Die Erfindung betrifft eine Vorrichtung zur Ladung eines (voll)elektrischen Batteriefahrzeuges mit einem Gleichstrom, mit einem an einem mehrphasigen Stromnetz angeschlossenen Gleichrichter, mit einem ladeseitig des Gleichrichters angeordneten und mit demselben gekoppelten Zwischenkreis, der eine Anzahl von Kapazitäten und einen Mittelpunkt aufweist, mit einem ladeseitig des Zwischenkreises angeordneten und mit demselben gekoppelten DC/DC-Konverter zum Anpassen einer Zwischenkreisspannung des Zwischenkreises an eine Ladespannung einer Batterie des Batteriefahrzeuges.

Ferner betrifft die Erfindung Verfahren zur Ladung eines (voll)elektrischen Batteriefahrzeuges mit Gleichstrom, dass ein von einem mehrphasigen Stromnetz bereitgestellter Wechselstrom oder Drehstrom gleichgerichtet wird, wobei ein Mittelpunkt eines kapazitiven Zwischenkreises existiert, und dass eine Batterie des (voll)elektrischen Batteriefahrzeuges mit dem gleichgerichteten Wechselstrom gespeist wird. Zur Förderung des elektromobilen Individualverkehrs gerade durch

(voll)elektrische Bateriefahrzeuge (EVs) ist es wichtig, den Wirkungsgrad und das Leistungsverhalten eines elektrischen Antriebsstrangs des

(voll)elektrischen Batteriefahrzeuges zu steigern. Insbesondere wird eine Reichweitensteigerung bei gleichzeitiger Fahrzeugkostenreduzierung und verkürzten Ladezeiten an weitläufig verfügbaren Infrastrukturnetzen gewünscht.

In diesem Zusammenhang haben Ladegeräte bzw. On-Board-Lader (OBL) eine hervorgehobene Stellung. Solche Ladegeräte nutzen die im öffentlichen und im privaten Raum großflächig vorhandenen Wechselspannungsnetze und wandeln die bereitgestellte Wechselspannung im Fahrzeug in eine Gleichspannung zum Laden der Antriebsbatterie um. Zur Verkürzung der Ladezeiten muss die übertragbare Leistung des Ladegerätes weiter erhöht werden, wozu insbesondere dreiphasig betriebene Ladegeräte in Frage kommen, die auf alle verfügbaren Netzphasen zugreifen. Bisherige Ladegeräte, wie sie beispielsweise aus der US 2017/0279287 A1 bekannt sind, weisen vom Netz in Richtung zu der Batterie einen Filter, einen Gleichrichter, einen Zwischenkreis und einen DC/DC-Konverter zum Anpassen der Zwischenkreisspannung an eine Ladespannung der Baterie auf. Der DC/DC-Konverter weist einen Transformator zur Potentialtrennung auf, mit dem unerwünschte Gleichtaktstörungen verringert werden.

Aus der WO 2018/126393 A1 ist eine gattungsgemäße Vorrichtung zur La dung eines vollelektrischen Bateriefahrzeuges bekannt, bei der der DC/DC- Konverter im Unterschied zu dem vorgenannten Stand der Technik keine Po tentialtrennung aufweist. Die DC/DC-Konverter sind jeweils eingangsseitig an einem gemeinsamen Gleichstromverteilungsbus angeschlossen, der von dem mit dem Netz verbundenen Gleichrichter gespeist wird. Der ausgangsseitig an den Gleichrichter angeordnete Zwischenkreis weist einen Mitelpunktanschluss auf. Diese dort vorgestellte Gleichrichterschaltung (bidirektionaler Dreipunktgleichrichter) stellt ausgangsseitig somit ein zusätzliches Potential zur Verfügung Es wird nicht nur eine positive Gleichspannung und eine negative Gleichspannung, sondern auch ein Mittelpotential (um Null) bereitgestellt. Vorteilhaft kann der Gleichrichter hierdurch mit höheren Schaltfrequenzen, bzw. mit kleineren und leichteren magnetischen Komponenten betrieben werden. Wünschenswert ist es jedoch zudem, die Gleichtaktstörungen zu reduzie ren und dies mit Gleichrichterschaltungen geringerer Komplexität, d.h. mit möglichst geringer Anzahl von ansteuerbaren Schaltelementen zu tun.

Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es daher, eine Vorrichtung und ein Verfahren zur Ladung eines (voll)elektrischen Batteriefahrzeuges anzugeben, so dass eine relativ hohe elektrische Leistung schnell und mit geringsten Gleichtaktstörungen, d.h. quasi gleichtaktfrei, durch Ladeschaltungen geringer Komplexität zur Ladung einer Batterie bereitgestellt wird.

Zur Lösung dieser Aufgabe ist die Erfindung in Verbindung mit dem Oberbegriff des Patentanspruchs 1 dadurch gekennzeichnet, dass der Mittelpunkt des Zwischenkreises mit einem Neutralleiter des mehrphasigen Stromnetzes verbunden ist.

Vorteilhaft ermöglicht die Erfindung durch die Verbindung des Mittelpunktes eines Zwischenkreises mit einem Neutralleiter des mehrphasigen Stromnetzes quasi einen„gleichtaktfreien“ Betrieb von Gleichrichter und DC/DC-Konverter des Ladegeräts bei gleichzeitiger Bereitstellung eines relativ hohen Ladestromes. Die nach der Erfindung vorgesehene gleichtaktfreie Modulation ermöglicht einen vereinfachten Aufbau der DC/DC-Konverterschaltung ohne Transformator. Auch die Halbleiterschaltelemente können großteils vereinfacht werden, d.h. in geringerer Sperrspannung (600 V anstatt 1000 V oder 1200 V) ausgeführt werden. Dadurch wird beispielsweise auch die Implementierung des DC/DC-Konverters als GaN-basierten Tiefsetzstufe ermöglicht. Ein zweiter Vorteil besteht darin, dass die netzseitige Filterschaltung nicht vergrößert werden muss, wie es herkömmlich bei Weglassen des Transformators erforderlich wäre. Insbesondere kann die Filterschaltung aufgrund der Gleichtakt freiheit sogar deutlich kleiner werden als beim herkömmlichen transformatorbasierten Ladegerät. Ein dritter Vorteil ergibt sich dadurch, dass durch Einbringen des Neutralleiters in den Spannungszwischenkreis im Notfall auch ein Laden an einer einphasigen Haushaltssteckdose aufwandsarm ermöglicht wird.

Allgemein verhindert die Erfindung Gleichtaktstörspannungen, die ansonsten batterieseitig signifikante (schaltfrequente) Ableitströme verursachen würden.

Nach einer Weiterbildung der Erfindung ist eine dreiphasig betriebene Gleichrichterschaltung als Dreipunkttopologie für einen unidirektionalen Leistungsfluss von einer Ladesäule zu der Batterie des Fahrzeugs vorgesehen, die als Schaltelemente vorteilhaft 600V-GaN-Schaltelemente aufweist. Hierdurch lässt sich für diesen Einsatzzweck der elektrische Wirkungsgrad und die Bau größe bzw. Gewicht der Vorrichtung am besten optimieren. In einer weiteren Ausbaustufe können vorteilhaft auch neuartige monolithisch-bidirektionale 600V-GaN-Schaltelemente eingesetzt werden. Damit wären nur drei steuerbare Schaltelemente für die Gleichrichterstufe erforderlich.

Nach einer Weiterbildung der Erfindung weist die Gleichrichterschaltung eine Zweipunkttopologie auf für einen bidirektionalen Leistungsfluss zwischen der Ladesäule und der Batterie des Fahrzeugs. Vorteilhaft kann hierdurch zur Stabilisierung des Stromnetzes auch elektrische Leistung von dem Fahrzeug in das Stromnetz übertragen werden.

Nach einer Weiterbildung der Erfindung ist die Gleichrichterschaltung als ein dreiphasiger Pulsgleichrichter mit Leistungsfaktorkorrektur ausgebildet. Vorteilhaft ist die Gleichrichterschaltung netzfreundlich aufgebaut. Nach einer Weiterbildung der Erfindung bilden die Komponenten der erfin dungsgemäßen Vorrichtung eine gemeinsame Baueinheit, die in dem elektrischen Batteriefahrzeug integriert ist. Sie bildet somit einen sogenannten On- Board-Lader (OBL).

