Mediums

Die vorliegende Erfindung betrifft eine Vorrichtung zur Messung der elektrischen Leitfähigkeit eines flüssigen, insbesondere wässrigen Mediums nach dem Oberbegriff des Hauptanspruchs. Derartige Leitfähigkeitsmessvorrichtungen sind in verschiedenen Schaltungstopologien aus dem Stand der Technik seit längerem bekannt und werden für verschiedenste Anwendungen eingesetzt. Dabei ist etwa die industrielle Prozesstechnik bedeutsam, bei welcher die Leitfähigkeit von Fluiden geprüft wird, um etwa, bei Chromatographie- Prozessen oder dergleichen, die Konzentration gelöster Salze festzustellen. Typische spezifische Leitfähigkeiten im Bereich zwischen ca. 50 mS/cm und 200 mS/cm sind hier zu detektieren. Im Gebiet der Steuerung und Überwachung von Ultrafiltrationsprozessen ist dagegen etwa ein Bereich zwischen 5 pS/cm und 100 pS/cm besonders relevant.

Ein weiteres, bedeutsames Anwendungsgebiet ist die Reinigung von Prozessanlagen (genauer: die Überwachung der Spül- bzw. Reinigungsprozesse), wobei derartige Anlagen typischerweise mit hochreinem, deionisiertem Wasser gespült werden und die Leitfähigkeit dieses Spülwassers dann ein Indikator für das Erreichen eines gewünschten Reinigungszustandes ist. Hier zu erfassende Leitfähigkeiten sind deutlich geringer, liegen typischerweise unter 10 pmS/cm, wobei gewisse Anforderungen Messfehler bzw. Toleranzen kleiner 0,5 pmS/cm erfordern. Soll etwa, in einem solchen Reinigungskontext, nicht nur das Spülwasser, sondern etwa auch zusätzlich eine Reinigungslösung überwacht wer- den (typischerweise etwa erwärmtes NaOH, mit Leitfähigkeiten von mehreren 100 mS/cm), besteht etwa bei hierfür geeigneten Leitfähigkeitsmessvorrichtungen der Bedarf nach Systemen, welche einen großen Wertebereich zu erfassender Leitfähigkeiten der relevanten Flüssigkeiten überstreichen. Aus dem Stand der Technik sind ferner verschiedene Messprinzipien zur Leitfähigkeitsmessung in wässrigen Medien bekannt. So sind etwa zur Erfassung höherer Leitfähigkeitsbereiche induktive Messverfahren üblich, bei welchen kein (galvanischer) Kontakt einer Messelektronik mit dem zu prüfenden Medium besteht. Insbesondere jedoch bei Anwendungen der vorbeschriebenen Art, bei welchen etwa Reinstwasser im Mikrosiemens-Bereich zu überwachen ist, bedarf es kontaktierender Messverfahren, typischerweise realisiert durch das Einleiten und nachfolgende Messen eines Messstroms über Elektroden in das Me- dium.

Aufgrund geringer Leitfähigkeit des Mediums sind selbst bei hohen anliegenden Elektrodenspannungen die effektiven Messströme gering, wobei es zudem als bekannt vorauszusetzen ist, den einzuleitenden Strom als Wechselsignal vor- zusehen, um einen Spannungsabfall an den Elektroden an der Grenzfläche zum wässrigen Medium (bezogen auf den eigentlichen Spannungsabfall im Medium) gering zu halten; auch werden elektrolytische degradierende Einflüsse auf die Elektroden durch ein solches Wechselsignal vermieden. Aus dem Stand der Technik gilt es dabei als bekannt, bei der sogenannten 2- Pol-Messung dieselben Elektroden (als Elektrodenpaar) sowohl für das Einspeisen des Stroms, als auch für das Messen zu verwenden, wobei etwa bei geringen Leitfähigkeiten und entsprechend optimierter Elektrodengeometrie (typischerweise werden dann großflächige Elektroden mit geringem Abstand eingesetzt) moderate eingeprägte Spannungen bereits gut messbare Ströme ergeben.

Es lässt sich so dann die spezifische Leitfähigkeit (sigma) bestimmen zu: sigma = G x k = k x l/U, wobei die Zellkonstante k in der Dimension Länge ^"1 (typischerweise 1/cm) die besonderen Bedingungen der jeweiligen Messzellenkonfiguration angibt, eingeschlossen Elektrodenparameter und -geometrien.

Bei einer Erweiterung des Messbereichs zu höheren Leitfähigkeiten, z.B. mehreren 100 mS/cm, erhöht sich der Spannungsabfall an den Grenzschichten der Elektroden, gleichzeitig sinkt der Spannungsabfall über das zu messende wäss- rige Medium. Zur Lösung dieser Probleme ist es als aus dem Stand der Technik bekannt vorauszusetzen, neben einer Erhöhung der Messfrequenz (also etwa einer Umpolungs-Geschwindigkeit des eingeprägten Wechselsignals) die Elektroden für einen eingespeisten Strom von den Messelektroden für das Messen des resultierenden Spannungsabfalls im Medium zu entkoppeln. Dies führt zu dem prinzipiell bekannten Ansatz der 4-Pol-Anordnung, wobei, in Analogie zur generischen 4-Pol-Widerstandsmesstechnik, über ein erstes Elektrodenpaar ein Messstrom als Anregungsstrom in das wässrige Medium (Elektrolyt) eingeleitet wird und dann über ein zweites, lediglich über das wässrige Medium zusam- menwirkende Mess-Elektrodenpaar die Messspannung (Spannungsabfall) er- fasst wird. Beide Elektrodenpaare sind damit räumlich voneinander beabstandet und getrennt. Da mess- bzw. auswerteseitig typischerweise ein hoher Innenwiderstand einer nachgeschalteten Detektorelektronik vorliegt, fließen entsprechend im ausgangsseitigen Messkreis geringe Ströme, mit der vorteilhaften Wirkung, dass die Spannungsabfälle an den Grenzflächen des Mess- Elektrodenpaares vernachlässigbar sind. Da primärseitig (d.h. im die Einpräge- Elektroden beschaltenden Stromkreis) ein dort fließender Strom mess- und beherrschbar ist, kommt es auf den primärseitigen Elektroden-Spannungsabfall nicht an.

