一种非对称半桥反激变换器和电源系统 本 申请要求于 2021年 3月 9 日提交中国专利局、 申请号为 202110255669. 5、 发明名 称为 “一种非对称半桥反激变换器和电源系统” 的中国专利申请的优先权， 其全部内容通 过引用结合在本申请中。 技术领域 本 申请涉及电源技术领域， 尤其涉及一种非对称半桥反激变换器和电源系 统。 背景技术 目前， 开关电源具有效率高、 体积小等优点， 广泛应用于各种的电源系统。 非对称半 桥 (asymmetrical half bridge， AHB) 变换器是一种典型的开关电源。 为达到充分节能的 需求， 非对称半桥变换器的满载或者重载工作模式的 效率成为关键特性， 尤其对于半波整 流， 输出电流的纹波较大， 增加了非对称半桥变换器的损耗， 降低了非对称半桥变换器的 效率。 发明内容 本 申请实施例提供了一种非对称半桥反激变换器 和电源系统， 用于降低非对称半桥反 激变换器的损耗，提高非对称半桥反激变换器 的效率。 为解决上述技术问题， 本申请实施例提供以下技术方案： 第一方面 ， 本申请实施例提供一种非对称半桥反激变换器 ， 所述非对称半桥反激变换 器包括： 第一功率管、第二功率管、原边谐振电容、变 压器、第三功率管和副边谐振电容， 其中， 所述第一功率管与所述第二功率管串联之后耦 合在直流电源的两端； 所述变压器的 原边通过所述原边谐振电容并联在所述第一功 率管的两端， 所述变压器的副边耦合有所述 第三功率管和所述副边谐振电容。 在本 申请实施例中， 非对称半桥反激变换器包括： 第一功率管、 第二功率管、 原边谐 振电容、 变压器、 第三功率管和副边谐振电容， 其中， 第一功率管与第二功率管串联之后 親合在直流电源的两端； 变压器的原边通过原边谐振电容并联在第一功 率管的两端， 变压 器的副边耦合有第三功率管和副边谐振电容。 由于变压器的原边耦合有原边谐振电容， 变 压器的副边耦合有副边谐振电容，因此通过原 边谐振电容与副边谐振电容的配合，可以调节 流经第三功率管的电流波形，以使得流经第三 功率管的电流的有效值减少，从而减少第三功 率管的导通损耗，降低非对称半桥反激变换器 的损耗，提高非对称半桥反激变换器的效率。 在第一方面 的一种可能的实现方式中， 所述变压器包括： 励磁电感和变压器漏感， 所 述第一功率管导通时， 所述原边谐振电容、 所述副边谐振电容与所述变压器漏感均参与谐 振， 所述谐振为混合谐振。 在上述方案中， 可以控制第一功率管导通， 此时在非对称半桥 反激变换器中，原边谐振电容、副边谐振电容 与变压器漏感参与谐振，该谐振为混合谐振。 由于在非对称半桥反激变换器的电路中引入了 副边谐振电容来实现混合谐振， 有效改善了 原来的谐振电流波形， 减小流经第三功率管 Qi的电流的有效值， 减少第三功率管的导通损 耗， 提升非对称半桥反激变换器的效率。 在第一方面 的一种可能的实现方式中， 所述变压器包括： 励磁电感和变压器漏感， 所 述第一功率管导通时， 所述副边谐振电容与所述变压器漏感参与谐振 ， 但所述变压器的原 边电容不参与谐振， 所述谐振为副边谐振， 其中， 所述原边电容为所述变压器的原边耦合 的电容。 在上述方案中， 可以控制第一功率管导通， 此时在非对称半桥反激变换器的电路 中， 副边谐振电容与变压器漏感参与谐振， 且变压器的原边电容不参与谐振， 谐振为副边 谐振， 其中， 原边电容为变压器的原边耦合的电容， 虽然原边电容在谐振回路， 但该原边 电容可以视为恒定的电压源。 由于在非对称半桥反激变换器的电路中引入了 副边谐振电容 来实现副边谐振， 有效改善了谐振电流波形， 减小副边谐振电流的有效值， 减少第三功率 管的导通损耗， 提高非对称半桥反激变换器的效率。 在第一方面 的一种可能的实现方式中， 所述非对称半桥反激变换器还包括： 滤波器， 其中， 所述滤波器与所述副边谐振电容并联； 所述滤波器， 用于减少所述非对称半桥反激 变换器的输出电压的纹波。 在上述方案中， 非对称半桥反激变换器还包括的滤波器的具体 实现形式不做限定。 该滤波器与副边谐振电容并联， 该滤波器用于减少非对称半桥反激变 换器的输出电压的纹波， 使得输出电压更稳定。 另外， 该滤波器还用于减少电磁干扰， 改 善电磁兼容特性。 在第一方面 的一种可能的实现方式中， 所述滤波器包括： 第一电感和第一电容， 所述 第一电感， 用于减少所述第一电容的纹波； 所述副边谐振电容， 还用于减少所述第一电容 的纹波， 以减少因所述第一电容的等效串联电阻 ESR导致的损耗。 在上述方案中， 第一电 感和第一电容串联， 第一电感用于减少第一电容的纹波。 副边谐振电容通过第一电感与第 一电容并联， 因此副边谐振电容还用于减少第一电容的纹波 ， 减少因第一电容 ESR导致的 损耗。 第一电容具体可以是电解电容。 在第一方面 的一种可能的实现方式中， 所述滤波器包括： 单级 LC滤波器、 多级 LC滤 波器。 在上述方案中， 滤波器包括单级 LC滤波器， 例如该单级 LC滤波器包括： 第一电感 和第一电容。又如滤波器包括多级 LC滤波器， 该多级 LC滤波器可以认为是多个单级 LC滤 波器串联得到。 通过上述多种滤波器， 减少非对称半桥反激变换器的输出电压的纹波 ， 使 得输出电压更稳定。 在第一方面 的一种可能的实现方式中， 通过调节所述混合谐振的参数， 以使得流经所 述第三功率管的电流有效值减少。 在上述方案中， 在非对称半桥反激变换器的电路中形成 混合谐振的场景下， 为了进一步的减少流经第三功率管的电流有效 值， 可以调节混合谐振 的参数， 从而使得流经第三功率管的电流有效值减少， 因此可以减少第三功率管的导通损 耗。 其中， 混合谐振的参数是指形成混合谐振电路的参数 ， 例如调节形成混合谐振电路中 谐振元件 （变压器漏感、谐振电容等）的参数。混合谐 振的参数也可以称为谐振电路参数， 本申请实施例对具体调节混合谐振的参数的过 程不做限定， 例如可以结合具体的非对称半 桥反激变换器中形成混合谐振的电路来确定如 何调节混合谐振的参数。 在第一方面 的一种可能的实现方式中， 所述调节所述混合谐振的参数， 包括如下至少 一种： 调节所述原边谐振电容、 调节所述副边谐振电容、 调节所述原边谐振电容的电容值 和所述副边谐振电容在原边等效的电容值的比 例； 所述原边谐振电容的电容值和所述副边 谐振电容在原边等效的电容值的比例表示为 其中， 所述 G _p 表示所述原边谐振电容 的电容值，所述 表示所述副边谐振电容在原边等效的电容值， 所述（^ _s 表示所述副边谐 振电容的电容值， 所述 Np表示所述变压器的原边的绕组匝数， 所述 Ns表示所述变压器的副 边的绕组匝数。 