Zur Lösung der Aufgabe ist die Erfindung in Verbindung mit dem Oberbegriff des Patentanspruchs 15 dadurch gekennzeichnet, dass das Potential des Mit telpunktes des Zwischenkreises auf das Potential eines Nullleiters des Mehrphasenstromnetzes gelegt wird.

Der Vorteil des erfindungsgemäßen Verfahrens besteht darin, dass durch die Angleichung des Potential an einem Mittelpunkt eines Gleichstromzwischen- kreises an den Nullleiter des mehrphasigen Stromnetzes auf einfache Weise eine kompakte und gleichtaktunterdrückte Steuerung des Leistungsflusses von dem mehrphasigen Stromnetz zu einer Batterie und vice versa gewährleistet ist.

Nach einer Weiterbildung der Erfindung werden Schaltkomponenten des Gleichrichters und/oder des DC/DC-Konverters derart angesteuert, dass ausschließlich eine erste Zwischenkreisteilspannung während einer positiven Netzhalbperiode und eine zweite Zwischenkreisteilspannung während einer negativen Netzhalbperiode zu der Batterie durchgeschaltet werden. Auf diese Weise ist ein vorteilhafter Einphasen-Ladebetrieb möglich, der nutzbar ist im Notbetrieb an einem einphasigen Haushaltsnetz oder bei Phasenausfall von einer oder zwei Netzphasen. Vorteilhaft können die Zwischenkreiskapazitäten so besonders klein gewählt werden. Dadurch verringern sich zum einen die Baugröße und Kosten des OBL’s und zum anderen lassen sich die kleinen Kapazitäten als Folien-Kondensatoren realisieren, die besonders robust und langlebig sind. Dies ist insbesondere für automobile Anwendungen relevant. Nach einer Weiterbildung der Erfindung erfolgt eine netzphasenunabhängige Regelung des durch die jeweilige Netzphase fließenden Stromes. Jede Netzphase erhält einen eigenständigen Stromregelpfad, so dass drei unabhängige Stromregler mit je eigenen Soll- und Ist-Wert-Vergleich vorgesehen sind. Die PWM-Steuersignale (PWM: Pulsbreitenmodulation) der Gleichrichterschaltung weisen vorzugsweise die gleiche Frequenz auf und müssen nicht zeitsynchronisiert werden.

Nach einer Weiterbildung der Erfindung erfolgt die Regelung der Phasenströme in Abhängigkeit von einer Regelung der Zwischenkreisspannung. Es erfolgt eine Kaskadenregelung, bei der ein Ausgangssignal des Zwischenkreisspannungsreglers zur Bestimmung der Stromsollwerte einfließt.

Nach einer Weiterbildung der Erfindung erfolgt mittels einer Tastverhältnis- Vorsteuerung und eines Begrenzers die Ermittlung eines vorteilhaften Ansteu erwerts für die Schaltelemente der Gleichrichterschaltung. Hieraus werden nachfolgend direkt die Tastverhältnisse für die Schaltelemente berechnet. Nach einer Weiterbildung der Erfindung erfolgt die Ermittlung der Steuersignale zur Ansteuerung der Schaltelemente aus einem speziellen, schaltfre quenzvariablen Signal. Dieses Signal kann beispielsweise gemäß einer Dreieckstrommodulation (TCM Triangulär Current Modulation) ausgeführt werden. Durch die charakteristische Stromumkehr dieser Modulationsmethode kann jederzeit ein vorteilhaftes Nullspannungsschalten der Schaltelemente ermöglicht werden, was die Schaltverluste reduziert. Die Steuersignale in den einzelnen, je einer Netzphase zugeordneten, Brückenzweigen dürfen erfindungsgemäß aufgrund der Verbindung des Neutralleiters an dem Mittelpunkt des Zwischenkreises vorteilhaft eine ungleiche Frequenz aufweisen. Alternativ o- der zusätzlich können die Steuersignale auch im Sinne einer Lückgrenzmodu- lation (BM: Boundary Mode- oder CrCM Critical Conduction Mode Modulation) ausgeführt werden. Hierdurch wird ebenfalls ein vorteilhaftes Schaltverhalten der Schaltelemente (Leistungstransistoren) ermöglicht. Die Steuersignale der einzelnen Brückenzweige dürfen auch hierbei eine ungleiche Frequenz aufweisen. Alternativ oder zusätzlich können die Steuersignale auch gemäß einem Lückbetrieb (DCM: Discontinious Conduction Mode) gewählt werden, bei dem sie in den unterschiedlichen Brückenzweigen bzw. Netzphasen ebenfalls eine ungleiche Frequenz aufweisen dürfen. Gegebenenfalls kann auch ein vorteilhafter Mischbetrieb dieser unterschiedlichen Ansteuerungen erfolgen. Weitere Vorteile der Erfindung ergeben sich aus den weiteren Unteransprü chen.