Während, wie oben beschrieben, die 4-Pol-Technologie zur elektrischen Leitfähigkeitsmessung in wässrigen Medien insbesondere auch für hohe Leitfähigkeitswerte günstig geeignet ist, ist es gleichwohl konventionell aufwändig, diese Technologie so zu implementieren, dass sie einen großen Leitfähigkeitsbereich überstreicht. In der praktischen Realisierung hat es sich nämlich als problematisch herausgestellt, dass die Zellkonstante (k), welche etwa gattungsgemäß anhand von standardisierten Umgebungen bestimmt und kalibriert wird, abhängig von einer tatsächlichen Leitfähigkeit ist. Zusätzlich spielen dabei die Grenzflächen der Elektroden, welche etwa, abhängig von einer jeweiligen Leitfähig- keits-Größenordnung, Stromdichte-Verschiebungen auf den Elektroden bzw. im Elektrolyt bewirken, sowie Wechselstromeffekte eine Rolle, wie etwa parasitäre Kapazitäten (als Belastung der sekundärseitigen Spannungselektroden) oder aber ein Übersprechen, also ein unbeabsichtigtes wechselstrommäßiges Verkoppeln zwischen primärseitigem Anregungskreis und sekundärseitigem Messkreis. Praktisch bedeutsam beeinflussen hier etwa die (häufig langen) Zuleitungen zwischen Elektrode und Messverstärker derartige parasitäre Effekte. Gelöst werden diese Probleme bei aus dem Stand der Technik vorauszusetzenden Technologien durch auswerteseitige Messverstärker, welche auf verschiedene Mess- und Wertebereiche von zu erfassenden Leitfähigkeiten jeweils spezifisch angepasst sind und geeignet (manuell oder elektronisch) umgeschaltet werden; typische, zu beeinflussende Größen sind dabei jeweilige Frequen- zen, Ansteuerströme und Verstärkungsfaktoren eines Messverstärkers. Gerade integrierte Lösungen, etwa Mikrocontroller-Einheiten, stellen komfortable Infrastrukturen zur Verfügung, welche eine mehrstufige Anpassbarkeit an verschieden Leitfähigkeitsbereiche einfach programmierbar machen. Eine mit einem solchen technologischen Ansatz verbundene Problematik ist allerdings das notwendige Entstehen von Diskontinuitäten bzw. Sprungstellen an Übergangsstellen derartiger Messbereiche; liegt daher ein jeweils zu messendes wässriges Fluid in einem solchen Übergangsbereich, entstehen potentiell unbrauchbare Messergebnisse. Notwendig ist daher das Realisieren einer Hysterese beim Umschalten, wobei jedoch eine derartige (auch günstig mit Digitalelektronik realisierbare) Hysterese-Lösung wiederum das Problem bringt, dass ein jeweils im Hysterese-Bereich liegender Wert abhängig von der Richtung ist, aus welcher sich der Messwert verändert, so dass ein Hysterese- Abstand bzw. -hub einen potentiellen Messfehler bedeutet.

Gerade die erwähnte Digitalelektronik, bei welcher etwa auch eine digitale Prozessorelektronik ein (rechteckförmiges) primärseitiges Ansteuersignal zum Einprägen in das wässrige Medium erzeugt, bringt weitere, praktisch bedeutsame Probleme. So werden etwa die mit einem Rechteck-Signal verbundenen (har- monischen) Oberwellen der Grundfrequenz besonders stark durch nicht- ohmsche Störgrößen, etwa die erwähnten parasitären Kapazitäten, beeinflusst. Diesem ist wiederum nur durch eine sinusförmige (zumindest oberwellenarme) primärseitige Ansteuerung zu begegnen, was den Hardware-Aufwand deutlich erhöht.

Schließlich bringt noch die mögliche Variation einer Messfrequenz bei einer als bekannt vorauszusetzenden Bereichsumschaltung (etwa im Rahmen einer in- tegriert-digitalen Lösung) das potentielle Problem einer Mehrdeutigkeit durch parasitäre kapazitive Einflüsse: Wird etwa bei sehr geringen Leitfähigkeiten eine sehr hohe Messfrequenz benutzt, können derartige parasitäre kapazitive Einflüsse eine hohe Leitfähigkeit vortäuschen, mit der unerwünschten Wirkung, dass der sekundärseitige Messverstärker nicht die angemessenen Messbedin- gungen erkennt und entsprechend nicht eine zugehörige Messbereichsauswahl bzw. -umschaltung vornimmt.

Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es daher, eine gattungsgemäße Vorrichtung zur Messung der elektrischen Leitfähigkeit eines flüssigen, insbesonde- re wässrigen, Mediums zu schaffen, welche zum Erfassen von elektrischer Leitfähigkeit in einem großen Erfassungsbereich, insbesondere im Bereich zwischen wenigen pS/cm bis zu mehreren 100 mS/cm, vorgesehen und ausgebildet ist, dabei konstruktiv einfach aufgebaut ist, insbesondere mess- und aus- werteseitig eine Mehrzahl diskreter Mess- bzw. Auswertebereiche und/oder dis- kontinuierliche auswerteseitige Messsignale vermeidet, gleichwohl ein der elektrischen Leitfähigkeit entsprechendes Messsignal hoher Signalgüte und Messgenauigkeit anbietet.

Die Aufgabe wird durch die Vorrichtung zur Messung der elektrischen Leitfähig- keit nach dem Hauptanspruch gelöst; vorteilhafte Weiterbildungen der Erfindung sind in den Unteransprüchen beschrieben. Zusätzlich Schutz im Rahmen der Erfindung wird beansprucht für eine Verwendung einer solchen Vorrichtung zur Leitfähigkeitsmessung von Wasser oder einer wässrigen Lösung, wobei diese Vorrichtung einen ununterbrochenen Leitfähigkeitsbereich zwischen 0,01 mS/cm und 500 mS/cm und darüber hinaus bis über 1 S/cm abdecken und als Hysterese-freies, kontinuierliches Messsignal bereitstellen soll. In erfindungsgemäß vorteilhafter Weise ist primär-(einpräge-)seitig eine Anordnung aus Konstantspannungsmitteln, Kommutatormitteln für die erste (Einpräge-) Elektrodenanordnung sowie den ohmschen Widerstandsmitteln als Reihenschaltung in einem (einzelnen) Schaltungszweig ausgebildet, wobei der Einprägestrom als Spannungsabfall über den Widerstandsmitteln (insbesondere einem Teilwiderstand von diesem) abgegriffen werden kann. Damit wird primärseitig die von der Spannungsquelle erzeugte Gleichspannung über die Kommutatormittel als Modulator in getaktet-wechselnder Polarität mit der Taktfrequenz an das Einpräge-Elektrodenpaar (als bevorzugte Realisierung der ersten Elektrodenanordnung) angelegt. In Abhängigkeit von der Leitfähigkeit des wässrigen Mediums (bzw. den bevorzugt als konstantem Widerstand ausgebildeten ohmschen Widerstandsmitteln) fließt ein (Einpräge-) Strom, der als Spannungsabfall über den Widerstandsmitteln erfass- und auswertbar ist und in die Bestimmung der elektrischen Leitfähigkeit eingeht. Gleichermaßen erfolgt auswerteseitig eine Demodulation, wobei, phasenrichtig mit den einprägeseitigen Kommutator- mittein in der Taktfrequenz, durch die Erfassungsmittel ein Speicherkondensator geladen wird, dessen Kondensatorspannung als Messsignal abgegriffen, bevorzugt in ein digitales Signal quantifiziert und ebenso zur Bestimmung der elektrischen Leitfähigkeit elektronisch weiterverarbeitet werden kann. Die erfindungsgemäße Konfiguration, insbesondere der einprägungsseitig ausgebildete Schaltungszweig in Reihenschaltung, ermöglicht vorteilhaft, dass - über einen weiten Bereich der elektrischen Leitfähigkeit des wässrigen Mediums - der Anregungsstrom sich in Abhängigkeit von der Leitfähigkeit kontinuierlich ändert, ohne dass erfindungsgemäß weitere aktive Komponenten in diesem Schaltungszweig (außerhalb der Kommutatormittel, welche in ansonsten bekannter Weise etwa mittels Halbleiter-Schaltern oder dergleichen, weiter bevorzugt ohne Nutzung einer integrierten Schaltungseinheit bzw. eines programmierbaren Ausgangs einer solchen Schaltungseinheit, realisiert sind) eingesetzt werden. Entsprechend ermöglicht die Erfindung, dass eine Leitfähigkeitsände- rung von z.B. über fünf Zehnerpotenzen eine Änderung des primärseitig im Schaltungszweig fließenden Stroms um etwa einen Faktor 30 (1 ,5 Zehnerpotenzen) bewirkt, kontinuierlich und ohne Diskontinuitäten. Damit lässt sich dann vorteilhaft der erfindungsgemäß beabsichtigte weite Bereich von im wässrigen Medium zu messender elektrischer Leitfähigkeit überstreichen, ohne dass eine Bereichsauswahl oder -umschaltung notwendig wäre, und wobei zusätzlich vorteilhaft lediglich begrenzte Auflösungen zugeordneter Analog-Digital-(A/D) Wandler notwendig sind, womit dann zusätzlich der hardwaretechnische bzw. apparative Aufwand vermindert werden kann (und zusätzlich entsprechend die Großserientauglichkeit der Erfindung weiter erhöht ist). Am beschriebenen Di- mensionierungsbeispiel würde dann für den beschriebenen Bereich bzw. dessen messtechnische Erfassung und Auswertung auf der Einpräge- sowie der Auswerteseite jeweils ein typischer 16 Bit-Wandler mit der zugehörigen Auflö- sung ausreichen.

