Vorrichtung zum Betreiben mindestens einer Entladungslampe

Die Erfindung betrifft eine Vorrichtung gemäß dem Oberbegriff des Anspruchs 1.

I. Stand der Technik

Bekannt sind zweistufige Wandler für den niederfrequenten Rechteckbetrieb einer Hochdruckentladungslampe. Den Auf- bau eines zweistufigen Wandlers gemäß dem Stand der Technik zeigt die Figur 1. Unter dem Begriff „Wandler" soll in diesem Zusammenhang immer die Kombination aus Gleichspannungswandler und Wechselrichter verstanden werden, obwohl der Gleichspannungswandler im Sinne der Leistungs- elektronik bereits einen vollständigen „Wandler" darstellt. Der Gleichspannungswandler liefert näherungsweise einen dem Betrag des Lampenstroms entsprechenden Ausgangsstrom (U-I-Konverter) . Dieser wird vom nachfolgenden Wechselrichter in einen niederfrequenten. Nahezu recht- eckförmigen Lampenstrom umgewandelt, was typischerweise durch eine Vollbrücke erfolgt.

Als Gleichspannungswandler für geringe Eingangsspannungen Ug (zum Beispiel bei 12 V Eingangsspannung wie im Kfz) hat der Sperrwandler weite Verbreitung gefunden. Den am häufigsten anzutreffenden Aufbau des gesamten EVGs (E- lektronischen Vorschaltgeräts) , bestehend aus Sperrwandler, Vollbrücke und Impulszündeinheit, zeigt die Figur 2.

II. Beschreibung der Figuren

Figur 1 Zweistufiger Aufbau eines Wandlers gemäß dem Stand der Technik

Figur2 Prinzipieller Aufbau eines EVGs bestehend aus einem zweistufigen Wandler mit Sperrwandler und Vollbrücke sowie Impulszündeinheit gemäß dem Stand der Technik

Figur 3 Prinzipieller Aufbau eines erfindungsgemäßen EVGs mit Inversem Watkins-Johnson-Wandler und Zündeinheit sowie Entladungslampe

Figur 4 Spannungsverhältnis ε abhängig vom Tastverhältnis D für drei verschiedene Windungszahlenverhältnisse ü (ü = 0,2 und ü = 1 sowie ü = 5)

Figur 5 Schaltskizze des EVGs gemäß dem bevorzugten Ausführungsbeispiel der Erfindung, bestehend aus In- versem Watkins-Johnson-Wandler mit vorwärtssperrenden Schaltern und Impulszündeinheit sowie Entladungslampe

Figur 6 Kombination aus Inversem Watkins-Johnson-Wandler und Drossel-Abwärtswandler gemäß einem weiteren Ausführungsbeispiel der Erfindung

Figur 7 Normierte Strom- und Spannungsverläufe des Inver- sen Watkins-Johnson-Wandlers bei positivem Lampenstrom

Figur 8 Normierte Strom- und Spannungsverläufe des Inver- sen Watkins-Johnson-Wandlers bei negativem Lampenstrom

III . Darstellung der Erfindung

Es ist Aufgabe der Erfindung, einen Wandler bzw. eine Be- triebsvorrichtung für eine Entladungslampe mit einem vereinfachten Aufbau bereitzustellen.

Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß durch die Merkmale des Anspruchs 1 gelöst. Besonders vorteilhafte Ausführungen der Erfindung sind in den abhängigen Ansprüchen beschrie- ben.

Der obige, gemäß dem Stand der Technik ausgeführte Aufbau des Wandlers kann wesentlich vereinfacht werden, sofern man einen hochstellenden Gleichspannungswandler mit wählbarer Polarität verwendet. Der Wechselrichter gemäß dem Stand der Technik kann entfallen, sofern eine niederfrequente Umschaltung der Polarität der Ausgangsspannung des Gleichspannungswandlers angewandt wird. Betrachtet man Gleichspannungswandler mit einem induktiven Speicherelement, wie beispielsweise auf Seite 145 des Buchs von E- rickson, Robert W. und Maksimovic, Dragan „Fundamentals of power electronics" 2. Edition, Kluwer Academic Publi- shers, Boulder, Colorado, USA, 2002 offenbart, so erfüllen die stromgespeiste Vollbrücke sowie der Inverse Watkins-Johnson-Wandler diese Anforderungen. Bei beiden kann neben der Höhe der Ausgangsspannung auch ihre Polarität durch das Tastverhältnis verändert werden. Der Inverse Watkins-Johnson-Wandler ist dabei der stromgespeisten Vollbrücke vorzuziehen, da er mit weniger Halbleiter-