Ausführungsbeispiele der Erfindung werden nachfolgend anhand der Zeichnungen näher erläutert.

Es zeigen:

Fig. 1a ein Schaltplan einer ersten Ausführungsform der Erfindung für einen unidirektionalen Leistungsfluss zu einer Batterie auf Basis einer gleichtaktfreien Dreipunktschaltung,

Fig. 1b eine DC/DC-Konverter-Schaltung nach einer alternativen Ausführungsform mit bidirektionalem Leistungsfluss (1000V/1200V Schalt elemente sind hier erforderlich),

Fig. 1c eine DC/DC-Konverter-Schaltung nach einer weiteren alternativen

Ausführungsform mit bidirektionalem Leistungsfluss für 600V Schaltelemente (z.B. GaN oder Si MosFET sind hier einsetzbar),

Fig. 2 ein Schaltbild einer erfindungsgemäßen Vorrichtung nach einer zweiten Ausführungsform (Zweipunkttopologie) mit bidirektionalem Leis- tungsfluss,

Fig. 3 die in Figur 1a dargestellte Schaltung beim Einsatz im einphasigen

Betrieb, hier lediglich mit der Netzphase a, in den beiden verschiedenen Netzhalbperioden, wobei gestrichelt dargestellte Schaltungsteile im einphasigen Betrieb nicht aktiv sind,

Fig. 4 eine alternative Ausführungsform einer Vorrichtung mit einem Zusatzumschalter zur Nutzung der Schaltungselemente einer ausgefallenen Netzphase (hier c) zur Symmetrierung von Zwischenkreisteilspannungen bei Ausfall dieser Netzphase (c),

Fig. 5a eine Zweipunktschaltung des Gleichrichters mit entsprechenden

Schaltelementen für bidirektionalen Leistungsfluss,

Fig. 5b eine Kaskadenregelung zur Erzeugung der Ansteuersignale für die

Schaltelemente gemäß Figur 5a,

Fig. 5c eine Darstellung der Steuersignale zum einen für eine Zweipunkttopologie und zum anderen für eine Dreipunkttopologie des Gleichrichters,

Fig. 6a ein Schaltbild des Gleichrichters und des Zwischenkreises,

Fig. 6b eine Regelung des Gleichrichters mit Tastverhältnisvorsteuerung, und

Fig. 7 eine alternative erfindungsgemäße Vorrichtung zu Figur 1a in Dreipunkttopologie, wobei die Vorrichtung modular aus drei gleichen Modulsegmenten gebildet ist. Eine erfindungsgemäße Vorrichtung zur Ladung eines (voll)elektrischen Batteriefahrzeuges besteht aus einer Mehrzahl von Schaltungskomponenten. Ein Gleichrichter 1 ist an einem mehrphasigen Stromnetz 2 angeschlossen. Netzstromseitig zu dem Gleichrichter 1 ist vorzugsweise ein Filter 3 (EMV-Filter) vorgesehen. Auf einer dem Netz abgewandten Seite des Gleichrichters 1 bzw. ladeseitig ist ein Zwischenkreis 4 vorgesehen. Dem Zwischenkreis 4 ist ein DC/DC-Konverter 5 zum Anpassen einer Zwischenkreisspannung UZK des Zwischenkreises 4 an eine Ladespannung U _ß att einer Batterie 6 des Batterie fahrzeuges nachgelagert.

Die erfindungsgemäße Vorrichtung bzw. Schaltungsanordnung ist in einem Ladegerät integriert, das Bestandteil des Batteriefahrzeuges ist. Das Ladegerät bildet eine Baueinheit, die als eine„On-Board-Unit“ (OBU) oder„On-Board- Lader“ (OBL) in dem elektrischen Batteriefahrzeug verbaut ist.