Einprägeseitig würde etwa eine solche Analog-Digital-Wandlereinheit das über den Widerstandsmitteln (bzw. dem weiterbildungsgemäß vorgesehenen Teilwiderstand) abgegriffene, zum Einprägestrom im Schaltungszweig proportionale Spannungssignal abwandeln und für die digitale Weiterverarbeitung bereitstellen, ebenso wie auswerteseitig den mit der zweiten Elektrodenanordnung (d.h. den Messelektroden) zusammenwirkenden Kapazitätsmitteln eine Analog- Digital-Wandlereinheit zum Digitalisieren der Kondensatorspannung zugeordnet ist.

Besonders relevant und für die praktische Realisierung vorteilhaft ist die Erfindung, wenn die durch das vorbeschriebene Erfindungsprinzip angebotenen Vereinfachungsvorteile mithilfe von einfachen und kostengünstigen Elektronik- Baugruppen realisiert werden. Neben den beschriebenen, potentiell kosten- günstigen und als Massenteile erhältlichen A/D-Wandlern bietet sich zu diesem Zweck insbesondere die Implementierung der Auswerte mittel mittels geeigneter Mikrocontroller an, wobei etwa das weiterbildungsgemäß separat von einer derartigen Controllereinheit digitalisierte Einpräge- sowie Messsignal die (Hardware-) Anforderungen an eine solche Elektronikkomponente ebenso her- absetzt, wie etwa die weiterbildungsgemäß vorgesehene serielle Ankopplung der einpräge- und/oder messseitig vorgesehenen A/D-Wandlereinheiten; auf diese Weise lässt sich vorteilhaft die Anzahl der Controller-Anschlüsse deutlich reduzieren, wobei gleichermaßen zeitgerecht bzw. synchron die Primär- sowie die Sekundärseite abgefragt sowie dann datenmäßig weiterverarbeitet werden kann.

Insbesondere die weiterbildungsgemäß vorteilhafte Realisierung der Kommuta- tormittel mithilfe elektronischer Schaltbauelemente, etwa geeigneter (Leistungs- ) Transistoren, führt zu potentiell störenden höherfrequenten Signalkomponenten im primärseitigen Schaltungszweig, ggf. auch auf der Messseite. Zusätzlich beeinflusst ein Ansteuersignal für die Kommutatormittel (in der Taktfrequenz) dieses Signalbild. Entsprechend ist weiterbildungsgemäß vorgesehen, im pri- märseitigen Schaltungszweig und/oder auf der Auswerte-/Messseite geeignete Filtermittel vorzusehen, etwa in Form eines Kondensators parallel zum Messwiderstand. Auch ist es weiterbildungsgemäß vorteilhaft und bevorzugt, die in Analog-Digital-Wandlereinheiten häufig integrierten (digitalen) Filtermittel zu benutzen, um (abgestimmt etwa auf die Taktfrequenz des Wechselsignals), ei- nen diesbezüglichen Störeinfluss aus den Messkreisen zu filtern (wobei dies gleichermaßen etwa für Einflüsse einer Netzfrequenz einer vorhandenen Versorgungsspannung oder aber für andere überlagerte Stör-Wechselsignale gilt).

Eine weitere bevorzugte Ausführungsform der Erfindung sieht vor, dass auch (nicht-kapazitive) Entkopplungsmittel, insbesondere ohmsche Widerstände, zwischen den Elektroden der zweiten Elektrodenanordnung und der nachgeschalteten messseitigen Kommutation vorgesehen sind. Diese weiterbildungsgemäße Maßnahme bewirkt, in Abkehr von einer traditionellen Logik, die messseitigen Spannungselektroden widerstandsarm mit dem Messkondensator so- wie der nachgeschalteten Quantisierungs- bzw. Auswerteelektronik zu verbinden, dass ein Einfluss der Spannungselektroden (etwa Dicke und Homogenität einer Passivschicht) in Verbindung mit Ladungs- und Potentialeffekten beim Kommutator-Flankenwechsel, das sekundärseitige Messsignal weniger stark beeinflusst.

Eine solche Maßnahme wäre alternativ etwa auch durch eine besonders hoch- ohmige Ausgestaltung des Kommutatoreingangs möglich, die weiterbildungs- gemäß vorteilhafte und hardwaretechnisch einfache Lösung mithilfe von diskreten Halbleiter-Bauelementen würde hier jedoch zusätzlichen Aufwand erfordern.

Während es im Rahmen erfindungsgemäßer Realisierungen vorteilhaft und sinnvoll ist, sekundärseitig (d.h. auf der Seite der zweiten Elektrodenanordnung und der zugeordneten Erfassungsmittel) das über den Kondensatormitteln entstehende Spannungssignal mit einem konstanten Verstärkungsfaktor zu verstärken und dann geeignet zu digitalisieren (oder unverstärkt zu digitalisieren), sieht eine erfindungsgemäß vorteilhafte Variante der Erfindung vor, die Kondensatorspannung in Form parallel zueinander vorgesehener Verstärke reinhei- ten um verschiedene Verstärkungsfaktoren zu verstärken und entsprechend das verstärkte Kondensator-Spannungssignal (simultan) auf verschiedenen Pegeln anzubieten; die Hochohmigkeit hierfür typischerweise verwendeter Operationsverstärker steht dabei einer derartigen parallelen Anordnung von zwei oder mehr Verstärkereinheiten ebenso wenig entgegen, wie etwa, gemäß einer wei- teren Variante, einerseits das Kondensator-Spannungssignal unmittelbar digitalisiert wird und dann zur Weiterverarbeitung ebenso kontinuierlich bereitsteht, wie ein vor der Digitalisierung in einem separaten, dezidiert zugeordneten A/D- Wandler um einen vorbestimmten Verstärkungsfaktor verstärktes Kondensator- Spannungssignal.