Schaltern auskommt. Gegenüber dem obigen, in Figur 2 dargestellten Aufbau des EVGs gemäß dem Stand der Technik kann nun die gleiche Funktion bei der erfindungsgemäßen Betriebsvorrichtung bzw. dem erfindungsgemäßen Wandler mit nur zwei anstelle von fünf Halbleiterschaltern gewährleistet werden. Die erfindungsgemäße Betriebsvorrichtung umfasst daher einen Inversen Watkins-Johnson- Wandler, um einen niederfrequenten Rechteckbetrieb mittels eines einstufigen Wandlers zu ermöglichen.

Ein aus einem Inversen Watkins-Johnson-Wandler inklusive Zündeinheit bestehendes Vorschaltgerät zeigt die Figur 3. Die verwendeten Schalter sind rückwärts-sperrend und werden komplementär zueinander angesteuert. Idealerweise ist immer genau eine der Wicklungen n- _| _ oder n2 stromführend. Im Allgemeinen darf weder der Zustand, in dem beide Schalter leiten, noch der, in dem beide Schalter gesperrt sind, auftreten, was die Realisierung erschwert und meistens entsprechende Snubber-Schaltungen erforderlich machen wird.

Geht man vereinfachend von einem sehr großen Ausgangskondensator CI aus, ergibt sich dessen Spannung im stationären Fall unter der Annahme idealer Schalter und eines verlustlosen, fest gekoppelten Transformators mit Windungszahlenverhältnis ü

u=— n ₇

zu

U _n = U _F

D-U(I-D)

Diesen Zusammenhang illustriert die Figur 4, wobei das Spannungsverhältnis ε

_ε -_LL u _E

zur Darstellung herangezogen wurde.

Wegen der Polstelle in ε(D) und der Anforderung abwechselnd eine positive und negative Ausgangsspannung bereitzustellen, ist für eine Pulsweitenmodulation ein linearer Regler zur Regelung des Lampenstroms bzw. der Lampenleis- tung nicht möglich. Denkbar wäre eine Reglerstruktur bestehend aus zwei unabhängigen „Reglern", jeweils gefolgt von einem Begrenzer, der das maximale bzw. minimale Tastverhältnis festlegt und damit einen Betrieb sehr nahe der Polstelle verhindert. Abhängig von der gewünschten PoIa- rität der Ausgangsspannung wird eines der beiden Ausgangssignale der Begrenzer zur Ansteuerung der Schalter Si und S2 verwendet.

Wählt man das Tastverhältnis D in der Weise, dass sich eine positive Spannung U _Q -J_ ergibt, wird, während der Schalter S ₂ geschlossen ist, die Hauptinduktivität des Transformators T _w durch einen vom Ausgangskondensator Ci gelieferten positiven Strom Ig2 aufmagnetisiert . Anschließend wird bei geschlossenem Schalter Si durch den ebenfalls in positiver Zählrichtung fließenden Strom Ic _] _ wieder abmagnetisiert, wobei die Energie vom Eingang zum Ausgang des Wandlers übertragen wird. Liefert der Wandler

eine negative Ausgangsspannung, erfolgt bei leitendem Schalter Si eine Aufmagnetisierung der Hauptinduktivität durch einen positiven Schalterstrom, da sich die über der Wicklung n- _| _ anliegende Spannung als Summe der Beträge von Ug und U _Q "L ergibt. Im Gegensatz zum Fall mit positiver Ausgangsspannung stammt nun nur ein Bruchteil der im Transformator T _w gespeicherten Energie aus dem Ausgangskondensator CI . Die gespeicherte Energie wird anschließend bei geschlossenem Schalter S2 und Ig2 > 0 an den Ausgang übertragen.

