COMPRENANT UN TEL CIRCUIT

L'invention porte sur un circuit formateur de faisceau pour une antenne à réseau phasé, du type à chaîne d'oscillateurs couplés. L'invention porte également sur un système d'antenne à réseau phasé comprenant un tel circuit.

L'invention est destinée en particulier à des applications dans les domaines des télécommunications, des radars et de l'imagerie médicale.

Dans les systèmes de communication omnidirectionnels, largement utilisés dans de nombreuses applications radiofréquences, l'émetteur rayonne dans toutes les directions et seule une petite fraction de cette puissance rayonnée est captée par le récepteur. En conséquence, une grande partie de la puissance rayonnée est perdue ou, pire, elle est réfléchie sur différents obstacles générant d'une part des évanouissements dus à l'interférence destructive entre des contributions ayant suivi des trajets différents, et d'autre part une pollution électromagnétique affectant les autres utilisateurs. L'utilisation d'antennes « intelligentes » à faisceau directif permet de réduire cette pollution électromagnétique ainsi que d'améliorer la qualité de la transmission, que ce soit au niveau de l'augmentation du rapport signal sur bruit côté récepteur en diminuant le niveau des interférences reçues ou de l'augmentation de la puissance rayonnée côté émetteur.

Une orientation dynamique du faisceau peut être obtenue grâce à l'utilisation d'antennes implantées selon une configuration géométrique spécifique. La configuration la plus simple est celle du réseau phasé linéaire, dans lequel plusieurs éléments d'antenne sont alignés le long d'une droite (plus rarement sur une courbe). Dans ces conditions, l'orientation et la formation de faisceaux sont obtenues par le contrôle de l'amplitude et/ou de la phase du signal radiofréquence alimentant chacun des éléments rayonnants qui constituent ce réseau.

La figure 1 illustre un système d'antenne comprenant un réseau phasé linéaire RPL, un circuit formateur de faisceau CFF et une source de signal radiofréquence SRF. La source SRF génère un signal radiofréquence, qui peut être modulé pour porter une information.

Le circuit formateur de faisceau CFF comprend un diviseur de puissance radiofréquence DPRF qui répartit le signal d'entrée, issu de la source SRF, entre plusieurs sorties (cinq dans l'exemple de la figure). La répartition peut être homogène ou inhomogène, fixe ou variable. Une répartition variable de la puissance permet de contrôler la forme du diagramme de rayonnement du système d'antenne, en plus de son orientation. Chaque sortie du diviseur de puissance est connectée à un déphaseur respectif DP1 - DP5 introduisant un déphasage variable qui permet de contrôler l'orientation du diagramme de rayonnement du système d'antenne ; des atténuateurs ou amplificateurs variables peuvent également être prévus pour contrôler la forme de ce diagramme, en alternative ou en complément de l'utilisation d'un diviseur de puissance à répartition variable.

La sortie de chaque déphaseur alimente un élément d'antenne

EA1 - EA5. Ces éléments sont alignés, distants d'une demi-longueur d'onde afin de minimiser les couplages électromagnétiques

La figure 2 permet de comprendre le mécanisme de formation et d'orientation d'un diagramme de rayonnement.

On considère un réseau phasé linéaire constitué de M antennes émettrices espacées d'une distance d et alimentées par M sources déphasées d'un angle Δφ l'une par rapport à l'autre. On montre alors que si la

-i k.r

première antenne rayonne un champ électrique ^{E 1=A e} , où A est l'amplitude,

2π

k la constante de propagation donnée par k =— avec λ la longueur d'onde et

À

r la distance au récepteur, alors l'amplitude du champ électrique total rayonné par les M antennes vaut :

E\ = \A avec x = k.d.sin# - Δφ

On note que cette amplitude |E| est maximale lorsque x=0. Dans ces conditions, la direction optimale d'émission ou de réception est donnée pour un angle de dépointage 6> = arcsin qui dépend de la

distance d entre les deux antennes et du déphasage Δφ existant entre les signaux appliqués sur ces antennes. Sur la figure 2, la référence DR identifie le diagramme de rayonnement émis par le réseau phasé ; classiquement ce diagramme se constitue d'un lobe principal et de plusieurs lobes latéraux (seuls deux sont représentés).

En plus du contrôle de l'orientation du diagramme de rayonnement, il est possible d'influencer la forme du diagramme de rayonnement en agissant sur les amplitudes des signaux alimentant les antennes. Par ailleurs, l'antenne élémentaire n'étant pas isotrope, la forme du diagramme de rayonnement dépend aussi de son orientation : si on n'intervient pas sur les amplitudes d'excitation des antennes, le lobe central s'élargit lorsque la valeur de l'angle Θ augmente.