在上述方案 中， 副边谐振电容在原边等效的电容值是指副边谐 振电容的电容值等效到 原边时对应的电容值。 混合谐振的参数可包括： 原边谐振电容的电容值， 副边谐振电容的 电容值， 和原边谐振电容的电容值和副边谐振电容在原 边等效的电容值的比例值。 原边谐 振电容的电容值和副边谐振电容在原边等效的 电容值的比例表示为^ 因此针对上述比 例的表达式进行调节， 以减少流经第三功率管的电流的有效值， 例如可以调节 Crp， 或者调 节 Crs， 或者调节变压器的原副边匝数比， 本申请实施例对于详细的调节量不做限定， 需要 结合具体应用场景确定。 本申请实施例中调节混合谐振的比例来改善第 三功率管的电流波 形，使得副边绕组电流的有效值尽可能小， 因此能够减小第三功率管的导通损耗。 在第一方面 的一种可能的实现方式中， 所述调节所述混合谐振的参数， 包括： 调节所 述混合谐振的初始状态值； 所述非对称半桥反激变换器还包括： 第二电容， 所述第二电容 和所述第三功率管并联； 所述第二电容， 用于调节所述混合谐振的初始状态值。 在上述方 案中， 混合谐振的初始状态值是指原边谐振电容、 副边谐振电容与变压器漏感参与谐振， 形成混合谐振电路时， 该混合谐振电路处于初始状态的谐振元件状态 值， 谐振元件包括原 边谐振电容、 副边谐振电容与变压器漏感。 例如， 混合谐振的初始状态值包括变压器漏感 （即谐振电感） 的初始电流值、 谐振电容 （即参与谐振的电容） 的初始电压值。 因此针对 混合谐振的初始状态值进行调节， 以减少第三功率管的电流的有效值， 本申请实施例对于 详细的调节量不做限定， 需要结合具体应用场景确定。 本申请实施例中调节混合谐振的初 始状态值来改善第三功率管的电流波形，使得 副边绕组电流的有效值尽可能小，因此能够减 小第三功率管的导通损耗。 在第一方面 的一种可能的实现方式中，所述非对称半桥反 激变换器还包括：第一电阻， 所述第一电阻和所述第二电容串联； 所述第一电阻， 用于所述第三功率管导通时， 减小对 所述第三功率管的电流冲击， 以及减小电流振荡。 在上述方案中， 第二电容和第一电阻串 联之后， 第二电容和第一电阻并联在第三功率管上， 在第三功率管导通时， 通过第一电阻 对电流的阻尼作用， 可以减小对第三功率管的电流冲击， 以及减小电流振荡。 例如第一电 阻和第二电容形成缓冲电路， 该缓冲电路并联在第三功率管上， 通过增加缓冲电路来改善 电磁兼容性。 在第一方面 的一种可能的实现方式中， 通过调节所述副边谐振的参数， 以使得流经所 述第三功率管的电流有效值减少。 在上述方案中， 在非对称半桥反激变换器的电路中形成 副边谐振的场景下， 为了进一步的减少流经第三功率管的电流有效 值， 可以调节副边谐振 的参数， 从而使得流经第三功率管的电流有效值减少， 因此可以减少第三功率管的导通损 耗。 其中， 副边谐振的参数是指形成副边谐振电路的参数 ， 例如调节形成副边谐振电路中 谐振元件 （变压器漏感， 副边谐振电容等） 的参数。 副边谐振的参数也可以称为副边谐振 电路参数， 本申请实施例对具体调节副边谐振的参数的过 程不做限定， 例如可以结合具体 的非对称半桥反激变换器中形成副边谐振电路 来确定如何调节副边谐振的参数。 在第一方面 的一种可能的实现方式中， 所述调节所述副边谐振的参数， 包括： 调节所 述副边谐振电容。 在上述方案中， 可以调节副边谐振电容的电容值， 本申请实施例对于详 细的调节量不做限定， 需要结合具体应用场景确定。 本申请实施例中调节副边谐振电容来 改善第三功率管的电流波形，使得副边绕组电 流的有效值尽可能小，因此能够减小第三功率 管的导通损耗 在第一方面 的一种可能的实现方式中， 所述调节所述副边谐振的参数， 包括： 调节所 述副边谐振的谐振元件初始状态值； 所述非对称半桥反激变换器还包括： 第二电容， 所述 第二电容和所述第三功率管并联； 所述第二电容， 用于调节所述副边谐振的初始状态值。 在上述方案中， 副边谐振的初始状态值是指副边谐振电容与变 压器漏感参与谐振， 形成副 边谐振电路时， 该副边谐振电路处于初始状态的谐振元件状态 值， 谐振元件包括副边谐振 电容与变压器漏感。 例如， 副边谐振的初始状态值包括变压器漏感 （即谐振电感） 的初始 电流值、 谐振电容 （即参与谐振的电容） 的初始电压值。 因此针对副边谐振的初始状态值 进行调节，以减少第三功率管的电流的有效值 ，本申请实施例对于详细的调节量不做限定， 需要结合具体应用场景确定。 本申请实施例中调节副边谐振的初始状态值来 改善第三功率 管的电流波形，使得副边绕组电流的有效值尽 可能小，因此能够减小第三功率管的导通损耗 。 在第一方面 的一种可能的实现方式中， 所述第一功率管为上管， 所述第二功率管为下 管； 或者， 所述第一功率管为下管， 所述第二功率管为上管。 在上述方案中， 第一功率管 为上管， 第二功率管为下管， 即变压器的原边并联在上管的两端， 此时非对称半桥反激开 关变换器为变压器接在上半桥臂的非对称半桥 反激开关变换器。或者，第一功率管为下管， 第二功率管为上管。 即变压器的原边并联在下功率管的两端， 此时非对称半桥反激开关变 换器为变压器接在下半桥臂的非对称半桥反激 开关变换器。 在第一方面 的一种可能的实现方式中， 所述第三功率管包括如下至少一种： 同步整流 管、 二极管。 在上述方案中， 例如第三功率管是同步整流管， 同步整流管起到整流作用。 在变压器的副边输出电压不变时， 本申请实施例中同步整流管和副边谐振电容串 联， 通过 非对称半桥反激变换器中的原边谐振电容和副 边谐振电容的配合， 可以调节非对称半桥反 激变换器的控制参数和电路参数， 从而可以减小流经第三功率管的电流的有效值 ， 因此能 够减少同步整流管的导通损耗。 另外， 同步整流管可以由二极管代替实现整流功能， 通过 在非对称半桥反激变换器中的原边谐振电容和 副边谐振电容的配合， 可以调节非对称半桥 反激变换器的控制参数和电路参数， 从而可以减小流经该二极管的电流的有效值， 也能够 减少二极管的导通损耗。 第二方面 ， 本申请实施例还提供一种电源系统， 包括： 直流电源和如前述第一方面中 任一项所述的非对称半桥反激变换器， 其中， 所述非对称半桥反激变换器的输入端耦合所 述直流电源。 