Der Zwischenkreis 4 weist in den vorliegenden Ausführungsbeispielen zwei Zwischenkreisteilspannungen, nämlich eine an einer ersten Kapazität Ci abfal lende erste Zwischenkreisteilspannung U _Z KI und eine an einer in Reihe zu der ersten Kapazität Ci angeordneten zweiten Kapazität C2 abfallenden zweiten Zwischenkreisteilspannung UZK2 auf. Ein zwischen der ersten Kapazität Ci und der zweiten Kapazität C2 liegender Mittelpunkt MZK des Zwischenkreises 4 ist über eine Leitung 7 direkt mit einem Neutralleiter N des mehrphasigen Stromnetzes 2 verbunden.

Nach einer ersten Ausführungsform der Erfindung gemäß Figur 1a ist der Gleichrichter 1 als ein Pulsgleichrichter ausgebildet. Der Pulsgleichrichter ist als dreiphasiger Pulsgleichrichter ausgebildet, der über drei Brückenzweige verfügt mit jeweils außen angeordneten Dioden (vorzugsweise SiC) und Schaltelementen 8, die jeweils zum Zwischenkreismittelpunkt MZK verbinden. Die Schaltungsanordnung gemäß Figur 1a dient zum unidirektionalen Leis- tungsfluss von dem mehrphasigen Stromnetz 2 zu der Batterie 6 in Form einer Dreipunktschaltung. Als Schaltelemente 8 können Leistungstransistoren unterschiedlicher Bauart eingesetzt werden, wie die Alternativen in der Zeile unter der Schaltung in Figur 1a deutlich macht. Insbesondere können GaN- basierte Leistungstransistoren eingesetzt werden. Der DC/DC-Konverter 5 ist gemäß Figur 1a als Tiefsetzsteller je halben Gleichspannungszwischenkreis 4 ausgebildet.

Die Tiefsetzsteller-Schaltungen, die vorzugsweise SiC-Dioden nutzen, bilden somit einen potentialgebundenen DC/DC-Konverter und ersetzen eine konventionell transformatorbasierte Schaltung.

Nach einer alternativen Ausführungsform gemäß Figur 1b kann der DC/DC- Konverter 5 auch einen bidirektionalen Leistungsfluss bewerkstelligen und hierfür eine Halbbrücke mit alternativen Leistungshalbleitern aufweisen, die in der Zeile gemäß Figur 1a aufgeführt sind. Der DC/DC-Konverter 5 gemäß Figur 1b weist eine oder im Falle einer Leistungsskalierung mehrere parallel zum Gleichspannungszwischenkreis 4 liegende Leistungs-Halbbrückenzweige und eine mit dem Halbbrückenmittelpunkt M verbundene Drossel S auf. Vorteilhaft kann eine konventionelle zweipolige Batterie 6 mit beispielsweise 400 V bis 800 V Nennspannung angeschlossen werden. Die Schaltelemente des DC/DC-Konverters 5 gemäß Fig. 1 b müssen eine Sperrspannung von mehr als 800 V aufweisen. Vorteilhaft können hier auch Transistorschalter in SiC- Technologie eingesetzt werden. Die Schaltelemente des DC/DC-Konverters 5 gemäß Fig. 1a (oder Fig.1c) müssen hingegen nur eine Sperrspannung von mehr als 400 V aufweisen.

Nach einer weiteren alternativen Ausführungsform zur Ermöglichung eines bidirektionalen Leistungsflusses kann der DC/DC-Konverter 5 gemäß Figur 1c auch aus einem oder zur Leistungsskalierung aus einer Mehrzahl von parallel zum halben Gleichspannungs-Zwischenkreis 4 liegenden Leistungs- Halbbrückenzweigen und einer mit dem jeweiligen Halbbrückenmittelpunkt M-i, M ₂ verbundenen Drossel S bestehen. Es liegen somit zwei in Reihe geschalte te Halbbrückenzweige vor, die jeweils mit dem kapazitiven Mittelpunkt M _Z K des Zwischenkreises 4 verbunden sind. Die Leistungshalbleiter müssen dann nur eine Sperrspannung von etwa 600 V aufweisen und können deshalb mit ver lustärmeren Typen realisiert werden, und zwar neben Si MosFET auch z.B. mit GaN HEMT Technologie. Vorteilhaft wird hierbei die Batterie 6 mit Mittel punktanschluss M _B (dreipolig) angeschlossen, wobei der Mittelpunktanschluss MB mit dem Neutralleiter N - wie in Figur 1 a und 1 c eingezeichnet - verbunden sein kann oder nicht. Im zweiten Fall besteht keine Verbindung des Mittelpunktanschlusses MB mit dem DC/DC-Konverter 5