Unter den obigen Voraussetzungen ergibt sich bei geschlossenem Schalter Si die Spannungsbelastung Ug2 des Schalters S2 zu

u _S2 -\ι+-)u _cl --u _E u) u

und nach einem Schaltvorgang die Spannungsbelastung Ug^ des Schalters Si zu

Die höchste Spannungsbelastung tritt auf, wenn es zu einem Zusammenbruch der Versorgungsspannung kommt, kurz be- vor die Lampe zündet, das heißt, am Wandlerausgang steht die WandlerleerlaufSpannung U _w g an (damit ergibt sich:

^U C1 = ^U W, 0 ^{oder U} C1 = ^{" U} W, 0> ^•

Wurde das Verhältnis der Windungszahlen zu eins gewählt,

- der bezüglich der Schalterspannungsbelastungen beste Fall -, tritt bei Vernachlässigung der Eingangsspannung eine Sperrspannung in Höhe der doppelten Wandlerleerlauf-

Spannung auf. Dieses Szenario erfordert verhältnismäßig hohe Sperrspannungen, worunter die Attraktivität dieses Konzepts leidet. Geht man davon aus, dass ein solcher Betriebszustand verhältnismäßig selten auftreten wird, las- sen sich Schalter mit geringerer Sperrspannung und entsprechenden Schutzschaltungen einsetzen. Beispielsweise könnten Z-Dioden, Transildioden oder Suppressordioden parallel zu den Schaltern Si, S2 Verwendung finden, die gegebenenfalls zu einer Entladung des Ausgangskondensators führen.

Darüber hinaus hat eine Windungszahlenverhältnis von ü=l den Vorteil, dass ein solcher Transformator T _w die beste magnetische Kopplung zwischen ni und n ₂ ermöglicht, und sich somit besonders wenig Verluste aufgrund von primär- und sekundärseitigen Streuinduktivitäten ergeben.

Besonders kleine primär- und sekundärseitige Streuinduktivitäten lassen sich durch einen bifilaren Wicklungsaufbau des Transformators T _w erreichen. Dazu werden beispielsweise auf den Kern 5 identische Wicklungen in ent- sprechender Wickeltechnik aufgebracht. Anschließend werden beispielsweise 2 der 5 Wicklungen zur Gesamtwicklung ni und die restlichen 3 zur Gesamtwicklung n ₂ zusammengeschaltet, wodurch sich Wicklungsübersetzungsverhältnisse von 2/3 (ausschließlich Reihenschaltungen der Einzelwick- lungen) oder von 2 (ni besteht aus einer Reihenschaltung von Einzelwicklungen, n ₂ hingegen aus einer Parallelschaltung der Einzelwicklungen) oder von 1/3 (ni besteht aus einer Parallelschaltung der Einzelwicklungen, n ₂ hingegen aus einer Reihenschaltung von Einzelwicklungen) re- alisieren lassen.

Vernachlässigt man die Zündeinheit und modelliert die Lampe durch einen ohmschen Widerstand RL ₅₁ , ändert sich während der Zeitdauer DT des Schalters Si der Strom ig-^ durch denselben zwischen

υ ¹ u Cl U _^ Cl - U ₁

* S,li ^v (0) = - ^■ + ^■ -DT

U _E R _La D 2L ₁₁₁

und

linear mit der Zeit. Dabei bezeichnet T die Periodendauer eines vollständigen Schaltzyklus. Analog bewegt sich der Strom ig2 durch den Schalter S2 von

I ₅₂ (Dγ) = MI ₅₁ (Dγ)

nach

i _S2 (J) =üi _sl (0) .

Setzt man voraus, dass beide Schalter nur unidirektional Strom führen, lässt sich die Forderung nach einer exakt komplementären Ansteuerung der beiden Schalter Si, S ₂ durch jeweils eine Diode Di bzw. D ₂ in Reihe zum Schalter

Si bzw. S ₂ , wie in Figur 5 dargestellt, bewerkstelligen.

Damit lassen sich als Schalter Si, S ₂ die in diesem An- wendungsbereich gängigen Halbleiterschalter, insbesondere

Transistoren wie MOSFETs, IGBTs und Bipolartransistoren einsetzen .