在本 申请的第二方面中， 电源系统的组成部分可以是前述第一方面以及 各种可能的实 现方式中所描述的结构， 详见前述对第一方面以及各种可能的实现方式 中的说明。 第三方面 ， 本申请实施例提供一种非对称半桥变换器， 所述非对称半桥变换器包括： 如前述第一方面中任一项所述的非对称半桥反 激变换器； 或者， 所述非对称半桥变换器包 括： 非对称半桥正激变换器， 所述非对称半桥正激变换器中的变压器的同名 端与所述非对 称半桥反激变换器中的变压器的同名端的连接 方式相反；所述非对称半桥正激变换器包括: 第一功率管、 第二功率管、 原边谐振电容、 变压器、 第三功率管和副边谐振电容， 其中， 所述第一功率管与所述第二功率管串联之后耦 合在直流电源的两端； 所述变压器的原边通 过所述原边谐振电容并联在所述第一功率管的 两端， 所述变压器的副边耦合有所述第三功 率管和所述副边谐振电容。 在本 申请实施例中， 非对称半桥反激变换器包括： 第一功率管、 第二功率管、 原边谐 振电容、 变压器、 第三功率管和副边谐振电容， 其中， 第一功率管与第二功率管串联之后 親合在直流电源的两端； 变压器的原边通过原边谐振电容并联在第一功 率管的两端， 变压 器的副边耦合有第三功率管和副边谐振电容。 由于变压器的原边耦合有原边谐振电容， 变 压器的副边耦合有副边谐振电容，因此通过原 边谐振电容与副边谐振电容的配合，可以调节 流经第三功率管的电流波形，以使得流经第三 功率管的电流的有效值减少，从而减少第三功 率管的导通损耗，降低非对称半桥反激变换器 的损耗，提高非对称半桥反激变换器的效率。 在本 申请实施例中， 非对称半桥正激变换器包括： 第一功率管、 第二功率管、 原边谐 振电容、 变压器、 第三功率管和副边谐振电容， 其中， 第一功率管与第二功率管串联之后 親合在直流电源的两端； 变压器的原边通过原边谐振电容并联在第一功 率管的两端， 变压 器的副边耦合有第三功率管和副边谐振电容。 由于变压器的原边耦合有原边谐振电容， 变 压器的副边耦合有副边谐振电容，因此通过原 边谐振电容与副边谐振电容的配合，可以调节 流经第三功率管的电流波形，以使得流经第三 功率管的电流的有效值减少，从而减少第三功 率管的导通损耗，降低非对称半桥正激变换器 的损耗，提高非对称半桥正激变换器的效率。 第 四方面， 本申请实施例还提供一种电源系统， 包括： 直流电源和如前述第三方面所 述的非对称半桥变换器， 其中， 所述非对称半桥变换器的输入端耦合所述直流 电源。 在本 申请的第四方面中， 电源系统的组成部分可以是前述第三方面以及 各种可能的实 现方式中所描述的结构， 详见前述对第三方面以及各种可能的实现方式 中的说明。 附图说明 图 1为本申请实施例提供的一种非对称半桥变换� �的组成结构示意图； 图 2为本申请实施例提供的一种非对称半桥正激� �换器的电路图； 图 3为本申请实施例提供的一种非对称半桥反激� �换器的电路图； 图 4为本申请实施例提供的一种非对称半桥反激� �换器的电路图； 图 5为本申请实施例提供的一种非对称半桥反激� �换器的电路图； 图 6为本申请实施例提供的混合谐振的电路的等� �电路图； 图 7为本申请实施例提供的非对称半桥反激变换� �的电流变化示意图； 图 8为本申请实施例提供的只有原边谐振电容的� �边电流变化示意图； 图 9为本申请实施例提供的只有副边谐振电容的� �边电流变化示意图； 图 10 为本申请实施例提供的原边谐振电容和副边谐 振电容构成混合谐振的原边电流 变化示意图； 图 11为本申请实施例提供的一种电源系统的组成� ��构示意图。 具体实施方式 下面结合附 图， 对本申请的实施例作进一步的详细描述。 本 申请实施例提供一种非对称半桥 (asymmetrical half bridge, AHB) 反激变换器 (flybackconverter), 该非对称半桥反激变换器又可以称为不对称半 桥反激式变换器。非 对称半桥反激变换器结合了非对称半桥变换器 和反激变换器的优点， 具有结构简单、 成本 低、 效率高等特点。 非对称半桥反激变换器可应用于电源系统， 例如该电源系统具体可以 包括电源适配器、 锂电池充电器、 通信电源、 服务器电源等。 本申请实施例 还提供的一种直 流 /直流变换器 (direct-current/ direct-current converter， DC/DC)， 本申请实施例中的 DC/DC变换器可以包括但不限于非对称半桥反激 变换器、 非对称半桥正激变换器、 LLC谐振变换器等。 本 申请实施例提供的一种非对称半桥变换器包括 ： 非对称半桥反激变换器； 或者， 所述非对称半桥变换器包括： 非对称半桥正激变换器。 所述非对称半桥正激变换器中的变压器的同名 端与所述非对称半桥反激变换器中的变 压器的同名端的连接方式相反。 例如 图 1所示， 非对称半桥变换器包括： 非对称半桥正激变换器， 所述非对称半桥正 激变换器包括： 第一功率管 101、 第二功率管 102、 原边谐振电容 103、 变压器 104、 第三 功率管 105和副边谐振电容 106， 其中， 第一功率管 101与第二功率管 102串联之后耦合在直流电源的两端； 变压器 104的原边通过原边谐振电容 103并联在第一功率管 101的两端， 变压器 104 的副边耦合有第三功率管 105和副边谐振电容 106。 本申请实施例还提供的一种非对称半桥变换器 ，本申请实施例中的非对称半桥变换器 可以包括但不限于非对称半桥反激变换器、 非对称半桥正激变换器等。 如 图 2所示， 为非对称半桥正激变换器的一种电路图， 非对称半桥正激变换器包括： 第一功率管 ， 第二功率管 Q„， 原边谐振电容 C _rp ， 变压器漏感 U， 励磁电感 L„， 第三功率 管 ft， 副边谐振电容 c _M 。 其中， 第一功率管 与第二功率管 Q„串联之后耦合在直流电源 V _n 的两端； 变压器的原边通过原边谐振电容 a _P 并联在第一功率管 的两端，变压器的副边耦合有 第三功率管 QJP副边谐振电容 C _M 。 例如， 图 2中以第三功率管 Qi为同步整流管 SR进行示 例说明。 示例性 的， 非对称半桥正激变换器中包括变压器， 上述变压器原边的一侧例如上侧与 上述变压器副边的另一侧例如上侧是同名端， 或者上述变压器原边的另一侧例如下侧与上 述变压器副边的一侧例如下侧是同名端。 