Nach der Erfindung kann der DC/DC-Konverter 5 also als

- ein Tiefsetzsteller für einen unidirektionalen Leistungsfluss ausgebildet sein oder als

- zwei antiseriell in Reihe geschaltete Tiefsetzsteller für einen unidirektionalen Leistungsfluss ausgebildet sein, deren jeweilige Halbbrückenmittelpunkte M-i, M ₂ mit je einer Drossel S verbunden sind und wobei die beiden Tiefsetzsteller jeweils diodenseitig mit dem Mittelpunkt M _Z K des Zwischenkreises 4 verbunden sind, oder als

- ein Transistor/Dioden-Halbbrückenzweig für einen bidirektionalen Leis tungsfluss ausgebildet sein, der parallel zu dem Zwischenkreis 4 ge schaltet und dessen Halbbrückenmittelpunkt M mit einer Drossel S verbunden ist, oder als

- zwei in Reihe geschaltete Transistor/Dioden-Halbbrückenzweige für einen bidirektionalen Leistungsfluss ausgebildet sein, deren jeweilige Halbbrückenmittelpunkte Mi, M ₂ mit je einer Drossel S verbunden sind und wobei jeweils ein Verbindungspunkt der Halbbrückenzweige mit dem Mittelpunkt M _ZK des Zwischenkreises 4 verbunden ist. Nach einer weiteren Ausführungsform der Erfindung kann insbesondere auch die Gleichrichter-Schaltungsanordnung für einen bidirektionalen Leistungsfluss, vorzugsweise gemäß Figur 2, als Zweipunktschaltung ausgebildet sein. Der zugehörige bidirektionale DC/DC-Konverter 5 kann dabei in seiner grundsätzlichen Anordnung gemäß Fig.lb oder gemäß Fig.1c ausgeführt sein. Entsprechend der Leistungsskalierung lassen sich beim DC/DC-Konverter jeweils zwei oder mehrere Halbbrückenzweige 9 parallel schalten.

Gleiche Bauteile bzw. Bauteilfunktionen der Ausführungsbeispiele sind mit den gleichen Bezugszeichen versehen.

Nach einer weiteren Ausführungsform der Erfindung gemäß Figur 3 ist - wie auch optional bei der Ausführungsform gemäß Figur 1a - die Batterie 6 (Antriebsbatterie) mit Mittelpunktanschluss (dreipolig) an dem Ausgang des DC/DC-Konverters 5 angeschlossen. Gemäß Figur 3 ist ein Einphasen- Ladebetrieb dargestellt, der beispielsweise auftritt, wenn das Ladegerät (OBU) an ein einphasiges Haushaltsnetz angeschlossen wird oder wenn ein Phasenausfall von einer oder zwei der Netzphasen a, b, c vorliegt. Die Ansteuerung der Schaltelemente dieses Gleichrichters 1 erfolgt dermaßen, dass nur diejenige Hälfte des Gleichspannungs-Zwischenkreises 4 zur Batterieladung bzw. Batterieentladung genutzt wird, die zum jeweiligen Zeitpunkt von der/den ver bliebenen Netzphase/Netzphasen direkt geladen bzw. entladen wird/werden. Bei einem unidirektionalen Leistungsfluss, bei dem ausschließlich die Batterie 6 geladen wird, wird exemplarisch ein einphasiger Betrieb mit der Netzphase a angenommen. Während der positiven Netzhalbperiode (u _a > 0) wird zur Ladung der Batterie 6 ausschließlich die dann aus dem Netz gespeiste Zwischenkreisteilspannung UZKI genutzt (schwarze Strompfade in Fig.3a). Während der negativen Netzhalbperiode (u _a < 0) wird ausschließlich die dann gespeiste Spannung U _ZK 2 zur Batterieladung genutzt (schwarze Strompfade in Fig.3b). Gestrichelte Pfade markieren in Fig.3 jeweils inaktive Schaltungsteile. Es sei angemerkt, dass die Ansteuerung der Schaltelemente nach der Ausführungsform entsprechend der in Figur 3 dargestellten Dreipunkttopologie auch genauso auf die Zweipunkttopologie gemäß Figur 2 anwendbar ist.

