Die Erfindung betrifft eine Antennenvorrichtung gemäß dem Oberbegriff des

Patentanspruchs 1 , sowie ein entsprechendes Antennenarray.

Im Mobilfunk werden immer neuere Funktechniken entwickelt, so dass man bei passiven Antennensystemen immer schneller an die technischen Grenzen, vor allem an die Kapazitätsgrenzen, des Systems stößt. Eine Lösung ist es, ein Array von mehreren Einzelstrahlern mit mehreren Sende- und Empfangsverstärkern auszustatten um dadurch steuerbare Antennen für Strahlsteuerung und Strahlformung, im Englischen als Beamsteering and Beamforming bezeichnet, oder auch für MIMO-Betrieb zu realisieren. Die Verwendung von mehreren Sende- und Empfangsmodulen im MIMO- Betrieb ist vor allem in Situationen vorteilhaft, wenn kein direkter Sichtkontakt zwischen Sender und Empfänger besteht. Die Verwendung von aktiven Antennen wird seit einigen Jahren als Lösung für viele der Probleme im Bereich Kapazität, Übertragung,

Steigerung der Datenrate etc. im Mobilfunk gesehen. Bisher haben sich aktive

Antennenarrays mit mehreren Transreceivern nicht in großem Umfang aus folgenden Gründen durchsetzen können. Die vielen aktiven Komponenten sind in Fragen Kosten und Zuverlässigkeit eine große Herausforderung. Des Weiteren ist durch die hohen Einfügedämpfungen der Duplexfilter von bis zu 3 dB und dem niedrigen Wirkungsgrad der Verstärker im niedrigen Leistungsbereich von 0,2..2 W der Gesamtwirkungsgrad der aktiven Antennenarrays sehr schlecht. Auch sind derzeit keine Lösungen für

Mehrbandbetrieb ohne hohen Filteraufwand bekannt, so dass für reduzierten

Filteraufwand z.B. jedes Sende- und Empfangsband separate aktive Antennenarrays realisiert werden müssen. Dies liegt an der oftmals fehlenden Möglichkeit, die Strahler für die verschiedenen Bänder auch aus Platzgründen heraus physikalisch voneinander zu trennen.

Die höheren Generationen der Netztechnologie wie die für die LTE-Technologie eingeführte MIMO -Technik (aus dem Englischen multiple-in-multiple-out) erzeugt nun weitere Probleme im Hinblick auf HF-Eigenschaften, da immer höhere Datenraten etc. übertragen werden müssen. Bei MIMO werden mehrere baugleiche Antennen oder Antennenmodule eingesetzt, die Übertragung erfolgt in den Dimensionen Frequenz, Zeit und Raum. Zum Einen erhält der Sender und Empfänger durch das Senden und Empfangen eines Signals über mehrere, bevorzugt orthogonal polarisierte Antennen eine sogenannte Signaldiversität, also weitere Information über das gesendete Signal, so dass eine höhere Leistung des Systems erzielt wird. Andererseits erhält der Sender und Empfänger durch die Zusammenschaltung und Ausrichtung mehrerer Antennen ein verbessertes Signal-Rausch-Verhältnis, wodurch ebenfalls eine höhere Leistung des Systems erzielt wird. Durch diese Technik können die Qualität und die Datenrate einer drahtlosen Verbindung deutlich erhöht werden. MIMO wird bereits beim 4G Standard eingesetzt und wird in Zukunft auf einen nächsten Level gehoben, was als Massive MIMO bezeichnet wird.

Ein zu lösendes Problem stellt die Bereitstellung kompakter breitbandiger

Gruppenantennen mit hoher Richtwirkung dar. Hierfür sind bereits suboptimale

Lösungen bekannt, z.B. dielektrische Resonatorantennen. Diese basieren üblicherweise auf Strahlern, bei denen ein dielektrischer Körper mit hoher relativer Permittivität angeregt wird. Sie erlauben sehr kompakte Gruppenantennen aufgrund der hohen Integrationsdichte durch Strahlerminiaturisierung, was insbesondere bei Antennen mit mehreren Strahlersystemen und/oder Bändern von Vorteil ist, z.B. bei aktiven Antennen und/oder Multiband/Multiport-Antennen. Auch sind hohe Übertragungsraten durch niedrige Einzelstrahlerabstände, insbesondere bei Beamforming- und/oder MIMO- Anwendungen möglich. Allerdings erzielen sie aufgrund der hohen relativen Permittivität des dielektrischen Resonators und/oder der Strahlerminiaturisierung und/oder daraus resultierendem niedrigem Strahlervolumen nur niedrige Richtwirkungen und

Bandbreiten, insbesondere im Dual-Pol-Dual-Band Betrieb.

Resonatorantennen für dual polarisierte Antennen sind z.B. aus der Veröffentlichung "IEEE: Dual-Iinearly polarized dielectric resonator antenna array for L and S band applications" von Ayaskanta Panigrahi; S. K. Behera (in Microwave, Optical and

Communication Engineering (ICMOCE), 2015 International Conference on 18-20 Dec. 2015, Seiten 13 - 16, DOI: 10.1 109/ICMOCE.2015.7489679) bekannt. Ferner ist bekannt, dass durch Verwendung einer dielektrischen Linse eine Verbesserung der Richtwirkung erreicht werden kann. Eine solche ist z.B. bei der im europäischen Patent Nummer EP 0871239 B1 offenbarten Antennenvorrichtung, die eine planare

dielektrische Übertragungsleitung und einen damit gekoppelten dielektrischen Resonator aufweist, gezeigt. Weiter bekannt ist, dass dielektrische Resonatorantennen in Interleaved-Anordnung den Filteraufwand reduzieren können, wie in dem

europäischen Patent Nummer

EP 1908147 B1 veröffentlicht.

Auch bekannt ist, daß dielektrische Körper als dual polarisierte Stabstrahler verwendet werden können und Eigenschaften eines auf fortschreitenden Wellen basierenden Strahlers haben können, was aus der bisher noch nicht veröffentlichten deutschen Patentanmeldung DE 10 2016 002 588.3, sowie der Veröffentlichung„Wideband Dual- Circularly-Polarized Dielectric Rod Antenna for Applications in V-band Frequencies von M.W. Rousstia et al. und für die ICT Proceedings vom 27-28.1 1 .2013" hervorgeht.

Allerdings ist bisher keine Lösung bekannt, bei der im Mehrbandbetrieb hohe

Richtwirkungen, hohe Bandbreiten und eine kompakte Anordnung realisiert werden können.

Deshalb ist es eine Aufgabe dieser Erfindung, eine Antennenvorrichtung und

entsprechendes Array bereitzustellen, durch die verbesserte Antennendiagramme und Bandbreiten im Dual-Pol-Dual-Band-Betrieb in einer kompakten Anordnung

bereitgestellt werden. Die Erfindung ist vorteilhaft im Bereich des Mobilfunks

anwendbar, und hier insbesondere bei einer Mobilfunk-Basisstationsantenne im

Frequenzbereich 0,3Ghz-15Ghz, und hier insbesondere im Frequenzbereich von 0,5GHz-6Ghz.

Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß durch die Merkmale der unabhängigen

Patentansprüche gelöst. Vorteilhafte Ausgestaltungen sind Gegenstand der abhängigen Ansprüche.

Vorgeschlagen wird eine kompakte Antenne, nachfolgend als Antennenvorrichtung bezeichnet, mit orthogonaler Polarisation und mehreren Resonanzfrequenzbereichen. Diese besitzt mindestens zwei dielektrische Körper. Der erste dielektrische Körper erzeugt überwiegend die Resonanzfrequenzbereiche und der zweite dielektrische Körper erhöht die Bandbreite der Resonanzfrequenzbereiche oder gleicht die Richtwirkung (Fernfelddiagramme) des unteren Resonanzfrequenzbereichs an den oberen Resonanzfrequenzbereich an.

Je nach Ausgestaltung des zweiten dielektrischen Körpers kann die

Antennenvorrichtung somit Eigenschaften einer dielektrischen Resonatorantenne und Eigenschaften einer dielektrischen Stabantenne haben. Insbesondere können durch die Ausgestaltung des dielektrischen Körpers die Resonanzfrequenzbereiche soweit vergrößert werden, dass sie überlappen. Typischerweise hat die Antennenvorrichtung voneinander beabstandete Resonanzfrequenzbereiche, wenn überwiegend als dielektrische Resonatorantenne ausgeführt, und überlappende

Resonanzfrequenzbereiche, wenn überwiegend als dielektrischer Stabstrahler ausgeführt.

Je nach Anwendung, also Beamforming und/oder Beamsteering, kann eine hohe 3dB Halbwertsbreite vorteilhafter sein als eine hohe Richtwirkung. Als Halbwertsbreite (HPBW oder 3dB-Öffnungswinkel) wird der Winkelbereich definiert, in dem die

Richtwirkung der Antenne auf die Hälfte des Maximalwertes abfällt (Faktor 0,5 ~ 3dB).

Charakteristisch ist der sehr hohe Unterschied in der relativen Permittivität zwischen den beiden dielektrischen Körpern.

Vorgeschlagen wird eine Antennenvorrichtung mit einer Leiterplatte, und zumindest einem auf der Leiterplatte angeordneten und durch die Leiterplatte oder ein darauf angeordnetes Kopplungsfenster anregbaren Antennenstrahler, der derart gebildet ist, dass er mindestens zwei Polarisationen, die bevorzugt orthogonal zueinander sind, und mindestens zwei zusammenhängende oder voneinander unterschiedliche und voneinander beabstandete Resonanzfrequenzbereiche aufweist, wobei der

Antennenstrahler aufweist: mindestens einen als Resonator ausgeführten ersten auf der Leiterplatte angeordneten dielektrischen Körper, aufweisend eine erste relative

Permittivität, mindestens einen als ausgeführten zweiten dielektrischen Körper, aufweisend eine zweite relative Permittivität, wobei die erste relative Permittivität größer ist als die zweite relative Permittivität, und wobei der zweite dielektrische Körper derart geformt ist, dass er über dem mindestens einen ersten dielektrischen Körper derart angeordnet ist, dass er mindestens in einem der Resonanzfrequenzbereiche das elektrische Feld in einer Ebene orthogonal zur Hauptstrahlrichtung bündelt oder streut.

Weitere Merkmale und Vorteile der Erfindung ergeben sich aus der nachfolgenden Beschreibung von Ausführungsbeispielen der Erfindung, anhand der Figuren der Zeichnung, die erfindungsgemäße Einzelheiten zeigt, und aus den Ansprüchen. Die einzelnen Merkmale können je einzeln für sich oder zu mehreren in beliebiger

Kombination bei einer Variante der Erfindung verwirklicht sein.

Bevorzugte Ausführungsformen der Erfindung werden nachfolgend anhand der beigefügten Zeichnung näher erläutert.

Fig.en 1 a und 1 b zeigen eine Explosionsansicht der und einen Schnitt durch die Antennenvorrichtung gemäß einer Ausführung der vorliegenden Erfindung.

Fig.en 2a und 2b zeigen eine Explosionsansicht der und einen Schnitt durch die Komponenten der Antennenvorrichtung gemäß einer weiteren Ausführung der vorliegenden Erfindung.

Fig.en 3a bis 3b zeigen eine Darstellung der Leiterplatte für einen einzelnen

Antennenstrahler sowie für zwei zusammen geschaltete Antennenstrahler gemäß einer Ausführung der vorliegenden Erfindung.

Fig.en 4 bis 13 zeigen elektrische Werte für eine Ausführung mit und ohne zweiten dielektrischen Körper.

Fig.en 14a bis 14b zeigen eine Ansicht eines und einen Schnitt durch einen

Antennenarray gemäß einer Ausführung der vorliegenden Erfindung.

Fig.en 15a bis 15b zeigen Antennendiagramme für eine Ausführung mit und ohne zweiten dielektrischen Körper.

Fig.en 16a bis 16c zeigen eine Ansicht eines und einen Schnitt durch einen

Antennenarray gemäß einer weiteren Ausführung der vorliegenden Erfindung. Fig.en 17a bis 17e zeigen Dimensionierungen einer Antennenvornchtung gemäß unterschiedlichen Ausführung der vorliegenden Erfindung.

Figur 17f zeigt einen Vertikalschnitt eines Stabstrahlers gemäß einer Ausführung der vorliegenden Erfindung.

Fig.en 18a bis 18d zeigen einen Schnitt durch unterschiedlich geformte und mit einem mechanischen Anstoß versehene zweite dielektrische Körper gemäß einer weiteren Ausführung der vorliegenden Erfindung.

Fig.en 19 bis 20 zeigen jeweils eine Ansicht eines und einen Schnitt durch einen Antennenarray gemäß unterschiedlichen Ausführung der vorliegenden Erfindung.

Fig. 21 zeigt einen Schnitt durch einen Antennenarray gemäß einer weiteren

Ausführung der vorliegenden Erfindung.

Fig.en 22a und 22b zeigen Antennendiagramme für unterschiedliche Dicken der Stabstrahler des in Fig. 21 gezeigten Antennenarrays.

In den nachfolgenden Figurenbeschreibungen sind gleiche Elemente bzw. Funktionen mit gleichen Bezugszeichen versehen.