后续实施例中以非对称半桥变换器具体为非对 称半桥反激变换器进行说明， 如图 1所 示， 本申请实施例提供的一种非对称半桥反激变换 器包括： 第一功率管 101、 第二功率管 102、 原边谐振电容 103、 变压器 104、 第三功率管 105和副边谐振电容 106， 其中， 第一功率管 101与第二功率管 102串联之后耦合在直流电源的两端； 变压器 104的原边通过原边谐振电容 103并联在第一功率管 101的两端， 变压器 104 的副边耦合有第三功率管 105和副边谐振电容 106。 需要说明的是， 本申请中所描述的 “耦合”指的是直接或间接连接。 例如， A与 B之 间耦合可以表示的是 A与 B连接， 既可以是 A与 B直接连接， 也可以是 A与 B之间通过一 个或多个其它电学元器件间接连接， 例如可以是 A与 C直接连接， C与 B直接连接， 从而 使得 A与 B之间通过 C实现了连接。 其 中， 非对称半桥反激变换器包括多个功率管， 该功率管可以是功率半导体器件， 多 个功率管在非对称半桥反激变换器中的分布位 置是不同的， 多个功率管分别连接的其它器 件也不相同。 例如非对称半桥反激变换器包括三个功率管， 分别为第一功率管 101、 第二 功率管 102和第三功率管 105。 其中， 第一功率管 101和第二功率管 102可以是开关管， 第一功率管 101与第二功率管 102串联之后耦合在直流电源的两端， 第一功率管 101和第 二功率管 102可以在控制器的控制下分别进行导通以及截 止， 该控制器可以与非对称半桥 反激变换器连接。 第一功率管 101和第二功率管 102串联， 然后第一功率管 101和第二功率管 102分别 连接变压器 104, 如图 1所示， 变压器 104和原边谐振电容 103串联之后并联在第一功率 管 101的两端， 或者， 变压器 104和原边谐振电容 103串联之后并联在第二功率管 102的 两端。 后续图例中以变压器 104和原边谐振电容 103串联之后并联在第一功率管 101的两 端进行示例说明。 其中， 第一功率管 101和第二功率管 102都可以是开关管， 例如第一功 率管 101为第一开关管， 第二功率管 102为第二开关管。 图 3中以第一开关管为上管， 第 二开关管为下管进行示例说明。 本 申 请 实 施 例 以 各 个 开 关 管 为 金 属 氧 化 物 半 导 体 场 效 应 管 (metal-oxi de-semi conductor field-effect transistor, MOSFET)进行示例性说明， 应当 理解 的是， 各个开关管还可 以是绝 缘栅双极 型晶体 管 (insulated gate bipolar transistor, IGBT)等其他半导体器件。 本 申请实施例提供的非对称半桥反激变换器除了 包括第一功率管 101、第二功率管 102 之外， 非对称半桥反激变换器可以包括第三功率管 105, 该第三功率管 105可以属于整流 电路， 该整流电路可以包括第三功率管 105以及副边谐振电容 106。 第三功率管 105和副 边谐振电容 106耦合在变压器 104的副边， 例如第三功率管 105和副边谐振电容 106串联 之后并联在变压器 104的副边。 第三功率管 105在非对称半桥反激变换器中可以起到整流作 用， 随着非对称半桥反激 变换器的功率增加， 在变压器的副边输出电压不变时， 流经第三功率管的电流的有效值与 平均值之间的差值进一步增加， 该差值越大则第三功率管的导通损耗越大。 流经第三功率 管的电流的平均值由直流负载决定， 但调节非对称半桥反激变换器的控制参数和电 路参数 可以减小电流的有效值， 以使得第三功率管的导通损耗减小。 本申请实施例中第三功率管 105和副边谐振电容 106串联， 通过非对称半桥反激变换器中的原边谐振电容 103和副边 谐振电容 106的配合， 调节非对称半桥反激变换器的控制参数和电路 参数， 从而可以减小 流经第三功率管的电流的有效值， 因此能够减少第三功率管的导通损耗。 本 申请的一些实施例中， 第三功率管包括如下至少一种： 同步整流管 (synchronous rectifier, SR)、 二极管。 例如第三功率管是同步整流管， 同步整流管起到整流作用。 在 变压器的副边输出电压不变时， 本申请实施例中同步整流管和副边谐振电容 106串联， 通 过非对称半桥反激变换器中的原边谐振电容 103和副边谐振电容 106的配合， 可以调节非 对称半桥反激变换器的控制参数和电路参数， 从而可以减小流经第三功率管的电流的有效 值， 因此能够减少同步整流管的导通损耗。 另外， 同步整流管可以由二极管代替实现整流 功能， 通过在非对称半桥反激变换器中的原边谐振电 容 103和副边谐振电容 106的配合， 可以调节非对称半桥反激变换器的控制参数和 电路参数， 从而可以减小流经该二极管的电 流的有效值， 也能够减少二极管的导通损耗。 本 申请实施例中， 该变压器包含励磁电感和变压器漏感。 可以理解的是， 励磁电感、 变压器漏感和理想变压器可以具体实现为一个 实际变压器。 变压器具有原边绕组和副边绕 组， 变压器的原副边匝数比可以表示为Np/Ns， Np表示变压器的原边的绕组匝数， Ns表示 所述变压器的副边的绕组匝数，其中， “/”为相除符号。另外， Np/Ns也可以表示为N _P :N _s ,

“：”为相除符号。 本 申请实施例中， 非对称半桥反激变换器包括至少两个电容。 该至少两个电容中的至 少一个电容用于与变压器漏感形成谐振回路。 按照至少两个电容与变压器的位置关系， 可 以分为原边电容和副边电容， 当某个电容参与谐振时， 该电容又可以称为 “谐振电容”， 例 如原边电容参与谐振时， 该原边电容又可以称为 “原边谐振电容”， 副边电容参与谐振时， 副边电容又可以称为 “副边谐振电容”。 本 申请实施例提供的非对称半桥反激变换器同时 包括原边谐振电容和副边谐振电容， 变压器的副边耦合有第三功率管和副边谐振电 容，第三功率管和副边谐振电容为串联关系， 通过调节包含原边谐振电容和副边谐振电容的 谐振电路参数， 使得第三功率管的电流波形 整体更靠近副边绕组电流的平均值线， 第三功率管的电流有效值更接近副边绕组电流 的平 均值， 从而可以降低第三功率管的导通损耗。 上述直流 电源连接第一功率管和第二功率管，例如直流 电源可以是储能电池 (如镍镉电 池、 镍氢电池、 锂离子电池、 锂聚合物电池等)、 太阳能电池、 AC/DC变换器(alternating current/direct-current converter)或其他 DC/DC变换器 (例如 BUCK变换器、 BOOST变换 器、 BUCK-BOOST变换器等)等。 