mit steigender Frequenz zu. Der Absolutwert des Rauschens hängt wesentlich von der Kapazität C _py des pyroelektrischen Sensors D _py und seinem Verlustfaktor tan(ö) ab. Beide Größen sind bei dem dünneren 7 pm pyroelektrischen Sensor (C _py = 250 pF) größer als beim 30 pm dicken pyroelektrischen Sensor (C _py ~ 120 pF). Dieser Effekt wird für die ausgewählten Dicken des pyroelektrischen Sensors von der Signalerhöhung des dünneren pyroelektrischen Sensors überkompensiert, sodass dieser trotzdem eine deutlich geringere rauschäquivalente Leistung (Noise equivalent power - NEP) bzw. ein besseres Signal-Rausch-Verhältnis hat (vgl. Fig. 14c).

Insgesamt ist die Performance beider Sensorsysteme mit der erfindungsgemäßen vierstufigen Verstärkerschaltung 1 über den gesamten Frequenzbereich, aber vor allem bei höheren Frequenzen als 200 Hz deutlich besser als im Stand der Technik bekannte Sensorsysteme. Die Bandbreite ist bei gleicher Verstärkung größer und Messungen oberhalb von 1 kHz sind problemlos realisierbar. Dank der Unempfindlichkeit der erfindungsgemäßen vierstufigen Verstärkerschaltung 1 gegenüber größeren Eingangskapazitäten können dünnere pyroelektrische Kristalle im pyroelektrischen Sensor mit höherer Kapazität und größerem Signal genutzt werden, ohne dass dadurch die Bandbreite reduziert wird oder die Übertragung eine Überhöhung ausbildet.

Die Bandbreite des 7 pm dicken pyroelektrischen Sensors kann mit der erfindungsgemäßen vierstufigen Verstärkerschaltung 1 bei flacher Übertragungsfunktion weit über 8 kHz hinaus vergrößert werden, wenn die Verstärkung reduziert wird (siehe Fig. 15). Bei einer Verstärkung von 400 MV/A ist die Grenzfrequenz des Detektors mit 70 kHz nicht mehr durch die elektronische Bandbreite (90 kHz) begrenzt.