Eine erfindungsgemäße Antennenvorrichtung 10 weist mindestens zwei Polarisationen, bevorzugt orthogonale Polarisationen, sowie mindestens zwei zusammenhängende oder voneinander unterschiedliche und voneinander beabstandete, d.h. mindestens zwei nicht zusammenhängende, Resonanzfrequenzbereiche auf. Als

Resonanzfrequenzbereich eines Strahlers wird bevorzugt jeweils ein

zusammenhängender Bereich mit einer Rückflussdämpfung von besser als 6 dB und bevorzugt besser als 10 dB und weiter bevorzugt besser als 14dB definiert. Bei

Wellenlängenangaben Λ handelt es sich typischerweise um die Mittenfrequenz des niedrigsten Resonanzfrequenzbereiches der Strahler. Figuren 1 a ,1 b, 2a und 2b zeigen jeweils eine Explosionsansicht der

Antennenvorrichtung 10 und einen Schnitt durch die Antennenvorrichtung 10 zwei unterschiedlicher Ausführungen der Erfindung. Gezeigt sind ein auf einem Träger 101 , der nicht unbedingt der Antennenvorrichtung zuzuordnen ist, angeordneter erster Teil einer Leiterplatte 100, sowie ein zweiter auf dem ersten Teil anzuordnender Teil. Auf dem zweiten Teil der Leiterplatte 100 wird ein erster dielektrischer Körper 1 angeordnet. Über diesem ersten dielektrischen Körper 1 wird ein zweiter dielektrischer Körper 2 angeordnet, der als integrierte Linse oder als Strahler mit fortschreitenden Wellen und/oder als dielektrischer Stabstrahler wirkt, zum Bündeln von Strahlung und/oder zum Entkoppeln von Strahlern und/oder zur Resonanzfrequenzerweiterung geeignet ist. Strahler mit fortschreitenden Wellen, im Englischen als Traveling Wave Antenna (TWA) bezeichnet, sind Antennen, die eine fortschreitende Welle auf einer Führungsstruktur als ihren Hauptabstrahlmechanismus nutzen. Eine Unterkategorie dieser

Antennengruppe sind die Oberflachenwellenantennen, im Englischen als Surface Wave Antenna (SWA) bezeichnet, zu denen auch dielektrische Stabstrahler zählen.

Wie in den Figuren 17c und 17d gezeigt, ist der erste dielektrische Körper 1 in dem zweiten dielektrischen Körper 2 entweder aufgenommen, also integriert, steht mit diesem direkt in Kontakt, wie in Figur 17a gezeigt, oder ist mit diesem über einen Luftspalt, insbesondere mit Abmessungen von kleiner 0,15 der Wellenlängen in

Wellenausbreitungsrichtung, wie in Figur gezeigt, elektromagnetisch verkoppelt, wie in Figuren 17b oder 17f (später genauer beschrieben) gezeigt.

Wie in den Figuren 2a bzw. 2b zu sehen, kann der zweite dielektrische Körper 2 auch einen Lufteinschnitt bzw. eine Materialaussparung 21 aufweisen. Die einzelnen

Komponenten und ihre Funktionsweise werden nachfolgend detailliert beschrieben.

Leiterplatte

Der Aufbau der Leiterplatte 100 wird nachfolgend mit Bezug auf Figuren 3a bis 3b erläutert. Wie in Figuren 3a bis 3b gezeigt, ist die Leiterplatte 100 bevorzugt eine Multilayer-Leiterplatte, kann aber auch in anderer Art ausgeführt sein. Die oben erwähnten ersten und zweiten Teile dienen dazu, einen auf der Leiterplatte 100, genauer deren zweiten Teil, angeordneten und als Resonator ausgeführten ersten dielektrischen Körper 1 anzuregen. In Figur 3a, oberste Darstellung, sind der erste und der zweite Teil der Leiterpatte 100 bereits miteinander verbunden. Hier ist zu sehen, dass in der Mitte ein kreuzförmiger Bereich ausgespart ist, der mit Leiterbahnen bzw. Mikrostreifenleitung versehen ist, so dass hier eine symmetrische Anregung des ersten dielektrischen Körpers 1 erfolgen kann. Figur 3a, mittlere Darstellung, ist eine Ansicht der gezeigten Leiterpatte 100 von oben, wobei das (Träger-)Substrat nicht gezeigt ist. Figur 3a, unterste Ansicht, ist eine Unteransicht der gezeigten Leiterpatte 100, wobei hier Via-Bereiche 1 1 1 zu sehen sind, also Bereiche, die Durchkontaktierungen in andere Schichten der Leiterplatte 100 enthalten. Weitere Durchkontaktierungen können auch insbesondere am Ende und/oder im Umfeld der offenen Mikrostreifenleitung eingesetzt werden, um die Anpassung der Antenne und/oder die Kopplung der

Mikrostreifenleitung mit dem z.B. in Figur 1 a und 2a gezeigten und bevorzugt als zwei zueinander orthogonale Schlitze ausgeführten Kopplungsfenster 102, zu verbessern.

Figur 3b zeigt eine Leiterplatte 100, die ausgeführt ist, um eine Zusammenschaltung von zwei Einzelstrahlern (Antennenstrahler 10) in Mikrostreifenleitungstechnik 103 zu realisieren. Dies dient dazu, dass eine Fernfeldbündelung in der Ebene der

Zusammenschaltung erfolgt.

Wie auch z.B. in Figuren 1 a und 2a zu sehen, umfasst die in Figur 3a (und auch in Figur 3b) gezeigte Leiterplatte 100 einen optionalen Schlitz 1 12 zwischen der

Leiterplattenmetallisierung und dem metallischem Leiterplattenträger. Der Schlitz kann so gewählt werden, dass er den ersten dielektrischen Körper 1 oder den zweiten dielektrischen Körper 2 in einem gewünschten Resonanzfrequenzbereich angeregt und/oder mitstrahlt und somit einen Beitrag zu den elektrischen Eigenschaften des Antennenstrahlers 10 liefert. Der Träger 101 (siehe z.B. Figuren 1 a und 1 b) der

Leiterplatte 100 ist bevorzugt aus Metall, kann aber auch ein Dielektrikum sein. Dieser Träger 101 kann in einer optionalen Ausführung dazu verwendet werden, die

dielektrischen Körper 1 und/oder 2 zu fixieren, z.B. indem sie daran festgeschraubt oder festgeklebt oder in anderer Art und Weise befestigt werden.

Anstatt einem Wellenleiter in Mikrostreifenleitungstechnik und einem z.B. als Schlitz ausgeführten Kopplungsfenster 102 auf der der Substratoberseite sind auch andere Wellenleiter und Körperanregungen denkbar. Insbesondere sind z.B. Wellenleiter vom Typ CPW (Coplanar Waveguide), CSL (Coplanar Stripline), SIW (Substrat Integrated Waveguide) denkbar, jeweils mit oder ohne Kopplungsfenster 102 auf der Substratoberseite. Außerdem ist anstatt einer Multilayer-Leiterplatte 100 auch eine günstigere Duallayer-Leiterplatte denkbar. Leitungskreuzungen können in diesem Fall z.B. über eine Luftbrücke (Airbridge) realisiert werden. erster dielektrischer Körper

Der oben erwähnte erste dielektrische Körper 1 wird bevorzugt derart auf dem zweiten Teil der Leiterplatte 100 angeordnet, dass die Anregung des ersten dielektrischen Körpers 1 durch die Leiterplatte 100 symmetrisch bezüglich des Mittelpunkts seines Querschnitts erfolgt. Dies gilt für alle verwendbaren Formen, wobei einfache Formen bzw. Querschnitte wie Zylinder, Quader etc. aus Kostengründen bevorzugt sind. Der dielektrische Körper 1 wird über die Leiterplatte 100 und insbesondere über ein bevorzugt als Schlitz ausgeführtes Kopplungsfenster 102 in der Leiterplatte 100 symmetrisch angeregt. Vorteilhafterweise bedeckt der dielektrische Körper 1

mindestens 75%, weiter bevorzugt mindestens 90% der Fläche des Kopplungsfensters, da je größer die Überdeckung ist, desto besser ist auch die Anregung.