本 申请实施例提供的非对称半桥反激变换器中变 压器 104的副边耦合第三功率管 105 和副边谐振电容 106之后， 还可以耦合直流负载， 例如直流负载可以是电阻、 手机终端、 储能电池、 其他 DC/DC变换器和 /或 DC/AC变换器 (direct-current/alternating current converter)等。 如 图 3所示， 为非对称半桥反激变换器的一种电路图， 非对称半桥反激变换器包括： 第一功率管 a， 第二功率管 Q„， 原边谐振电容 a _P ， 变压器漏感 u， 励磁电感 L， 第三功率 管 ft， 副边谐振电容 a _s 。 其中， 第一功率管 与第二功率管 Q„串联之后耦合在直流电源 v _in 的两端； 变压器的原边通过原边谐振电容 a _P 并联在第一功率管 的两端，变压器的副边耦合有 第三功率管 QJP副边谐振电容 C _M 。 例如， 图 3中以第三功率管 Qi为同步整流管 SR进行示 例说明。 图 3中以第一功率管为第一开关管 a、 第二功率管为第二开关管 Q„、 第三功率管 0:为 同步整流管进行示例说明。 另外， N _{P :} N为变压器的原副边匝数比， V。表示输出电压， I。表 示输出电流， 表示负载。 可以理解的是， 励磁电感、 变压器漏感和理想变压器可以具体 实现为一个实际变压器。 需要说 明的是， 图 3中以第三功率管 ft与副边谐振电容的正极连接进行示例说明， 不 限的是， 该第三功率管 还可以与副边谐振电容的负极连接， 此处不再进行图例说明， 第 三功率管 Qi与副边谐振电容的连接方式不做限定。 第一开关管与第二开关管串联之后耦合在直流 电源 V _n 的两端， 即第一开关管的漏极与 第二开关管的源极耦合， 第二开关管的漏极耦合直流电源 V _n 的正极， 第一开关管的源极耦 合直流电源 V _n 的负极。 可选的， 直流电源 V _n 的两端并联有滤波电容 C _n 。 变压器的原边通 过原边谐振电容并联在第一开关管的两端。 示例性的， 第一开关管的漏极耦合原边谐振电 容的一端， 原边谐振电容的另一端耦合变压器原边的一侧 ， 变压器原边的另一侧耦合第一 开关管的源极。 变压器的副边耦合有直流负载， 例如变压器副边的一侧耦合第三功率管 ft 的源极， 第三功率管 ft的漏极耦合副边谐振电容的一端以及负载的� ��端， 副边谐振电容的 另一端以及负载的另一端与变压器副边的另一 侧耦合。 示例性的， 上述变压器原边的一侧 例如上侧与上述变压器副边的另一侧例如下侧 是同名端， 或者上述变压器原边的另一侧例 如下侧与上述变压器副边的一侧例如上侧是同 名端。 可 以理解的是， 图 3中以负载电阻代表直流负载进行示例说明， 本申请实施例不对非 对称半桥反激变换器耦合的直流负载进行限定 。 另外， 图 3所示的第三功率管 可以由二 极管代替实现整流功能。 本 申请的一些实施例中， 变压器包括： 励磁电感和变压器漏感， 第一功率管 导通时， 原边谐振电容、 副边谐振电容与变压器漏感参与谐振， 该谐振为 混合谐振。 其 中， 可以控制第一功率管导通， 此时在非对称半桥反激变换器中， 原边谐振电容、 副边谐振电容与变压器漏感参与谐振， 该谐振为混合谐振。 由于在非对称半桥反激变换器 的电路中引入了副边谐振电容来实现混合谐振 ， 有效改善了原来的谐振电流波形， 减小流 经第三功率管 _Ql 的电流的有效值， 减少第三功率管的导通损耗， 提升非对称半桥反激变换 器的效率。 本 申请的一些实施例中， 变压器包括： 励磁电感和变压器漏感， 第一功率管 导通时， 副边谐振电容与变压器漏感参与谐振， 但变压器的原边电容不参 与谐振， 该谐振为副边谐振， 其中， 原边电容为变压器的原边耦合的电容。 其 中， 可以控制第一功率管导通， 此时在非对称半桥反激变换器的电路中， 副边谐振 电容与变压器漏感参与谐振， 且变压器的原边电容不参与谐振， 谐振为副边谐振， 其中， 原边电容为变压器的原边耦合的电容， 虽然原边电容在谐振回路， 但该原边电容可以视为 恒定的电压源。 由于在非对称半桥反激变换器的电路中引入了 副边谐振电容来实现副边谐 振，有效改善了谐振电流波形，减小副边谐振 电流的有效值，减少第三功率管的导通损耗， 提 非对称半桥反激变换器的效率。 本 申请的一些实施例中， 变压器包括： 励磁电感和变压器漏感， 第一功率管 导通时， 原边谐振电容与变压器漏感参与谐振， 但变压器的副边电容不参 与谐振， 谐振为原边谐振； 其中， 副边电容为变压器的副边耦合的电容。 其 中， 可以控制第一功率管导通， 此时在非对称半桥反激变换器的电路中， 原边谐振 电容与变压器漏感参与谐振， 且变压器的副边电容不参与谐振， 该谐振为原边谐振， 虽然 副边电容在谐振回路， 但该副边电容可以视为恒定的电压源。 其中， 副边电容为变压器的 副边耦合的电容。 在本 申请的一些实施例中， 通过调节混合谐振的参数， 以使得流经第三功率管的电流 有效值减少。 在非对称半桥反激变换器的 电路中形成混合谐振的场景下， 为了进一步的减少流经第 三功率管的电流有效值， 可以调节混合谐振的参数， 从而使得流经第三功率管的电流有效 值减少， 因此可以减少第三功率管的导通损耗。 其中， 混合谐振的参数是指形成混合谐振 电路的参数，例如调节形成混合谐振电路中谐 振元件（变压器漏感、谐振电容等）的参数。 混合谐振的参数也可以称为谐振电路参数， 本申请实施例对具体调节混合谐振的参数的过 程不做限定， 例如可以结合具体的非对称半桥反激变换器中 形成混合谐振的电路来确定如 何调节混合谐振的参数。 在本 申请的一些实施例中， 调节混合谐振的参数， 包括如下至少一种： 调节原边谐振 电容， 调节副边谐振电容， 调节原边谐振电容的电容值和副边谐振电容在 原边等效的电容 值的比例； 原边谐振电容的电容值和副边谐振电容在原边 等效的电容值的比例表示为 ， 其 中， Crp表示原边谐振电容的电容值， #表示副边谐振电容在原边等效的电容值， p