In der Weiterverarbeitung durch die Auswertemittel ermöglicht dann diese Variante eines simultanen Mehrfach-Messsignals auf verschiedenen Spannungs- (Verstärkungs-) Pegeln, dass größtmögliche Flexibilität in der Auswertung und Weiterverarbeitung des erhaltenen Signals besteht: So würde etwa bei hohen Kondensatorspannungspegeln ein unverstärktes Signal digitalisiert und weiterverarbeitet werden können (wobei etwa ein bei einem derartig hohen Spannungspegel potentiell übersteuernder Verstärker ggf. durch Abregein in einem hochohmigen und dadurch nicht die Messspannung beeinflussenden Bereich bleibt), während etwa eine niedrigpegelige Kondensatorspannung, welche un- verstärkt nur ein stark verrauschtes A/D-Wandlungsergebnis bringen würde, zunächst um den vorbestimmten und bekannten Verstärkungsfaktor angehoben werden kann. In einem möglichen Übergangsbereich lassen sich wiederum die Signal beider Messzweige (da kontinuierlich und parallel anliegend) mit geeigneten Gewichtungen kombinieren bzw. verrechnen.

Wiederum praktisch bedeutsam und vorteilhaft ist der Umstand, dass die pri- märseitig bzw. sekundärseitig zugeordneten A/D-Wandlereinheiten, weiterbil- dungsgemäß separiert von einer Mikrocontroller-Steuereinheit, dieselbe Betriebs- bzw. Referenzspannung einer für die Gesamtvorrichtung vorhandenen Versorgungsspannungseinheit erhalten. Vorteilhaft führt dies dazu, dass entsprechende Fehler durch Schwankungen bzw. andere Einflüsse der Referenzspannung sich ausgleichen und das Messergebnis unbeeinflusst lassen. Dies gilt gleichermaßen auch für eine notwendige Quantisierung eines Temperatursignals mittels A/D-Wandler, welcher das analoge Temperatursignal eines Tem peratursensors, der dem wässrigen Medium gemäß weiterer vorteilhafter Weiterbildung der Erfindung zugeordnet ist, aufbereitet. Im Ergebnis ermöglicht es die vorliegende Erfindung in überraschend einfacher, wirksamer und leistungsfähiger Weise, dass ein großer durchgehender Bereich elektrischer Leitfähigkeit eines flüssigen Mediums, typischweise zwischen 1 pmS/cm und 1000 mS/cm, abgedeckt werden kann, ohne dass aufwändige und fehlerträchtige Bereichs-Umschaltungen notwendig sind, ohne dass erhöhter mess- und auswertungstechnischer Aufwand auf der Sekundärseite erfolgt, und ohne dass elektrolytische und andere, mit den Elektrodenpaaren zusammenhängende Effekte ein Messergebnis signifikant beeinflussen. Dabei ist die 4- Pol-Technologie, bei welcher sowohl die erste, als auch die zweite Elektrodenanordnung jeweils ein Elektrodenpaar aufweisen, bevorzugt, gleichwohl sind Konstellationen denkbar, bei welchen mehr als zwei Elektrodenpaare, einpräge- und/oder messseitig, in der Messzelle vorgesehen und in der erfindungsgemäßen Vorrichtung beschaltet sind.

Lösungsgemäß vorteilhaft sind Kabeleinflüsse oder andere, kapazitiv wirksame Faktoren gering, so dass diese - praktisch nützlich - keine nachteiligen Wirkungen ausübt. Ebenso ist ein elektrischer (Gesamt-) Leistungsbedarf der Vorrichtung gering, günstig insbesondere bei weiterbildungsgemäß potentialge- trennter Stromversorgung, die eine kapazitätsarme Auslegung erleichtert. So kann, bei einer weiterbildungsgemäßen Potentialtrennung, eine Koppelkapazität parallel zur Isolationsbarriere von weniger als 5 pF realisiert werden, was wiederum das Auftreten von Störpotentialen verringert.

Weitere Vorteile, Merkmale und Einzelheiten der Erfindung ergeben sich aus der nachfolgenden Beschreibung von Ausführungsbeispielen sowie anhand der Zeichnungen; diese zeigen in

Fig. V. ein schematisches Blockschaltbild zum Verdeutlichen der prinzipiellen Funktionsstruktur der vorliegenden Erfindung;

Fig. 2: eine Darstellung analog Fig. 1 , jedoch mit zusätzlichen, für eine praktische Realisierung vorteilhaften Schaltungskomponenten und Baugruppen, und

Fig. 3: ein Strom- und Spannungsdiagramm, bezogen auf die elektrische Leitfähigkeit, zum Verdeutlichen einer Leitfähigkeitsabhängigkeit über einen großen Erfassungsbereich.