Der erste dielektrische Körper 1 weist ferner bevorzugt eine relative Permittivität von 8r1 > 12, weiter bevorzugt 8r1 > 15 auf. Der erste dielektrische Körper 1 ist dabei nicht darauf beschränkt, dass er aus einem Stück gebildet ist, vielmehr kann er aus mehreren Teilen gebildet sein, die insgesamt die entsprechende geforderte relative Permittivität aufweisen. Das heißt insbesondere, dass auch eine Materialmischung möglich ist. Beispielsweise besteht der erste dielektrische Körper 1 aus Glas, Glaskeramik oder einem anderen geeigneten Material oder einer geeigneten Materialmischung, welches die geforderte relative Permittivität aufweist. zweiter dielektrischer Körper

Der oben erwähnte zweite dielektrische Körper 2 wird über dem ersten dielektrischen Körper 1 als integrierte Linse oder Stabstrahler oder Dielektrikum angeordnet, d.h. er nimmt den ersten dielektrischer Körper 1 in sich auf bzw. umgibt ihn vollständig (bis auf den Teil davon, der auf der Leiterplatte 100 aufliegt) oder ist direkt daran

angeschlossen, d.h. in Kontakt damit. Der zweite dielektrische Körper 2 weist bevorzugt eine relative Permittivität 2 > 8r2 < 5, weiter bevorzugt 2 > 8r2 < 3,5 auf. Der zweite dielektrische Körper 2 ist dabei ebenfalls nicht darauf beschränkt, dass er aus einem Stück gebildet ist, vielmehr kann er aus mehreren Teilen gebildet sein, die insgesamt die entsprechende geforderte relative Permittivität aufweisen. Das heißt insbesondere, dass auch eine Materialmischung möglich ist. Beispielsweise besteht der zweite dielektrische Körper 2 aus einem Kunststoff oder einem Glas, einer Glaskeramik, einer Mischung daraus, oder einem anderen geeigneten Material oder einer geeigneten Materialmischung, welches die geforderte relative Permittivität aufweist. Durch die Wahl des Materials, genauer durch Wahl des geeigneten 8r wird die Bandbreite eingestellt. Somit kann zwischen den Resonanzfrequenzbereichen auch gleichzeitig eine

Filterwirkung realisiert werden, so dass normalerweise benötigte nachfolgende Filter entfallen können oder durch weniger selektive Filter ersetzt werden können. Somit werden nicht nur Kosten gespart, sondern es wird auch weniger Platz benötigt.

Um eine effektive Permittivität, also eine Gesamtpermittiviät beider dielektrischer Körper 1 und 2 von 8r=20 zu erreichen, d.h. dass 8r = |8r1 - 8r2| = 20 ist, sind z.B. folgende Varianten denkbar: einer der Körper weist eine relative Permittivität von 8r=10 auf, der andere Körper weist eine relative Permittivität von mit 8r=30, z.B. zusätzlich durch Luftlöcher, Materialaussparungen, unterschiedliche Materialverdichtung, etc. auf. Auch können beide dielektrische Körper 1 und 2 zu einem einzelnen Körper

zusammengefasst werden, d.h. sogar aus demselben Material bestehen, wobei die relative Permittivität in diesem Fall über einen unterschiedlich starken Lufteinschluß variiert wird. Auch eine Kombination eines Materials mit einem eingespritzten Granulat ist denkbar, um die relative Permittivität zu variieren. Außerdem können mehrere dielektrische Körper mit unterschiedlichem 8r geschichtet, sozusagen als

Zwiebelaufbau, verwendet werden, um die erforderliche relative Permittivität zu erzielen.

Generell ist die Ausführung des zweiten dielektrischen Körpers 2 bzgl. Form und

Materialzusammensetzung bevorzugt so, dass mithilfe des zweiten dielektrischen Körpers 2 mindestens ein Resonanzfrequenzbereich eine Vergrößerung und/oder Steigerung der Richtwirkung und/oder eine Vergrößerung der Halbwertsbreite erfährt, oder mindestens zwei Resonanzfrequenzbereiche eine Vergrößerung und/oder

Steigerung und/oder Angleichung der Richtwirkung und/oder Antennendiagramme erfahren, und/oder der unterste Resonanzfrequenzbereich in Hauptstrahlrichtung eine höhere Steigerung der Richtwirkung und/oder des Antennengewinns erfährt als der/die obere(n) Resonanzfrequenzbereich(e), und/oder Antennendiagrannnn des untersten Resonanzfrequenzbereichs eine höhere Ähnlichkeit mit dem Antennendiagramm des/der oberen Resonanzfrequenzbereich(e) aufweist. Diese Voraussetzungen sind durch geeignete Kombination des Materials und der Form des zweiten dielektrischen Körpers 2 realisierbar, wie in den Ausführungen gezeigt.

Alternative Formen des zweiten dielektrischen Körpers 2 sind beispielhaft in Figuren 18a bis 18d gezeigt, wobei hier auch ein Lufteinschnitt bzw. eine Materialaussparung 21 gezeigt ist, dessen Form je nach Anwendung entsprechend gewählt wird, z.B. mit konstanter Ausdehnung oder nicht konstanter Ausdehnung senkrecht zur

Abstrahlebene, wie z.B. in Figur 18b gezeigt.

Wie oben bereits erwähnt, kann der zweite dielektrische Körper 2 auch ohne

Lufteinschnitt bzw. eine Materialaussparung 21 gebildet sein, da zwei ähnliche

Antennendiagramme in zwei verschiedenen Resonanzfrequenzbereiche auch ohne Lufteinschnitt bzw. eine Materialaussparung 21 erreicht werden können. Der

Lufteinschnitt bzw. die Materialaussparung 21 haben jedoch unter anderem die Vorteile, dass die Antennendiagramme der beiden Resonanzfrequenzbereiche mit einer einfachen Form des zweiten dielektrische Körpers 2 realisiert werden und der erste dielektrische Körper 1 kann leichter eingesetzt oder integriert werden.