Crs表示副边谐振电容的电容值， Np表示变压器的原边的绕组匝数， Ns表示变压器的副边 的绕组匝数。 具体 的， 副边谐振电容在原边等效的电容值是指副边谐 振电容的电容值等效到原边时 对应的电容值。混合谐振的参数可包括：原边 谐振电容的电容值，副边谐振电容的电容值， 和原边谐振电容的电容值和副边谐振电容在原 边等效的电容值的比例值。 原边谐振电容的电容值和副边谐振电容在原边 等效的电容值的比例表示为^ 因此 针对上述比例的表达式进行调节， 以减少流经第三功率管的电流的有效值， 例如可以调节 Crp， 或者调节 Crs， 或者调节变压器的原副边匝数比， 本申请实施例对于详细的调节量不 做限定， 需要结合具体应用场景确定。 本申请实施例中调节混合谐振的比例来改善第 三功 率管的电流波形，使得副边绕组电流的有效值 尽可能小，因此能够减小第三功率管的导通损 耗。 在本 申请的一些实施例中，调节混合谐振的参数， 包括：调节混合谐振的初始状态值。 其 中， 混合谐振的初始状态值是指原边谐振电容、 副边谐振电容与变压器漏感参与谐 振， 形成混合谐振电路时， 该混合谐振电路处于初始状态的谐振元件状态 值， 谐振元件包 括原边谐振电容、 副边谐振电容与变压器漏感。 例如， 混合谐振的初始状态值包括变压器 漏感 （即谐振电感） 的初始电流值、 谐振电容 （即参与谐振的电容） 的初始电压值。 因此 针对混合谐振的初始状态值进行调节， 以减少第三功率管的电流的有效值， 本申请实施例 对于详细的调节量不做限定， 需要结合具体应用场景确定。 本申请实施例中调节混合谐振 的初始状态值来改善第三功率管的电流波形， 使得副边绕组电流的有效值尽可能小，因此能 够减小第三功率管的导通损耗。 具体 的， 调节混合谐振的初始状态值可以通过改变第二 电容的容值来实现， 例如非对 称半桥反激变换器还包括： 第二电容， 第二电容和第三功率管并联； 第二电容， 用于调节 混合谐振的初始状态值。 例如第二电容可以是后续图例中的 c _b 。 其 中， 第二电容并联在第三功率管上， 例如第二电容具体可以是陶瓷电容。 通过改变 第二电容的容值， 可以调节混合谐振的初始状态值， 本申请实施例中调节混合谐振的初始 状态值来改善第三功率管的电流波形，使得副 边绕组电流的有效值尽可能小，因此能够减小 第三功率管的导通损耗。 在本 申请的一些实施例中， 通过调节副边谐振的参数， 以使得流经第三功率管的电流 有效值减少。 在非对称半桥反激变换器的 电路中形成副边谐振的场景下， 为了进一步的减少流经第 三功率管的电流有效值， 可以调节副边谐振的参数， 从而使得流经第三功率管的电流有效 值减少， 因此可以减少第三功率管的导通损耗。 其中， 副边谐振的参数是指形成副边谐振 电路的参数， 例如调节形成副边谐振电路中谐振元件 （变压器漏感， 副边谐振电容等） 的 参数。 副边谐振的参数也可以称为副边谐振电路参数 ， 本申请实施例对具体调节副边谐振 的参数的过程不做限定， 例如可以结合具体的非对称半桥反激变换器中 形成副边谐振电路 来确定如何调节副边谐振的参数。 在本 申请的一些实施例中， 调节副边谐振的参数， 包括： 调节副边谐振电容。 其 中，可以调节副边谐振电容的电容值， 本申请实施例对于详细的调节量不做限定， 需 要结合具体应用场景确定。 本申请实施例中调节副边谐振电容来改善第三 功率管的电流波 形，使得副边绕组电流的有效值尽可能小， 因此能够减小第三功率管的导通损耗。 在本 申请的一些实施例中， 调节副边谐振的参数， 包括： 调节副边谐振的谐振元件初 始状态值； 非对称半桥反激变换器还包括： 第二电容， 第二电容和第三功率管并联； 第二 电容， 用于调节副边谐振的初始状态值。 其 中， 副边谐振的初始状态值是指副边谐振电容与变 压器漏感参与谐振， 形成副边谐 振电路时， 该副边谐振电路处于初始状态的谐振元件状态 值， 谐振元件包括副边谐振电容 与变压器漏感。 例如， 副边谐振的初始状态值包括变压器漏感 （即谐振电感） 的初始电流 值、 谐振电容 （即参与谐振的电容） 的初始电压值。 因此针对副边谐振的初始状态值进行 调节， 以减少第三功率管的电流的有效值， 本申请实施例对于详细的调节量不做限定， 需 要结合具体应用场景确定。 本申请实施例中调节副边谐振的初始状态值来 改善第三功率管 的电流波形，使得副边绕组电流的有效值尽可 能小， 因此能够减小第三功率管的导通损耗。 具体 的， 调节副边谐振的初始状态值可以通过改变第二 电容的容值来实现， 例如非对 称半桥反激变换器还包括： 第二电容， 第二电容和第三功率管并联； 第二电容， 用于调节 副边谐振的初始状态值。 例如第二电容可以是后续图例中的 c _b 。 其 中， 第二电容并联在第三功率管上， 例如第二电容具体可以是陶瓷电容。 通过改变 第二电容的容值， 可以调节副边谐振的初始状态值， 本申请实施例中调节副边谐振的初始 状态值来改善第三功率管的电流波形，使得副 边绕组电流的有效值尽可能小，因此能够减小 第三功率管的导通损耗。 进一步 的， 在第二电容并联在第三功率管上的实现场景下 ， 非对称半桥反激变换器还 包括： 第一电阻， 第一电阻和第二电容串联； 第一 电阻， 用于第三功率管导通时， 减小对第三功率管的电流冲击， 以及减小电流振 荡。 其 中， 第二电容和第一电阻串联之后， 第二电容和第一电阻并联在第三功率管上， 在 第三功率管导通时，通过第一电阻对电流的阻 尼作用，可以减小对第三功率管的电流冲击， 以及减小电流振荡。 例如第一电阻和第二电容形成缓冲电路， 该缓冲电路并联在第三功率 管上， 通过增加缓冲电路来改善电磁兼容性 (electromagneticcompatibility, EMC)。 例 如第一电阻可以是后续图例中的 R _b 。 在本 申请的一些实施例中， 非对称半桥反激变换器还包括： 滤波器， 其中， 滤波器与副边谐振电容并联； 滤波器， 用于减少非对称半桥反激变换器的输出电压的 纹波。 其 中， 非对称半桥反激变换器还包括的滤波器的具体 实现形式不做限定。 该滤波器与 副边谐振电容并联， 该滤波器用于减少非对称半桥反激变换器的输 出电压的纹波， 使得输 出电压更稳定。 另外， 该滤波器还用于减少电磁干扰， 改善电磁兼容特性。 在本 申请的一些实施例中， 滤波器包括： 第一电感和第一电容， 第一 电感， 用于减少第一电容的纹波； 副 边谐振电容 ， 还用于减少第一电容 的纹波， 减少因第一 电容等效 串联电阻 (equivalent series resistance， ESR) 导致的损耗。 其 中， 第一电感和第一电容串联， 第一电感用于减少第一电容的纹波。 副边谐振电容 通过第一电感与第一电容并联， 因此副边谐振电容还用于减少第一电容的纹波 ， 减少因第 一电容 ESR导致的损耗。 