Les articles [1 ] et [2] illustrent l'état de la technique dans le domaine des systèmes d'antenne à réseau phasé linéaire conventionnels, du type représenté sur la figure 1 .

Un inconvénient de cette architecture provient de la complexité du circuit formateur de faisceau, qui comprend au moins M déphaseurs (un par antenne), chacun piloté par un signal de commande distinct.

Une architecture très différente a été proposée dans les années

1990 par R. York et collaborateurs (voir les publications [3 - 5]). Elle est illustrée par la figure 3.

Cette figure montre un système d'antenne à réseau phasé linéaire dans lequel le circuit de commande, ou formateur de faisceau, est essentiellement constitué d'une chaîne d'oscillateurs électroniques 01 - OM, que l'on supposera par simplicité identiques, couplés entre eux par l'intermédiaire d'impédances de couplage respectives Z _c qui, elles aussi, seront supposées identiques entre elles. Plus précisément, chaque oscillateur de la chaîne est couplé à ses deux plus proches voisins par l'intermédiaire d'une impédance, qui peut être purement résistive ou bien réactive ; les oscillateurs disposés aux extrémités de la chaîne (O1 et OM) sont couplés à leur plus proche voisin unique. Au moins lesdits oscillateurs d'extrémité présentent une fréquence d'oscillation libre pouvant être contrôlée ; en pratique, il s'agira d'oscillateurs commandés en tension (VCO, de l'anglais « voltage controlled oscillator »). De préférence, tous les oscillateurs seront des VCO, bien que seuls les deux d'extrémité soient effectivement pilotés par des tensions de commande respectives V01 , V02.

Le principe de fonctionnement de ce circuit est le suivant.

On suppose que les différentes fréquences libres des oscillateurs se situent à l'intérieur d'une certaine plage de synchronisation. Dans ces conditions, à l'intérieur de cette plage, les oscillateurs se synchronisent spontanément avec une relation de phase liée à la répartition initiale de leurs fréquences d'oscillation libre. Plus précisément, si tous les oscillateurs intermédiaires (02 - O(M-1 )) présentent une même fréquence d'oscillation f ₀ tandis que les oscillateurs d'extrémité présentent des fréquences d'oscillation libre fo-Δί et fo+Δί, alors un déphasage identique Δφ s'établit entre les oscillateurs adjacents. On peut démontrer que le déphasage Δφ est indépendant du nombre d'oscillateurs constituant le réseau. Ainsi, en contrôlant uniquement les fréquences d'oscillation libre des oscillateurs situés aux deux extrémités du réseau linéaire (deux signaux de commande), il est possible d'obtenir une variation linéaire de phase dont le gradient dépend de Δί.

L'architecture de la figure 3 permet donc d'orienter le diagramme de rayonnement d'un système d'antenne à réseau phasé linéaire, mais pas d'en modifier la forme sauf à introduire des atténuateurs variables, ce qui irait à rencontre du but recherché, à savoir une simplification du circuit de commande.

La figure 4 montre comment le déphasage entre deux oscillateurs couplés dépend de l'écart entre leurs fréquences d'oscillation libre. Les oscillateurs sont deux VCO, couplés par l'intermédiaire d'un circuit RLC (résistif - inductif - capacitif) série. Pour un écart de fréquence trop important (environ 150 MHz, dans l'exemple de la figure, pour une fréquence centrale f ₀ =1 GHz), la synchronisation entre les oscillateurs est perdue. On observe que la valeur absolue du déphasage Δφ ne peut pas dépasser 90°. Il s'agit là de la principale limitation de cette architecture : en effet, dans un réseau phasé, un déphasage de 90° entre deux éléments d'antenne adjacents correspond à un angle de dépointage θ _Εηαχ =30° lorsque l'on considère les éléments d'antenne isotropes, hypothèse qui sera toujours sous-entendue par la suite. En réalité, la valeur limite de 90° ne peut pas être atteinte. Par conséquent, dans le système d'antenne de la figure 3, le faisceau ne peut être orienté qu'entre -28° et +28° environ.

L'invention vise à remédier aux inconvénients de l'art antérieur en procurant un circuit formateur de faisceau associant la simplicité de l'architecture de la figure 3 à une flexibilité proche de celle de l'architecture conventionnelle de la figure 1.