Ferner kann optional zusätzlich ein dritter dielektrischer Körper 3 verwendet werden, um das Antennendiagramm zu ändern, wie in Figur 16 gezeigt. Die relative Permittivität des dritten dielektrischen Körpers 3 ist dabei dann derart zu wählen, dass 8r3 = 8r2 ±5. Die Form und Länge bzw. das Volumen des dritten dielektrischen Körpers 3 hängen dabei unter anderem von dessen relativer Permittivität sowie der Anwendung ab.

Außerdem wird durch den (mindestens) einen Lufteinschnitt bzw. die (mindestens) eine Materialaussparung 21 das Antennendiagramm leicht verändert, wobei der unterste Resonanzfrequenzbereich bezüglich Gewinn in Hauptstrahlrichtung weniger betroffen ist als der/die obere(n) Resonanzfrequenzbereich(e).

Figuren 18a bis 18d zeigen ferner einen mechanischen Anstoß 22 innerhalb des zweiten dielektrischen Körpers 2, der dazu dient, den ersten dielektrischen Körper 1 darin zu fixieren. Alternativ kann eine im zweiten dielektrischen Körper 2 integrierte Halterung oder Befestigung vorhanden sein. Der mechanische Anstoß 22 kann einstückig mit dem zweiten dielektrischen Körper 2 gebildet sein, aber auch z.B. als separates Einlegeteil darin befestigt werden.

Außerdem ist eine teilweise Metallisierung von mindestens einer Körperoberfläche oder das Einbringen von Metallobjekten in mindestens einen der dielektrischen Körper 1 oder 2 denkbar.

Die Oberfläche des ersten dielektrischen Körpers 1 oder die Innenseite des zweiten dielektrischen Körpers 2 kann z.B. metallisiert werden, um eine parasitäre Resonanz zu erzeugen, und dadurch mindestens einen Resonanzfrequenzbereich zu erweitern oder einen Resonanzfrequenzbereich teilweise zu sperren. Die Oberfläche des zweiten dielektrischen Körpers 2 kann z.B. metallisiert werden, um das Antennendiagramm für bestimmte Frequenzen zu verändern und insbesondere die Richtwirkung in bestimmten Frequenzbereiche zu erhöhen oder zu senken.

Der zweite dielektrische Körper 2 ist beispielsweise als integrierte Linse gebildet oder der erste dielektrische Körper 1 ist direkt in dem zweiten dielektrischer Körper 2 eingebettet, wie in Figuren 17a und 17c gezeigt, welche mindestens einen

Resonanzfrequenzbereich in einer Ebene orthogonal zur Hauptstrahlrichtung bündelt. Die Linse kann im Querschnitt einer hyperhemisphärischen integrierten Linse oder einer elliptischen integrierten Linse ähneln. Ferner kann sie im Querschnitt einer Sammellinse oder Fresnellinse oder einer Index-Gradient-Linse ähneln, sowie im Querschnitt mindestens zwei unterschiedliche relative Permittivitäten aufweisen, wobei der

Unterschied bevorzugt durch unterschiedliche Materialverdichtungen und weiter bevorzugt durch Materialaussparungen (Luft) entsteht.

Auch kann ein zweiter dielektrischer Körper 2 ohne Linsenkrümmung verwendet werden, wie in Figuren 17b oder 17d, 17e oder 17f gezeigt, so dass z.B. lediglich der Stabteil verwendet wird, oder der erste dielektrische Körper 1 direkt in dem zweiten dielektrischer Körper 2 eingebettet ist, wie in Figur 17f gezeigt. Hier ist ein Luftspalt zwischen dem ersten dielektrischen Körper 1 und dem zweiten dielektrischen Körper 2, so dass diese elektromagnetisch verkoppelt sind, wie oben beschrieben. In diesem Fall degeneriert der zweite dielektrische Körper 2 sozusagen von einer dielektrischen (integrierten) Linse zu einem dielektrischen Stabstrahler. Hierfür ist zu beachten, dass sich die Dicke D über die Höhe H ändern kann, wobei für die maximale Dicke D und die Höhe H des zweiten dielektrischen Körpers 2 folgende Beziehung zu der Wellenlänge λ der Mittenfrequenz des untersten Resonanzfrequenzbereiches der Antenne und der effektiven relativen Permittivität £r2 des zweiten dielektrischen Körpers 2 besteht:

und/oder

Vorteilhafterweise besteht folgende Beziehung zwischen der maximalen Dicke (D) und der Höhe (H): D = (1 ,0 ± 0,5) x H, falls als Linse oder Strahler ausgeführt, und/oder D = (0,5 ± 0,25) x H, falls als Strahler ausgeführt. Somit kann eine kompakte

Abmessung der Antennenvorrichtung erreicht werden.

Ferner kann die Form des zweiten dielektrischen Körpers 2 auch derart gewählt sein, dass sogenanntes„Hybrid Beamforming" erfolgen kann, d.h. es erfolgt eine

Zusammenschaltung von bevorzugt zwei Antennenstrahlern 10, bei dem die vertikale Bündelung hauptsächlich durch die Zusammenschaltung von Einzelstrahlern und die horizontale Bündelung hauptsächlich durch mindestens einen zweiten dielektrischen Körper 2 erfolgt, wobei der zweite dielektrische Körper 2 so gestaltet ist, dass er lediglich eine Ebene orthogonal zur Hauptstrahlrichtung bündelt. Hierfür ist es vorteilhaft, wenn der zweite dielektrische Körper 2 derart gestaltet ist, das er zwei Antennenstrahler 10 in sich aufnimmt, siehe z.B. die Ausführungsbeispiele in Figuren 14a und 14b oder 16a bis 16c. Wie aus den Figuren ersichtlich, können

unterschiedlichste Formen für den zweiten dielektrischen Körper 2 gewählt werden, je nachdem welche Anforderungen gestellt werden. Auch kann der zweite dielektrische Körper 2 bei nicht zusammengeschalteten bzw. gekoppelten Antennenstrahlern 10 derart gebildet sein, dass mehrere zweite dielektrische Körper 2 miteinander verbunden sind, so dass eine vereinfachte Montage und größere Packungsdichte erzielt wird, wie auch in Figuren 19a, 19b gezeigt. Für geringe Einzelstrahlerabstände, also Abstände zwischen einzelnen Antennenstrahlern eines Arrays, insbesondere bei

Gruppenantennen mit kleinen Spaltenabständen, kann es allerdings von Vorteil sein, dass sich die zweiten dielektrischen Körper 2 nicht oder kaum berühren, wie in dem in Figur 20a/20b und 21 beispielhaft gezeigten Ausführungsbeispielen. Wie in den unterschiedlichen Ausführungsbeispielen in Figuren 19a/19b, 20a/20b und 21 gezeigt, können also mehrere Antennenstrahler 10 untereinander und nebeneinander, also in Reihen und Spalten, angeordnet sein, bevorzugt versetzt zueinander. Dies ermöglicht eine weitere Erhöhung der Packungsdichte und auch eine bessere Entkopplung zwischen den Spalten. Beispielsweise kann der Abstand in horizontaler Richtung, in Figuren 19a und 20a als A1 bezeichnet, kleiner sein als der Abstand in vertikaler Richtung, in Figuren 19a und 20a als A2 bezeichnet. Der Abstand A1 und/oder A2 zwischen den Reihen und/oder Spalten ist bevorzugt kleiner oder gleich 0,75

Wellenlängen und weiter bevorzugt kleiner oder gleich 0,5 Wellenlängen der

Mittenfrequenz des untersten verwendeten Resonanzfrequenzbereiches.