Die Fig. 1 verdeutlicht in der Schemadarstellung die wesentlichen Funktionskomponenten der Vorrichtung zur Messung der elektrischen Leitfähigkeit eines wässrigen Mediums gemäß einer ersten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung. So beschreibt das Bezugszeichen 10 eine mit dem flüssigen Medium zu befüllende Messzelle, in welche ein Elektrodenpaar 12 als erste Elektrodenanordnung und ein weiteres Elektrodenpaar 14 als zweite Elektrodenanordnung, voneinander entkoppelt, hineinragen, um in der Art einer ansonsten bekannten 4-Pol-Anordnung über die Elektroden 12 eine Einprägung vorzunehmen und mittels der Elektroden 14 dann das Messsignal zu erzeugen. Zum Zweck der weitergehenden Offenbarung, insbesondere im Hinblick auf eine mögliche praktische Realisierung am Ausführungsbeispiel, wird verwiesen auf die in der DE 199 46 315 offenbarte Messzelle, welche ein mögliches Beispiel zur Realisierung der in Fig. 1 dargestellten Zelle 10 zeigt. Einprägeseitig, d.h. als Schaltungszweig mit dem Elektrodenpaar 12 verbunden (und über das Gleichspannungspotential zu den Elektroden entkoppelnde Koppelkondensatoren 16 angekoppelt), ist eine Konstantspannungsquelle 18, welche über einen ersten Widerstand 20 (als Arbeitswiderstand) und einen zweiten Widerstand 22 (Messwiderstand) mit primärseitigen Kommutatormitteln 24 ver- bunden ist, welche wiederum, angesteuert durch ein Taktsignal CLK, in der dargestellten Weise aus dem Konstantspannungssignal der Quelle 18 ein Wechselsignal für das Elektrodenpaar 12 mit der Taktfrequenz CLK machen. In jedem Kommutator-Schaltzustand liegt ein einzelner Schaltungszweig auf der Einprägungsseite vor, wobei die Spannungsquelle 18 mit den aus den Wider- ständen 20, 22 gebildeten Widerstandsmitteln und dem Elektrodenpaar 12 eine Reihenschaltung bildet. Ein in diesem Schaltungszweig fließender Strom I fällt über den Widerstand 22 ab und wird dort als einprägungsseitiges, stromproportionales Einprägesignal U(l) abgegriffen und einer A/D-Wandlereinheit 26 zugeführt.

Messseitig liegt das Potential des Elektrodenpaares 14 (an- bzw. abgekoppelt durch jeweilige Koppelkondensatoren 28 bzw. in Reihe liegende Koppelwiderstände 30) über eine sekundärseitige Kommutatoreinheit 32 über einem Messkondensator 34 an, wobei die Kondensatorspannung U(U) als Messsignal ab- gegriffen und der A/D-Wandlereinheit 26 anliegt.

Da die sekundärseitige Kommutatoreinheit 32, getaktet mit der Taktfrequenz CLK und synchron zur primärseitigen Einheit 24 betrieben, das in der gezeigten Weise rechteckförmig für das Einprägen modulierte Signal ausgangsseitig de- moduliert, liegt damit über dem Messkondensator 34 als Messspannung U(U) eine Kondensator-Gleichspannung.

In der weiteren Verarbeitung als Auswertemittel liegt sowohl das stromproportionale Einprägesignal U(l), als auch das Messsignal U(U) dann in quantisierter und seriell zu übertragender digitaler Form als AD (U(U)) bzw. AD (U(l)) vor und wird in einer zugeordneten Mikrocontroller-Einheit 40 verarbeitet. Diese Microcontroller-Einheit erzeugt gleichzeitig in ansonsten bekannter Weise den Wech- sel-Takt CLK für die primär- bzw. sekundärseitigen Kommutatoren 24, 32, welche, in den Figuren nicht gezeigt und in ansonsten bekannter Weise, mittels diskreter Halbleiter-Schalter (bzw. als in einen Halbleiterbaustein integrierte Kommutatortransistoren, ggf. mit zusätzlichen, integrierten Mitteln zur Kompensation der Ladungsinjektion sowie mit Verzögerungselementen für das Taktsig- nal, um transiente Kurzschlüsse beim Flankenwechsel zu vermeiden) realisiert sind. Die Microcontroller-Einheit errechnet dann entweder selbst aus dem Verhältnis von primärseitig eingeprägtem Strom und sekundärseitig gemessener Spannung (unter Berücksichtigung der Zellkonstante sowie zusätzlich von notwendigen Kalibrierkonstanten, eingeschlossen einem Offset für Strom, Spannung bzw. Leitfähigkeit) den Wert der elektrischen Leitfähigkeit oder stellt alternativ die quantisierten Einzelgrößen zur externen Weiterverarbeitung über jeweils geeignet gewählte Protokolle bereit.

Das analog zur Fig. 1 gestaltete Schema-Schaltbild der Fig. 2 verdeutlicht zu- sätzliche, in der praktischen Realisierung nützliche Komponenten des beschriebenen Ausführungsbeispiels, wobei gleiche Bezugszeichen identische Funktionskomponenten bzw. Funktionalitäten beschreiben. Diese Anordnung, mit Ausnahme der Messzelle 10 und einer dieser zugeordneten Temperatursenso- rik (mit Bezugszeichen 62, 64 symbolisiert) ist, mit entsprechend kurzen Kabel- Verbindungslängen und kleinen parasitären Kapazitäten, integriert in einen Körper einer Quaderform 18mm x 47mm x 10mm, realisiert mithin eine vorteilhaft kleine, kompakte Baugröße. Es zeigt das Blockschaltbild der Fig. 2 Details der in der Fig. 1 lediglich schematisch angedeuteten A/D-Wandleranordnung als Mehrzahl von Wandlern; eine erste 16 Bit-Wandlereinheit 261 mit integrier- ter, auf eine Netzfrequenz einer Versorgungsspannungseinheit 50 (genauer: Einer DC-DC-Umsetzereinheit mit galvanischer Trennung; in einer praktischen Realisierung von einer übergeordneten Speiseeinheit mit 5V Gleichspannung gespeist, wobei dann z.B. der Spannungsquelle 18 eine ungeregelte Versorgungsspannung von ca. 10V DC anliegt) abgestimmter digitaler Filtereinheit (nicht im Detail gezeigt) empfängt das über dem Widerstand 22 abfallende, Einprägungsstrom - proportionale Spannungssignal U(l) und setzt dieses in ein mit einer Referenzspannung REF von 2,7 V quantifiziertes 16 Bit-Signal AD ((U)l) für die Mikrocontroller-Einheit 40 um. Die Referenzspannung REF wird aus einer Referenzspannungseinheit 52 erzeugt, welche wiederum von der Einheit 50 versorgt wird (wie i.ü. auch die Konstantspannungseinheit 8).