Nach einer weiteren Ausführungsform der Erfindung gemäß Figur 4 kann ein Zusatzschalter S _Tra ns,c vorgesehen sein, der gemäß dem in Figur 4 dargestell ten Schaltzustand eine Hochsetzdrossel L _c im Strang c von Netzphase c trennt und diese Drossel Lc mit dem kapazitiven Mittelpunkt N des Gleich- spannungs-Zwischenkreises 4 verbindet. Die Schaltungselemente S ₅ , S ₆ , Lc bilden somit eine Schaltung, mit der die Zwischenkreisteilspannungen U _2Ki und UZ _K 2 während des Ausfalls der Netzphase c aktiv symmetriert werden können. Bei Ausfall der Netzphase a oder b können auch entsprechende Zu satzschalter bzw. Umschalter in den entsprechenden Strängen a und b vorgesehen sein. Exemplarisch ist in Figur 4 die Zweipunkttopologie gezeigt. Die Umschaltung über die Zusatzschalter lässt sich auch auf die Dreipunkttopologie gemäß Figur 1a übertragen.

In den Figuren 5a, 5b und 5c ist die Ansteuerung des dreiphasigen Pulsgleichrichters 1 und die Regelung bzw. Ansteuerung der Schaltelemente s-i, S2, S3,

S4, S5, S6 dargestellt. Es sei angemerkt, dass die Steuersignale si, S2 des ersten Brückenzweiges von dem ersten Tastverhältnissignal d _a , die Steuersignale S3, s des zweiten Brückenzweiges von dem Tastverhältnissignal d _b und die Steuersignale s ₅ , S6 des dritten Brückenzweiges von dem Tastverhältnissignal d _c abgeleitet werden. Es ist ersichtlich, dass die durch jede Netzphase a, b, c fließenden Ströme i _a , i _b , i _c unabhängig voneinander geregelt werden. Somit ist für jede Phase ein gesonderter Stromregler SRa, SRb, SRc vorgesehen. Den drei unabhängigen Stromreglern SRa, SRb, SRc sind zur höherfrequenten (d. h. netzfrequenten) Stromsollwertbildung innerhalb eines Stromregelpfades jeweils ein Funktionsblock Fa, Fb, Fc zur Erzeugung des phasenrichtigen, normierten Stromsollwertes aus den aktuellen Netzphasenspannungsmesswerten vorgelagert. Die Ausgänge dieser Funktionsblöcke Fa, Fb, Fc sind jeweils auf den ersten Eingang eines Multiplikators 10 geführt, dessen zweiter Eingang jeweils an den Ausgang des gemeinsamen Spannungsreglers 11 gelegt ist. Somit werden jeweils die niederfrequenten Stromsollwerte (typischerweise 1 bis 5 Hz) und die netzfrequenten, ideal sinusförmigen Stromsollwerte multiplikativ verknüpft. Die Ausgänge der drei Multiplikatoren 10 bilden jeweils den resultierenden Stromsollwert für die drei Stromregler der Netzphasenströme i _a , ib, i _c -

Wie aus Figur 5b ersichtlich ist, ist die Stromregelung der Spannungsregelung der Zwischenkreisspannung unterlagert. Es handelt sich somit um eine Kaskadenregelung.

Es versteht sich, dass die Ansteuerung gemäß Fig. 5b auf die Dreipunktopologie nach Fig. 1a mittels der Tabelle 2 in Fig 5c anwendbar ist.