Durch die Verwendung der Dioden Di, D ₂ vereinfacht sich die Ansteuerung erheblich: Soll eine positive Ausgangsspannung bereitgestellt werden, darf Si dauernd eingeschaltet sein bzw. das zugehörige Ansteuersignal einen konstanten Wert aufweisen und S ₂ wird ein sich zeitlich veränderndes, beispielsweise pulsweitenmoduliertes Ansteuersignal zugeführt. Umgekehrt verhält es sich bei negativer Ausgangsspannung. Hier kann S ₂ dauerhaft geschlossen bleiben und Si wird ein entsprechend sich zeit- lieh änderndes Ansteuersignal zugeführt, so dass nur Si Schalthandlungen ausführt. Zur Erzeugung eines Ausgangsstromes mit wechselnder Polarität, wie dies beispielsweise zum Betrieb von für Wechselspannung ausgelegte Entladungslampen der Fall ist, wird periodisch zwischen diesen beiden Ansteuermodi umgeschaltet.

Da der Wandler nicht in der Lage ist, eine positive Ausgangsspannung bereitzustellen, die kleiner als die Eingangsspannung ist (vgl. Figur 4), muss die größte zulässige Eingangsspannung oberhalb der minimalen Lampenspan- nung liegen, so dass der Einsatz auf geringe Eingangsspannungen, beispielsweise das 12 V-Bordnetz eines Kraftfahrzeuges beschränkt ist. Für den Einsatz bei höheren Eingangsspannungen müsste auch ein Tiefsetzen bei positiver Ausgangsspannung möglich sein, wie dies beispielswei- se mit der erweiterten Schaltung nach Figur 6 möglich ist. Die zusätzliche Diode D ₃ bildet zusammen mit Si und der Induktivität L _n -^ der Wicklung n _x einen Drossel- Abwärtswandler. Um die Funktion des Inversen Wat- kins . Johnson-Wandlers trotz der Diode D ₃ weiterhin si- cherstellen zu können, darf diese nur bei positiver Aus-

gangsspannung wirksam sein. Dies macht den zusätzlichen Schalter S3, - beispielsweise ein MOSFET im Rückwärtsbetrieb (das heißt, Source-Anschluss des MOSFETs ist mit der Anode von D ₃ verbunden) -, erforderlich. Die Figuren 7 und 8 zeigen normierte Strom- und Spannungsverläufe (u _χ = u _χ /U _E und i _χ = i _χ /I;La) ^ ^er entsprechenden Momentanwer ^¬ te von Spannungen und Strömen für die Schaltung gemäß Figur 5, wobei die Lampe eine Nenn-Brennspannung von 40 V und eine Nennleistung von 32 W aufweist. Die Lampe La wird mit einem niederfrequenten, nahezu rechteckförmigen Strom von 130 Hertz mit Nennleistung betrieben. Die Verhältnisse bei positivem Lampestrom zeigt Figur 7, die bei negativem Lampenstrom ist in Figur 8 dargestellt. Dabei sind die Verhältnisse nach Beendigung eines so genannten Leistungsanlaufs der Lampe, der sich an die Zündung der Lampe anschließt und bei dem der zeitliche Mittelswert des Lampenstrom oberhalb des Nennstromes der Lampe liegt, dargestellt .

Mit T _j p ist in den Figuren 5 und 6 der Zündtransformator einer Zündeinheit bezeichnet, dessen Sekundärwicklung L _j p _s in Serie zur Entladungsstrecke der Lampe La geschaltet ist.

Das an die Schalter S- _j _, S2 des Inversen Watkins-Johnson- Wandlers übermittelte Tastverhältnis D wird auf Werte mit einem ausreichendem Abstand zur Polstelle des Spannungsübersetzungsverhältnisses ε(D) begrenzt, um im Bereich der Polstelle des Spannungsübersetzungsverhältnisses ε(D) einen stationären Betrieb zu vermeiden.

Gemäß dem bevorzugten Ausführungsbeispiel der Erfindung handelt es sich bei der oben genannten Lampe La um eine quecksüberfreie Halogen-Metalldampf-

Hochdruckentladungslampe für den Einsatz in einem Fahr- zeugscheinwerfer. Gemäß diesem Ausführungsbeispiel besitzen die vorgenannten Größen folgende Werte:

Eingangsspannung Ug = 12 V der Transformator T _w besitzt einen bifilaren Wicklungsaufbau mit einem Windungszahlenverhältnis ü = 1 Ausgangskondensatorkapazität Ci = 1 μF

Induktivität L _n -^ der Wicklung nl : L _n -^ = 100 μH Induktivität L _j p _s der Sekundärwicklung des Zündtransformators T _j p beträgt 500 μH, Schaltfrequenz f der Schalter Si, S ₂ : f = 100 kHz