Gleichermaßen erzeugt eine zweite A/D-Wandlereinheit 262 (welche dieselbe Versorgungs- sowie Referenzspannung REF wie die Einheit 261 empfängt) aus dem über dem Messkondensator 34 abfallenden Messspannungssignal U(U) das 16 Bit-quantifizierte und serielle Messsignal AD (U(U)), wiederum bereitgestellt an die Mikrocontroller-Einheit 40. Als Variation und Ergänzung zur generischen Realisierung der Fig. 1 zeigt das Ausführungsbeispiel der Fig. 2 zusätzlich, wie das Messspannungssignal U(U) als Kondensatorspannung zusätzlich am Eingang einer Messverstärkereinheit 60 anliegt, voreingestellt ist ein Verstärkungsfaktor im Ausführungsbeispiel von 21 (gegenüber der unverstärkten Kondensatorspannung U(U). Dieses verstärk- te Signal Ua(U) wird, analog zur Quantisierung des unverstärkten Messsignals sowie des Einprägungsstrom-Signals, von einer dritten A D-Wandlereinheit 263, wiederum Auflösung 16 Bit und serielle Ausgabe als AD (Ua(U)) zur Mikrocontroller-Einheit 40, verarbeitet, mit der Wirkung, dass gemäß Fig. 2 die Messspannung über der Kapazität 34 zweifach parallel, nämlich einerseits als unver- stärktes Signal, andererseits als durch die Verstärkereinheit 60 im Pegel angehoben, zur Verarbeitung durch die Mikrocontroller-Einheit 40 anliegt.

Wiederum in Ergänzung zum generischen Prinzip der Fig. 1 zeigt die Fig. 2 noch einen vierten 16 Bit A/D-Wandler 264, welcher ein von einem Temperatur- sensor T abgegriffenes Temperatursignal in ein entsprechendes serielldigitalisiertes Temperatursignal AD (U(T)) umsetzt. Dieses analoge Temperatursignal U(T), welches lediglich aus Gründen der schematischen Vereinfachung als über einem temperaturveränderlichen Widerstand 62 relativ zu einem Referenzwiderstand 64 abfallendes, temperaturproportionales Spannungssignal gezeigt ist, verdeutlicht eine Temperaturerfassung des in der Messzelle 10 enthaltenen wässrigen Mediums, wobei entweder der Temperatursensor 62, geeignet wärmeübertragend, an der Messzelle befestigt ist oder aber in diese zum Erfassen einer aktuellen Fluidtemperatur hineinragt. Die Darstellung verdeutlich zudem, dass auch die gezeigte Temperaturmessung (wie auch die Leitfähigkeitsmessung) unabhängig von einer Versorgungs- bzw. Referenzspannung der parallel versorgten A/D-Wandlereinheiten 26i ist: Bei der gezeigten Temperaturmessung hängt nämlich der digitalisierte Wert auch nur vom Verhältnis der Widerstände 62, 64 ab, nicht jedoch von der Referenzspannung REF, da der Spannungsteiler 62/64 und der AD/Wandler 264 zwischen derselben Spannung vorgesehen ist.

Die Mikrocontroller-Einheit 40 stellt dann die so gewonnenen digitalisierten Sig- nale der Wandler 261 bis 264 zur Ausgabe über einen Schnittstellenbaustein 80 zur Optoentkopplung der digitalen Signale (Takt, Digital-ln/Out = DIO, wobei neben der DC/DC-Wandlereinheit 50 dieser Baustein 80 eine Hauptquelle einer parasitären Kopplung über die Potenzialbarriere darstellt, in Summe ca. 5pF) bereit, wobei entweder die Mikrocontroller-Einheit 40 eine Signalverarbeitung vorgenommen hat, oder aber lediglich, entsprechend einem gewünschten Übertragungsprotokoll, dann durch die Einheit 80 die gewonnenen Signale zur weiteren Behandlung bereitstehen.

In der Fig. 2 nicht gezeigt ist eine mögliche galvanische Entkopplung der Ver- sorgungseinheit 50 von den primär- bzw. sekundärseitigen Messkreisen und der zugehörigen A/D-Wandlung.