例如第一电容可以是后续图例中的 C。， 第一电感可以是后续图例 中的 L _f 。第一电容具体可以是电解电容，本申请 实施例中对第一电容的实现方式不做限定。 进一步的，在本申请的一些实施例中，滤波器 包括： 单级 LC滤波器、多级 LC滤波器。 具体 的， 滤波器包括单级 LC滤波器， 例如该单级 LC滤波器包括： 第一电感和第一电 容。又如滤波器包括多级 LC滤波器， 该多级 LC滤波器可以认为是多个单级 LC滤波器串联 得到。 通过上述多种滤波器， 减少非对称半桥反激变换器的输出电压的纹波 ， 使得输出电 压更稳定。 在本 申请的一些实施例中， 第一功率管为上管， 第二功率管为下管， 即变压器的原边 并联在上管的两端， 此时非对称半桥反激开关变换器为变压器接在 上半桥臂的非对称半桥 反激开关变换器。 或者， 第一功率管为下管， 第二功率管为上管。 即变压器的原边并联在 下功率管的两端， 此时非对称半桥反激开关变换器为变压器接在 下半桥臂的非对称半桥反 激开关变换器。 通过前述本 申请实施例的举例说明可知， 非对称半桥反激变换器包括： 第一功率管、 第二功率管、 原边谐振电容、 变压器、 第三功率管和副边谐振电容， 其中， 第一功率管与 第二功率管串联之后耦合在直流电源的两端； 变压器的原边通过原边谐振电容并联在第一 功率管的两端， 变压器的副边耦合有第三功率管和副边谐振电 容。 由于变压器的原边耦合 有原边谐振电容， 变压器的副边耦合有副边谐振电容， 因此通过原边谐振电容与副边谐振 电容的配合，可以调节流经第三功率管的电流 波形，以使得流经第三功率管的电流的有效值 减少， 从而减少第三功率管的导通损耗， 提高非对称半桥反激变换器的效率。 接下来 以详细的应用场景对本申请实施例进行举例说 明。 如 图 4所示， 为本申请实施例提供的一种非对称半桥反激变 换器的电路图。 非对称半 桥反激变换器包括： 第一功率管 a， 第二功率管 Q„， 原边谐振电容 a _P ， 变压器漏感 u， 励 磁电感 L， 第三功率管 ， 副边谐振电容 c ， 例如， 图中以第三功率管 ft为同步整流管进 行示例说明， 后续举例说明中以 ft具体为 SR进行示例。 相比于图 3, 图 4所示的非对称半 桥反激变换器还包括： 第一电阻 R _b ， 第二电容 c _b ， LC滤波器。 其中， LC滤波器包括： 第一 电感 L _f 和第一电容 C。。 图 4为变压器接在下半桥臂的非对称半桥反激开� �变换器。 通过混 合谐振可以调节流经第三功率管的电流波形， 以使得流经第三功率管的电流的有效值减少， 减少第三功率管的导通损耗。 另外， 副边谐振电容还用于减少第一电容 C。的纹波， 减少因 第一电容等效串联电阻导致的导通损耗。 本 申请实施例提供了一种针对开关变换器的混合 谐振的电路， 应用在非对称半桥反激 (asymmetrical half bridge flyback)电路上， Q _L 为下管， Q„为上管， V _in 电压为输入侧直 流电压， V。电压为输出侧的直流电压， I。电压为输出侧的直流电流。 如 图 5所示， 为本申请实施例提供的一种非对称半桥反激变 换器的电路图。 相比于图 4, 图 5所示的非对称半桥反激变换器为变压器接在� �半桥臂的非对称半桥反激开关变换器。 图 5和图 4的区别在于， 图 5中变压器连接的桥臂与图 4中变压器连接的桥臂不相同。 如 图 6所示， 为本申请实施例提供的混合谐振的电路的等效 电路图， 其中， 图 6所示 的上半部分， 第一开关管 a导通时形成 3个电流回路， 分别为原边谐振电容 a _P ， L _f ， L„，理 想变压器原边形成的第一电流回路。 理想变压器副边， QD ⁽ ^形成的第二电流回路。 理想 变压器副边， Q _D L _f ， C。以及直流负载形成的第三电流回路。 第一开关管 导通时构成的 3 个电流回路的等效电路如图 6的下半部分所示。图 6中的 I。为直流负载的输出电流，

K 表示 等效到原边的 电容， I。等效到原边的电流。 如 图 7所示， 为本申请实施例提供的非对称半桥反激变换器 的电流变化示意图， 从图 7 可知， I _Q1 表示流经第三功率管的副边电流， 表示原边励磁电流， k表示原边电流， t -t„=D*T, t _2- t ₁₌ ( 1-D) *T 其中， *表示相乘， D 为非对称半桥反激变换器的占空比， T 为非对称半桥反激变换器的开关周期。 在 t。至 ^时刻， 第二开关管 Q„处于导通状态。 此时原边电容 a _P 经过第二开关管与励 磁电感以及变压器漏感形成闭合回路， 励磁电感的电流接近线性增加， 变压器的副边绕组 无电流输出。在 ^至 t ₂ 时刻，第一开关管 处于导通状态，如图 6所示的 3个电流回路中， 励磁电感的电流接近线性减少， 原边谐振下的原边绕组电流和混合谐振下的原 边绕组电流 均为正弦波形。 图 7所示的各个电流值之间满足如下关系： 其 中， 表示原边励磁电流， L 表示原边谐振下的原边绕组电流， 。 ？表示原边 谐振下的副边绕组电流， 表示混合谐振下的原边绕组电流， 。 表示混合谐振下的副 边绕组电流。 表示第三功率管导通时流经第三功率管的 电流平均值， = L/ ， 为非对称半 桥反激变换器的占空比， = / 。为输出电压， 为输入电压。 其 中， 混合谐振下的副边绕组电流更接近副边绕组 第三功率管 电流的平均值， 副 边绕组电流的平均值保持不变时，通过调节混 合谐振参数能够减少副边绕组电流的有效值， 因此可以减少第三功率管的导通损耗。 本 申请实施例中调节混合谐振的参数具有多种实 现方式， 例如可以包括如下两种调节 方式： 调节混合谐振的比例 从而可以调节第三功率管的电流波形，使得副 边 绕组电流的有效值尽可能小， 使得 尽可能小， 减小第三功率管的导通损耗。 其中， ä表示第三功率管导通时流经第三功率管的电� ��有效值， u表示第三功率管导通时流经第 三功率管的电流平均值。 调节谐振状态初始值， 从而可以调节第三功率管的电流波形， 使得 / 尽可能 小， 减小第三功率管的导通损耗。 接下来从工作原理上说 明原边谐振、 副边谐振、 和混合谐振的实现过程。 在仅有原边谐振电容时， 副边电容视为恒定电压源， 谐振电路的状态方程为： 其 中， v 为 a两端的电压值， ^为流经 u的电流值， u表示变压器漏感的电感值， v。 为输出电压， /iVs为变压器的原副边匝数比。 此时， 原边电流 k为： 表示流经 U的初始电流值， 。