In Figur 19a ist eine Ausführung für Resonanzfrequenzbereiche von 2,3 GHz bis 2,7 GHz und 3,4 GHz bis 3,8 GHz gezeigt. Hier entspricht ein Spaltenabstand A1 von z.B. 45 mm etwa 0,39A bei der Mittenfrequenz des untersten verwendeten

Resonanzfrequenzbereichs (2600MHz) und 0,52A bei der Mittenfrequenz des nächst höheren verwendeten Resonanzfrequenzbereichs (3600MHz). Als idealen Abstand für Beamforming-Anwendungen sowie Beamsteering-Anwendungen mit hohem

Schwenkbereich der Hauptkeule wird ein Einzelstrahlerabstand von < 0,50λ angesehen, da dann sekundäre Hauptkeulen (Grating-Lobes) vermieden werden. In Figur 20a ist eine Ausführung für Resonanzfrequenzbereiche von 2,3GHz bis 2,7GHz und 3,4 GHz bis 3,8 GHz gezeigt. Auch hier ist ein Spaltenabstand von A1 von ca. 45 mm gewählt. Bei beiden Ausführungen kann der Zeilenabstand A2 bei ca. 70 mm gewählt werden. Es können auch Resonanzfrequenzbereiche von 2,5 GHz bis 2,7 GHz und 3,4 GHz bis 3,6 GHz mit diesen Ausführungen abgedeckt werden.

Wie in Figuren 19a und 20a zu sehen, ist die Form des zweiten dielektrischen Körpers 2 entsprechend der Anwendung zu wählen. Ziel ist eine sehr kompakte Bauweise, insbesondere sehr niedrige Einzelstrahlerabstände in Gruppenantennen, wobei der zweite dielektrische Körper 2 bei einem Einzelstrahlerabstand von < 0,7 λ, weiter bevorzugt < 0,5 λ als dielektrischer Stabstrahler und/oder Dielektrikum zum Bündeln und/oder zur Resonanzfrequenzerweiterung ausgebildet sein kann. In Figur 21 ist ein Antennenarray gezeigt, wobei der zweite dielektrische Körper 2 als Stabstrahler, welcher eine Unterform von Strahlern mit fortschreitenden Wellen darstellt, ausgeführt ist. Wie auch in Figuren 20a/20b gezeigt, berühren sich die zweiten dielektrischen Körper 2 nicht, d.h. sie sind voneinander beabstandet angeordnet. Wie auch in Figur 17e gezeigt, weisen die Stabstrahler eine Höhe H und eine Dicke bzw. Breite D auf, wobei im hier gezeigten Fall die Dicke D dem Durchmesser des

Stabstrahlers entspricht. Auch hier können Resonanzfrequenzbereiche von 2,3 GHz bis 2,7 GHz und 3,4 GHz bis 3,8 GHz bzw. von 2,5 GHz bis 2,7 GHz und 3,4 GHz bis 3,6 GHz abgedeckt werden. Figuren 22a und 22b zeigen Antennendiagramme für die in Figur 21 gezeigte Ausführung, wobei die Stabstrahler in Figur 22a eine Höhe H von 80mm und eine Dicke D von 30mm bei 2,6 GHz (linke Darstellung) und bei 3,5 GHz (rechte Darstellung) aufweisen, und die Stabstrahler in Figur 22b eine Höhe H von 80mm und eine Dicke D von 40mm bei 2,6 GHz (linke Darstellung) und bei 3,5 GHz (rechte Darstellung) aufweisen. Die linke Abbildung in Figuren 22a bzw. 22b zeigt das Antennendiagramm für 2,6GHz an Port 1 (P1 ) bei Nutzpolarisation für den Doppelblock mit Umgebung. Die rechte Abbildung in Figuren 22a bzw. 22b zeigt das

Antennendiagramm für 3,5GHz und Port 1 (P1 ) bei Nutzpolarisation für den

Doppelblock mit Umgebung.

Es fällt auf, dass sich die Hauptkeule und die erste Nebenkeule im SD- Fernfelddiagramm je nach Dicke D des zweiten dielektrischen Körpers 2 verändert. In Figur 22a hat die obere Frequenz bei 3,5GHz eine verzerrte Hauptkeule sowie hohe Nebenkeulen, während in Figur 22b die untere Frequenz bei 2,6Ghz eine verzerrte Hauptkeule sowie hohe Nebenkeulen hat. Die verzerrten Hauptkeulen sowie die ersten Nebenkeulen, die in einer zur Strahlbündelung alternativen Ebene liegen, lassen sich auf die elektromagnetische Verkopplung von mehreren zweiten dielektrischen Körpern 2 zurückführen, wie in Fig. 22 anhand des E-Felds (obere Darstellungen) in der

Schnittebene der Strahlerzusammenschaltung und Strahlbündelung gezeigt.

Die elektromagnetische Verkopplung des zweiten dielektrischen Körpers 2 kann gezielt verwendet werden, um mithilfe der Dicke D oder allgemeiner der Form des Körpers 2 zwischen zwei Resonanzfrequenzbereichen die Richtwirkung sowie die Halbwertsbreite zu ändern und/oder ähnlichere Antennendiagramme in mindestens zwei

zusammenhängende oder voneinander unterschiedliche und voneinander beabstandete Resonanzfrequenzbereiche zu erhalten. Insbesondere können somit in einer Ebene der Strahlbündelung oder Strahlerzusammenschaltung, typischerweise der horizontalen und/oder vertikalen Ebene, ähnlichere und/oder nebenkeulenoptimierte

Antennendiagramme erzeugt werden.

Der zweite dielektrische Körper 2 kann in Gruppenanordnung zu einem einzigen Teil verschmelzen bzw. mit diesem überlappen, wie z.B. in Figuren 14, 16 und 19 gezeigt. Ferner kann er als Träger bzw. Fixierung des ersten dielektrischen Körpers 1 dienen. Da die zweiten dielektrischen Körper 2 zu einem Körper verschmelzen können, können diese aus einem Teil gefertigt werden und die ersten dielektrischen Körper 1 tragen bzw. integrieren. Des Weiteren kann die Leiterplatte 100 sowie der Leiterplattenträger 101 aus einem Einzelteil gefertigt werden. Insbesondere kann der Leiterplattenträger 101 auch als Fixierung und Befestigung des zweiten dielektrischen Körpers 2 dienen.