In der konkreten Realisierung, Aufbau der Messzelle etwa gemäß der DE 199 46 315, Zellkonstante 0,35/cm, würde die gezeigte Vorrichtung bei einer Takt- frequenz des Kommutator-Wechsels von 10 kHz (eine solche Taktfrequenz im Bereich zwischen ca. 1 und ca. 100 kHz hat sich als günstig erwiesen, um einerseits zur Verminderung nachteiligen Spannungsabfalls an den Elektroden hinreichend schnell zu sein, andererseits hinreichend niederfrequent zur Verminderung nachteiliger Schalteffekte) wird dann mit einer typischen Wiederhol- bzw. Abfragerate der A/D-Wandlung durch die Einheiten 261 - 264 von 0,1 Sekunden kombiniert (eine typische Wandlungszeit von ca. 80 ms, nach dieser Zeit steht ein jeweiliger Messwert zur Verfügung; mit einer Taktrate von 30 kHz wird das Digitalsignal aus dem Wandler über die serielle Schnittstelle ausgetaktet), für ein annähernd synchrones Erfassen der Daten. Da zudem, wie im Rahmen der Erfindung als vorteilhaft erläutert, sämtliche Wandler 261 - 264 mit derselben Versorgungs- sowie Referenzspannung betrieben werden, wirken sich Störeinflüsse nicht auf das Messergebnis aus. Eine typische Gesamt- Leistungsaufnahme der Schaltung liegt im Bereich von < 250 mW, so dass, wie diskutiert, geringe Koppelkapazitäten für eine galvanische Entkopplung ausreichen.

Eine Leitfähigkeit sigma des im Behälter 10 enthaltenen Fluids würde nunmehr wie folgt bestimmt werden:

AD(U(I)) - AD,o ^ 1

sigma = ( ) - sigma,

(1.1 ) AD(U(U)) - ADuo R .,mess

, AD(U(I)) - AD,o 21 .

sigma— ( · ) - sigmao

(1 .2) AD(U U)) - ADuo Rmcss wobei, gemäß Formel 1 .1 und keiner Verstärkung des Kondensatorsignals, ein großer Messbereich abdeckbar ist, während, insbesondere im Bereich kleiner Leitfähigkeiten, dann als verstärktes Signal (Faktor 21 ) gemäß Formel 1 .2, der Datenstrom AD (Ua(U)) zur Verfügung steht.

In den Formeln bedeuten dabei AD| ₀ (als Offset für die Strommessung), ADuo (als Offset für die ausgangsseitige Spannungsmessung), sigma ₀ (als Offset für die Leitfähigkeit, etwa zur Berücksichtigung von Kabel- und Verlegungseffekten) Kalibrierkonstanten, welche geeignet eingestellt bzw. gewählt werden, und in der bereits geschriebenen Weise bedeutet k die Zellkonstante und berücksichtigt mithin die Geometrie der Messzelle. Da im Rahmen der Erfindung die Zellkonstante k gut über die Messzellengeometrie definiert ist, kann diese über geeignete Prozesssteuerung (als mechanische Genauigkeit) reproduzierbar defi- niert werden. Zur Bestimmung der Konstanten ADuo sowie sigmao wird ein offener Zustand (d.h. Luft, also ungefüllte Messzelle) herbeigeführt, während etwa durch ein Kurzschließen der Elektroden der Offset AD| ₀ bestimmbar ist. Entsprechend entfällt die (traditionell problematische) Handhabung von flüssigen Leitfähigkeits-Standardmedien für eine Kalibration. Da zudem sigma ₀ im Wesentlichen eine scheinbare Leitfähigkeit durch zu den Elektroden 14 parallel parasitäre Kapazitäten beschreibt (siehe hierzu auch die Spannungsabnahme im Bereich zwischen 0 pS/cm und 20 pS/cm in Fig. 3) ist im praktischen Gebrauch diese Leitfähigkeit auf ca. sigma ₀ = 2,5 pS/cm reduziert.

Ein konkretes Signalverhalten dieser Schaltung, insbesondere einen Verlauf des (einprägungsseitigen) Stroms sowie, damit zusammenhängend, Verläufe der messseitigen Messspannungen (verstärkt als Ua bzw. unverstärkt als Un) verdeutlichen die Signalverläufe der Fig. 3. Es zeigt sich, dass über einen sehr weiten Bereich der Leitfähigkeiten, von ca. 2 pS/cm bis zu ca. 200 mS/cm, der einprägungsseitige Strom zwischen ca. 0,01 und ca. 3,8 mA variiert, während messseitig un verstärkte Spannungen zwischen ca. 10 mV und ca. 1700 mV existieren; gerade der Bereich hoher Leitfähigkeiten macht die Nutzung des verstärkten Spannungssignals nützlich, da hier, bei entsprechend geringen einprägungsseitigen Stromflüssen, ein unverstärktes Spannungs-Messsignal keine hinreichende Auflösung mehr erbringt. Tatsächlich bleibt bis zu etwa 200 mS/cm die Auflösung besser als 0,6% des Messwertes, so dass bis zu die- sem Wert prinzipiell auf den verstärkten Zweig verzichtet werden kann.

In der praktischen Realisierung bedeutet dieses Verhalten, dass sowohl im linksseitigen Bereich der Fig. 3, bei kleinen spezifischen Leitfähigkeiten, als auch im rechtsseitigen Bereich großer Leitfähigkeiten, jeweils gute Auflösungen erreicht werden, wobei nur an den Messbereichsgrenzen, d.h. bei 2 pS/cm bzw. 200 mS/cm (bezogen auf den unverstärkten Zweig) die Auflösung den beschriebenen Bereich von 0,6% erreicht, dazwischen jedoch für viele Messaufgaben bereits völlig ausreichend ist und damit im Regelfall den im Ausführungsbeispiel zusätzlichen gezeigten verstärkten Zweig nicht erfordert.