Die Ansteuerung der Schaltelemente 8 ist gemäß der Ausführungsform nach den Figuren 6a und 6b vergleichsweise erweitert. In Ergänzung zu der Ansteuerung gemäß Figur 5b sind zur Tastverhältnisvorsteuerung den Stromreglern Summierstellen 12 nachgelagert. Zur Tastverhältnisvorsteuerung wird der Ausdruck SIGNUM (u _{a b C} )*U _ZK /2-(ua, _b .c) ^zum Stromreglerausgang hinzuaddiert. Vorteilhaft ist der Tastverhältnisvorsteuerung innerhalb eines jeden Stromregelpfades ein Begrenzungsblock 13a, 13b, 13c nachgelagert. Der Begrenzungsblock 13a, 13b, 13c begrenzt die Summe von Stromreglerausgang und Tastverhältnisvorsteuerung auf einen vorgegebenen Maximal- bzw. Minimalwert. Die Maximal- und Minimalwerte werden vorteilhaft als Normierungsgrö ßen für die nachfolgende Tastverhältnisberechnung verwendet, aus der dann die Steuersignale s^ s ₂ bzw. s ₃ , s ₄ bzw. se, bb berechnet werden. Die in Figur 6b dargestellte Ansteuerung kann selbstverständlich nicht nur für die in der Figur 6a dargestellte Zweipunkttopologie, sondern auch für die Dreipunkttopologie eingesetzt werden. Es werden in diesem Fall lediglich die Steuersignale si, S ₃ , s ₅ verwendet, wie aus Tabelle 2 in Figur 5c ersichtlich ist.

Nach einer zu der Figur 1a alternativen Ausführungsform einer erfindungsgemäßen Vorrichtung entsprechend einer unidirektionalen Dreipunkttopologie besteht gemäß Figur 7 (untere Abbildung) eine Vorrichtung (Ladegerät) aus drei gleichen Modulsegmenten 20, die jeweils zwei unterschiedlichen Netz phasen a, b, c zugeordnet sind. Die Modulsegmente 20 der dreiphasigen Anordnung entsprechen jeweils einem oben in Figur 7 dargestellten einphasigen Modul 21 , das vorteilhaft speziell für das nordamerikanische US- Haushaltsnetz (240 V Split Phase) vorgesehen ist. Wie im obigen Ausführungsbeispiel ist der Neutralleiter N des zwei Phasen Li und L ₂ zur Verfügung stellenden US-Haushaltsnetzes direkt mit dem Mittelpunkt M _Z K des Zwischen kreises 4 verbunden. Die zwei Phasen Li und L ₂ sind um 180° phasenverschoben. Alternativ kann statt eines einzigen Moduls 21 eine Mehrzahl von Modulen 21 vorgesehen sein, die parallel zueinander geschaltet sind zur Steigerung der Leistungsübertragung.

In der unteren Abbildung in Fig. 7 ist der Neutralleiter N des allgemeinen, mehrphasigen Stromnetzes 2, wie außerhalb des US-Haushaltsnetzes vorliegend, direkt mit dem Mittelpunkt M _Z K des Zwischenkreises 4 der Modulseg mente 20 verbunden. Der Mittelpunkt MZK des Zwischenkreises 4 ist über einen Mittelpunkt des Gleichrichters 1 (Pulsgleichrichter) und einen Mittelpunkt des Filters 3 mit dem Neutralleiter N direkt verbunden, d. h. kein elektrisches Bauteil befindet sich zwischen dem Mittelpunkt M _Z K des Zwischenkreises 4 und dem Neutralleiter N des Stromnetzes 2. Diese Verbindung des Mittelpunktes M _ZK des Zwischenkreises 4 der Modulsegmente 20 zu den Netzphasen a, b, c ist jeweils gleich. Die Modulsegmente 20 sind gleich ausgebildet. Jedes Modulsegment 20 ist zwischen zwei verschiedenen Netzphasen von a, b, c angeschlossen, so dass jede Netzphase a, b, c mit zwei unterschiedlichen Modulsegmenten 20 verbunden ist. Ein Ausgang der Modulsegmente 20 ist mit derselben Batterie 6 verbunden. Das so ausgebildete Ladegerät ist modu lar und nicht monolithisch ausgebildet, so dass eine höhere Leistung übertra gen werden kann. Vorteilhaft sind die Wechselwirkungen bei einem Phasenausfall geringer. Als Leistungshalbleiter können 600 V-Typen eingesetzt wer den, beispielsweise Si MosFET oder GaN HEMT. Insbesondere können abweichend von der monolithischen Topologie gemäß Fig.la hier auch die Schaltdioden D des Gleichrichters 1 vorteilhaft als 600 V-Typen ausgeführt sein (in Fig.la: 1200 V-Typen erforderlich). Hierdurch wird das Ladegerät kostengünstiger und weist ein besseres Schaltverhalten auf.