表示输出电压。 针对上述原边电流的波形进行举例， 如图 所示， 为本申请实施例提供的只有原边谐 振电容的原边电流变化示意图， 从图 可知， 表示原边绕组电流， K 是围绕 振荡的正弦波形。 在仅有副边谐振电容时， 原边电容视为恒定电压源， 谐振电路的状态方程为： 其 中 表示谐振状态的初始 时间点， U表示 U的初始电流值， V。表示输出电压， 表示 L的初始电流值。 针对上述原边电流的波形进行举例， 如图 9所示， 为本申请实施例提供的原边谐振电 容和副边谐振电容构成混合谐振的原边电流变 化示意图， 从图 9可知， 从上到下， k (t) 混合谐振 的原边电流波形等效于原边谐振和副边谐振的 原边电流波形的混合， 如图 10 所示， 为本申请实施例提供的原边谐振电容和副边谐 振电容构成混合谐振的原边电流变化 示意图， 虚线框表示一个时间窗， 时间窗大小为 ( l-D) *T， T表示一个非对称半桥反激变 换器的开关周期， 在一个 ( l-D) *T的时间周期内， 混合谐振的原边电流波形等效于图 10 的左右虚线框中的电流混合之后的波形。可见 ，混合谐振的电流波形可以更加灵活的调节， 在调节的过程中，可以使其电流整体更接近平 均值，从而减小流经第三功率管的电流有效值 。 通过前述 的举例说明可知， 本申请实施例中引入副边谐振电容来实现混合 谐振， 有效 调节原来的谐振电流波形， 减小副边谐振电流的有效值， 减少第三功率管的导通损耗， 提 高非对称半桥反激变换器的效率。 另外， 本申请实施例中， 副边谐振电容可以减小流经输 出电解电容的纹波电流， 降低电解电容的损耗， 提高非对称半桥反激变换器的效率。 本 申请实施例中还提供一种电源系统， 如图 11所示， 电源系统包括： 直流电源和如前 述图 1、 图 3至图 5中任一项所述的非对称半桥反激变换器， 其中， 所述非对称半桥反激变换器的输入端耦合所述 直流电源。 在本 申请的一些实施例中， 电源系统还包括： 负载， 其 中， 非对称半桥反激变换器的输出端耦合所述负载 。 通过前述本 申请实施例的举例说明可知， 电源系统可以包括非对称半桥反激变换器， 该非对称半桥反激变换器包括： 第一功率管、 第二功率管、 原边谐振电容、 变压器、 第三 功率管和副边谐振电容，其中，第一功率管与 第二功率管串联之后耦合在直流电源的两端； 变压器包括： 励磁电感和变压器漏感， 变压器的原边通过原边谐振电容并联在第一功 率管 的两端， 变压器的副边耦合有第三功率管和副边谐振电 容。 由于变压器的原边耦合有原边 谐振电容， 变压器的副边耦合有副边谐振电容， 因此通过原边谐振电容与副边谐振电容的 配合，可以调节流经第三功率管的电流波形， 以使得流经第三功率管的电流的有效值减少， 从而减少第三功率管的导通损耗， 提高非对称半桥反激变换器的效率， 从而也提高电源系 统的效率。 本 申请实施例中还提供一种电源系统， 电源系统包括： 直流电源和如前述图 1至图 2 中任一项所述的非对称半桥变换器， 其中， 所述非对称半桥变换器的输入端耦合所述直流 电源。 在本 申请的一些实施例中， 电源系统还包括： 负载， 其 中， 非对称半桥变换器的输出端耦合所述负载。 通过前述本 申请实施例的举例说明可知， 电源系统可以包括非对称半桥变换器， 该非 对称半桥变换器包括： 第一功率管、 第二功率管、 原边谐振电容、 变压器、 第三功率管和 副边谐振电容， 其中， 第一功率管与第二功率管串联之后耦合在直流 电源的两端； 变压器 包括：励磁电感和变压器漏感，变压器的原边 通过原边谐振电容并联在第一功率管的两端， 变压器的副边耦合有第三功率管和副边谐振电 容。由于变压器的原边耦合有原边谐振电容， 变压器的副边耦合有副边谐振电容，因此通过 原边谐振电容与副边谐振电容的配合，可以调 节流经第三功率管的电流波形，以使得流经第 三功率管的电流的有效值减少，从而减少第三 功率管的导通损耗， 提高非对称半桥变换器的效率， 从而也提高电源系统的效率。 本申请实施例不具体限 定开关管的实现类型， 具体为可控开关管， 例如金属氧化 物半导体场效应 晶体管， 绝缘栅双极型晶体管等。 需要说 明的是， 本申请的说明书和权利要求书及上述附图中的 术语 “第一”、 “第二” 仅用于描述目的， 而不能理解为指示或暗示相对重要性。 上述术语“第一”、 “第二”等是 用于区别类似的对象， 而不必用于描述特定的顺序或先后次序。 应该理解这样使用的术语 在适当情况下可以互换， 这仅仅是描述本申请的实施例中对相同属性的 对象在描述时所采 用的区分方式。 此外， 术语 “包括”和 “具有” 以及他们的任何变形， 意图在于覆盖不排 他的包含， 以便包含一系列单元的过程、 方法、 系统、 产品或设备不必限于那些单元， 而 是可包括没有清楚地列出的或对于这些过程、 方法、 产品或设备固有的其它单元。 在本 申请中， “至少一个（项） ”是指一个或者多个， “多个”是指两个或两个以上。“和 /或”， 用于描述关联对象的关联关系， 表示可以存在三种关系， 例如， “A和 /或 B”可以表 不： 只存在 A， 只存在 B以及同时存在 A和 B三种情况， 其中 A， B可以是单数或者复数。 字符 “/”一般表示前后关联对象是一种 “或” 的关系。 “以下至少一项（个） ”或其类似表 达， 是指这些项中的任意组合， 包括单项 （个） 或复数项 （个） 的任意组合。 例如， a， b 或 c中的至少一项 （个）， 可以表示： a， b， c， “a和 b”， “a和 c”， “b和 c”， 或 “a和 b 和 c”， 其中 a， b， c可以是单个， 也可以是多个。 在本 申请各实施例中的各功能单元可以全部集成在 一个处理单元中， 也可以是各单元 分别单独作为一个单元， 也可以两个或两个以上单元集成在一个单元中 ， 上述集成的单元 既可以采用硬件的形式实现， 也可以采用硬件加软件功能单元的形式实现。 以上所述， 仅是本申请的较佳实施例而已， 并非对本申请作任何形式上 的限制。 虽然本申请 已以较佳实施例揭露如上 ， 然而并非用以限定本申请。 任何熟悉本领域的 技术人员， 在不脱离本申请技术方案范 围情况下， 都可利用上述揭示的方法和技术 内 容对本申请技 术方案做出许多可能的变动和 修饰， 或修改为等同变化的等效实施例。 因此， 凡是未脱离本申请技术方案 的内容， 依据本申请的技术实质对以上实施例所做 的任何简单修改 、 等同变化及修饰， 均仍属于本申请技术方案保护的范围内。