Figuren 15a und 15b zeigen 3D-Fernfelddarstellungen, also den Absolut-Wert der Richtwirkung, von zusammengeschalteten (siehe Figur 3b) bzw. gekoppelten

Antennenstrahlern 10 wie in Figur 14/14b gezeigt, wobei Figur 15a die

Antennendiagrammeder Anordnung ohne zweiten dielektrischen Körper 2 und Figur 15b die Antennendiagramme der Anordnung mit zweitem dielektrischem Körper 2 zeigt. Es ist deutlich zu sehen, dass in Figur 15b eine Angleichung der Antennendiagramme durch die Verwendung des zweiten dielektrischen Körpers 2 erfolgt.

In einer Ausgestaltung kann der zweite dielektrische Körper 2 auch mit dem

Leiterplattenträger 101 und/oder der Leiterplatte 100 verbunden werden, z.B. durch Schraubverbinder und/oder Steckverbinder und/oder Kleber.

Lufteinschnitt

Wie in Figuren 2a und 2b gezeigt, kann der zweite dielektrische Körper 2 einen

Lufteinschnitt bzw. eine Materialaussparung 21 aufweisen. Diese erlaubt eine

Angleichung des Antennengewinns und/oder Antennendiagramms in zwei

verschiedenen Resonanzfrequenzbereiche. Ein sehr ähnlicher Antennengewinn und/oder ein ähnliches Antennendiagramm in zwei verschiedenen

Resonanzfrequenzbereichen werden insbesondere in 4G/5G Übertragungsverfahren als vorteilhaft angesehen, zum Beispiel wenn eine Basisstation einem Nutzer, d.h. einer Person oder einem Objekt, zwei Bänder zuweist, wie z.B. in der LTE - Carrier

Aggregation Technik.

Allerdings können auch zwei ähnliche Antennendiagramme in zwei verschiedenen Resonanzfrequenzbereichen ohne Lufteinschnitt bzw. Materialaussparung 21 , z.B. durch komplexere Linsenformen, erreicht werden. Da Lufteinschnitt bzw.

Materialaussparung 21 nicht unbedingt nötig sind und auch Anwendungen vorhanden sind, in denen maximaler Gewinn anstatt ähnlicher Gewinn in zwei Bändern gefordert bzw. von Vorteil ist, ist der Lufteinschnitt bzw. Materialaussparung 21 ein optionales Merkmal. Der Lufteinschnitt bzw. die Materialaussparung erlaubt eine Angleichung des Antennengewinns und/oder Antennendiagramms in zwei verschiedenen

Resonanzfrequenzbereiche.

Vorteile des Lufteinschnitts bzw. der Materialaussparung 21 sind unter anderem, dass die Antennendiagramme der beiden Resonanzfrequenzbereiche mit einer simplen Form des zweiten dielektrischen Körpers 2 realisiert werden können. Ferner verringern Materialaussparungen Materialverluste, da die Wellendämpfung von

elektromagnetischen Wellen im Freiraum geringer ist als in verlustbehaftetem Material, und der erste dielektrische Körper 1 kann einfach in den zweiten dielektrischen Körpers 2 eingesetzt oder damit verschmolzen werden.

Figuren 4a bis 4c zeigen elektrische Werte eines Antennenstrahlers 10 ohne den zweiten dielektrischen Körper 2, und Figuren 5a bis 5c zeigen korrespondierende elektrische Werte eines Antennenstrahlers 10 mit dem zweiten dielektrischen Körper 2 und einem Lufteinschnitt bzw. Materialaussparung 21 . zeigen den Betrag der S- Parameter, wobei S1 ,1 und S2,2 Rückflußdämpfung (Anpassung) genannt werden und den Resonanzfrequenzbereich der Antenne aufzeigen. S2,1 und S1 ,2 werden

Transmission genannt und zeigen die Verkopplung/Entkopplung der beiden

Antennenports auf.

Figuren 4b bzw. 4c und 5b bzw. 5c zeigen im Smith-Diagramm den Betrag und die Phase der S-Parameter. S1 ,1 und S2,2 werden komplexe Antennenimpedanz genannt und zeigen die Bandbreite sowie das Bandbreitenpotential der Antenne auf. Figuren 4b und 5b zeigen einen Frequenzbereich von 2,2 bis 2,7 GHz und Figuren 4c und 4c zeugen einen Frequenzbereich von 3,4 bis 3,8 GHz. Allgemein gilt, je kompakter und zentrierter die Kurve um den Wert 1 ist, desto besser ist die Anpassung, und je kompakter die Kurve auf einem Kreis um 1 ist, desto höher das Bandbreitenpotential. Wie aus dem Vergleich zwischen den Figuren 4 und 5 zu sehen, verbessert die

Verwendung des zweiten dielektrischen Körpers 2 sowohl Anpassung als auch

Bandbreitenpotential. Dies ist auch aus den Figuren 6a (ohne zweitem dielektrischem Körper 2) und 6b (mit zweitem dielektrischem Körper 2) wiederum für zwei

unterschiedliche Frequenzen, 2,6 GHz und 3,5GHz, zu sehen. Die SD-Fernfelddarstellung zeigt den Absolut-Wert der Richtwirkung. In 3D-Fernfelddiagrammen bezeichnen P1 den angeregten Port, Phi den Azimuthwinkel und Theta den

Elevationswinkel. Es ist zu sehen, dass Angleichung der Antennendiagramme durch die Verwendung des zweiten dielektrischen Körpers 2 deutliche Verbesserungen aufweist.

Figuren 7a und 7b zeigen elektrische Werte der Richtwirkung im horizontalen und vertikalen Antennendiagrammschnitt, also den Wert den Nutzpolarisationsanteil (+/-45°) der Richtwirkung in Hauptstrahlrichtung, wiederum ohne (Fig. 7a) und mit (Fig. 7b) zweitem dielektrischem Körper 2 und Lufteinschnitt bzw. Materialaussparung 21 .

Figuren 8a und 8b zeigen den entsprechenden Wert der Halbwertsbreite, d.h. der Winkelbereich, in dem sich die Richtwirkung um 3dB verringert hat, im horizontalen und vertikalen Antennendiagrammschnitt, wiederum ohne (Fig. 8a) und mit (Fig. 8b) zweitem dielektrischem Körper 2 und Lufteinschnitt bzw. Materialaussparung 21 .

Wiederum ist zu sehen, dass die Angleichung der Antennendiagramme durch die Verwendung des zweiten dielektrischen Körpers 2 deutliche Verbesserungen aufweist.

Der erste dielektrische Körper 1 wird bevorzugt in allen verwendeten

Resonanzfrequenzbereichen durch einen Schlitz und eine zylindrischen Form mit einer Hybrid-Feldverteilung, der HEM1 1 mit direktionalem Antennendiagramm, angeregt. Die Kombination aus erstem und zweitem dielektrischen Körper 1 , 2 trägt bevorzugt die HEM1 1 -Mode, HEM12-Mode oder HEM21 -Mode. Die HEM12-Mode und HEM21 -Mode ist insbesondere interessant für einen weiteren, dritten Resonanzfrequenzbereich.

Vorteilhafterweise fallen die angeregten HEM-Moden in einen der folgenden

Frequenzbereiche F: F(n, fO) = (n+1 ) ^* 0,5 ^* f0 ± 0,15 ^* (n+1 ) ^* 0,5 ^* f0, wobei n eine natürliche Zahl (1 ,2,3,4...) ist und fO die Mittenfrequenz des untersten bevorzugten Resonanzfrequenzbereichs in GHz. In einer vorteilhaften Ausführung wird der unterste Resonanzfrequenzbereich mit der HEM1 1 1 Mode angeregt und der nächst höhere Resonanzfrequenzbereich mit der HEM1 12 Mode. Besonders bevorzugt für eine Anregung der HEM-Mode über einen Schlitz 1 12 in der Leiterplatte 100 ist dabei eine zylindrische Körperform des ersten dielektrischen Körpers 1 . Durch die Anregung mit der HEM1 1 Feldverteilung (Mode) ergibt sich ein direktionales und linear polarisiertes Antennendiagramm mit einer hohen Richtwirkung in Hauptstrahlrichtung, d.h. orthogonal zur E- und H-Feldkomponente.

In einer Ausführung weist der erste dielektrische Körper 1 eine zylindrische Form auf und wird bevorzugt in allen Resonanzfrequenzbereichen mit einer Hybrid- Feldverteilung, der HEM1 1 Feldverteilung (Mode) angeregt bzw. zumindest zwei der verwendeten Resonanzfrequenzbereiche werden mit einer HEM1 1 -Mode angeregt. Besonders bevorzugt wird der unterste Resonanzfrequenzbereich mit der HEM1 1 1 Mode angeregt und der nächst höhere Resonanzfrequenzbereich mit der HEM1 12 Mode. Der letzte Index n in der HEM1 1 n Nomenklatur gibt im vorliegenden Fall die Anzahl an halben Wellenlängen und/oder die Anzahl an E-Feld-Halbbögen in der Ebene orthogonal zur H-Feld-Ebene an.

In Figuren 9a und 9b ist das das E-Feld in der Schnittebene der angeregten

Nutzpolarisation mit der HEM1 1 1 Mode (Fig.9b) und HEM1 1 1 Mode (Fig.9a) (bei 2,6 GHz und 0° Phase) ohne (Fig.9a) und mit (9b) zweiten dielektrischen Körper 2 und Lufteinschnitt bzw. Materialaussparung 21 gezeigt und in Figuren 10a und 10b ist das das E-Feld in der Schnittebene der angeregten Nutzpolarisation mit der

HEM1 12/HEM1 13 Mode (Fig. 10b) und HEM1 13 Mode (Fig. 10a) (bei 3,5 GHz und 0° Phase) ohne (Fig.10a) und mit (10b) zweiten dielektrischen Körper 2 und Lufteinschnitt bzw. Materialaussparung 21 gezeigt.

In Figuren 1 1 a und 1 1 b ist das das E-Feld in der Schnittebene der angeregten

Nutzpolarisation mit der HEM1 1 1 Mode (Fig.1 1 b) und HEM1 1 1 Mode (Fig.1 1 a) (bei 2,6 GHz und 90° Phase) ohne (Fig.1 1 a) und mit (1 1 b) zweiten dielektrischen Körper 2 und Lufteinschnitt bzw. Materialaussparung 21 gezeigt und in Figuren 12a und 12b ist das das E-Feld in der Schnittebene der angeregten Nutzpolarisation mit der

HEM1 12/HEM1 13 Mode (Fig. 12b) und HEM1 13 Mode (Fig. 12a) (bei 3,5 GHz und 90° Phase) ohne (Fig.12a) und mit (12b) zweiten dielektrischen Körper 2 und Lufteinschnitt bzw. Materialaussparung 21 gezeigt.

Hier ist zu sehen, dass ein deutlich definierteres, d.h. weniger verteiltes E-Feld resultiert, wenn der zweite dielektrische Körper 2 verwendet wird. Insbesondere bei der oberen Frequenz konzentriert sich das E-Feld im Lufteinschnitt. Des Weiteren ist zu sehen, dass durch die Verwendung des zweiten dielektrischen Körpers 2 die

Feldverteilung im ersten dielektrischen Körper 1 geändert wird, insbesondere im unteren Resonazfrequenzbereich. Der erste dielektrische Körper 1 wirkt mithilfe des zweiten dielektrischen Körpers 2 insbesondere im unteren Resonanzfrequenzbereich elektrisch kleiner.

Figur 13 zeigt elektrische Werte, speziell das 3D-Fernfeld bei 3,6GHz sowie die

Richtcharakteristik R einer erfindungsgemäßen Antennenvorrichtung 10 mit einem Antennenstrahler 10 mit Lufteinschnitt 21 (oben/unten links) und ohne Lufteinschnitt 21 (oben/unten rechts), wie z.B. in Figur 1 a bzw. 2a gezeigt.

Aus den elektrischen Werten kann die Schlussfolgerung gezogen werden, dass der erste dielektrischen Körper 1 mit hoher relativer Permittivität 8r1 die beiden

Resonanzfrequenzbereiche erzeugt, und der zweite dielektrische Körper 2 mit niedriger relativer Permittivität 8r2 die Bandbreite der beiden Resonanzfrequenzbereiche erhöht und die Richtwirkung, also die Fernfelddiagramme, des unteren

Resonanzfrequenzbereichs an den oberen Resonanzfrequenzbereich anpasst. Je nach Form und Größe des zweiten dielektrischen Körpers 2 können verschiedene

Bandbreiten und Richtwirkungen realisiert werden, wobei je höher die Bandbreite und/oder Richtwirkung, desto niedriger die Filterwirkung und/oder

Einzelstrahlerabmessungen und umgekehrt. Hierdurch ist ein modulares Konzept möglich, indem lediglich der zweite dielektrische Körper 2 ausgetauscht bzw. verändert wird, um bestimmte Bandbreiten und Richtwirkungen zu erhalten.

Durch die vorliegenden Ausführungen der Antennenvorrichtung können kompakte Gruppenantennen bzw. Antennenarrays, d.h. Antennenarrays mit kleinen

Spaltenabständen, realisiert werden, die gleichzeitig eine hohe Bandbreite und sehr gute Richtwirkung aufweisen. Bezugszeichenliste

10 Antennenstrahler

1 bzw. 2 erster bzw. zweiter dielektrischer Körper

21 Lufteinschnitt

22 mechanischer Anstoß

100 Leiterplatte

101 Träger

102 Kopplungsfenster

103 Mikrostreifenleitungstechnik

1 1 1 Via-Bereich

1 12 Schlitz

HPBW Halbwertsbreite oder 3dB-Öffnungswinkel

R Richtwirkung