Un objet de l'invention, permettant d'atteindre ce but, est un circuit formateur de faisceau pour une antenne à réseau phasé comprenant une chaîne linéaire d'oscillateurs électroniques radiofréquences couplés, dans lequel au moins deux oscillateurs situés aux extrémités de ladite chaîne présentent une fréquence d'oscillation libre variable, ledit circuit étant caractérisé en ce que lesdits oscillateurs sont de type différentiel, chacun d'entre eux étant adapté pour générer un premier signal oscillatoire, dit positif, et un deuxième signal oscillatoire, dit négatif, en opposition de phase parfaite.

On entend par « radiofréquences » des fréquences comprise entre 1 MHz et 300 GHz ; cela inclut donc les microondes ou hyperfréquences (1 - 100 GHz) ainsi que les ondes millimétriques (100 - 300 GHz).

On entend par « chaîne » d'oscillateurs couplés un ensemble d'oscillateurs pourvus d'une relation d'ordre, dans laquelle chaque oscillateur est couplé à ses deux plus proches voisins, sauf le premier et le dernier oscillateur, qui ne sont couplés qu'à leur unique plus proche voisin. Le couplage peut se faire, généralement, par l'intermédiaire d'un circuit électrique, purement résistif, purement réactif ou bien à la fois résistif ou réactif. Un couplage électromagnétique peut également être envisagé dans certains cas. Typiquement, mais pas nécessairement, la force du couplage peut être la même entre toutes les paires d'oscillateurs.

Le réseau phasé de l'invention peut être linéaire. Il peut également s'agir d'un réseau bidimensionnel constitué par une pluralité de sous-réseaux linéaires. Il peut également s'agir d'un réseau bidimensionnel à structure matricielle dans lequel chaque oscillateur alimente plusieurs éléments d'antenne formant une même ligne ou une même colonne de la matrice.

Tous les oscillateurs de la chaîne peuvent être identiques entre eux, bien que cela ne soit pas essentiel. En particulier, tous les oscillateurs peuvent être des oscillateurs commandés en tension.

Selon un premier mode de réalisation de l'invention, le circuit peut comprendre également une pluralité de multiplexeurs pour sélectionner, depuis chaque oscillateur, l'un ou l'autre desdits premier et deuxième signaux oscillatoires. Un tel circuit peut comprendre également un système de commande desdits multiplexeurs adapté pour :

dans un premier état, sélectionner un même dit signal oscillatoire depuis tous les oscillateurs ; et

dans un deuxième état, sélectionner des signaux oscillatoires opposés depuis des oscillateurs adjacents.

Selon d'autres modes de réalisation de l'invention, mieux adaptés à la transmission de données, le circuit peut comprendre, à la place des multiplexeurs, une pluralité de modulateurs (pour un fonctionnement en émission) ou démodulateurs (pour un fonctionnement en réception), chacun desdits oscillateurs étant connecté à un modulateur ou démodulateur respectif pour servir d'oscillateur local.

Dans le cas d'un système fonctionnant en émission, le circuit formateur de faisceau peut comprendre également un système pour distribuer auxdits modulateurs un signal en bande de base, ledit système de distribution étant adapté pour : dans un premier état, distribuer ledit signal à tous les modulateurs avec une même phase ; et, dans un deuxième état, distribuer un signal inversé à un modulateur sur deux, de manière alternative.

Dans le cas d'un système fonctionnant en réception, le circuit formateur de faisceau peut comprendre également un système pour former un signal en bande de base : dans un premier état, en additionnant directement les signaux démodulés par lesdits démodulateurs ; et dans un deuxième état, en additionnant lesdits signaux après avoir inversé ceux issus d'un démodulateur sur deux, de manière alternative. Avantageusement, lesdits modulateurs peuvent être des modulateurs vectoriels et ledit signal en bande de base peut être un signal vectoriel comportant une composante I et une composante Q en quadrature.

Lesdits modulateurs/démodulateurs peuvent être des modulateurs/démodulateurs à cellule de Gilbert, ou plus généralement, translinéaires, fonctionnant de préférence en mode différentiel.

Selon encore un autre mode de réalisation de l'invention, les oscillateurs peuvent être couplés à leurs plus proches voisins par l'intermédiaire de résistances variables, de préférence réalisées sous la forme de transistors à effet de champ. Cela permet de modifier le déphasage Δφ - et donc l'angle de dépointage ^ _max du faisceau d'antenne - en agissant sur la force de couplage, et non seulement sur l'écart entre les fréquences d'oscillation libre des oscillateurs aux extrémités de la chaîne. Un tel circuit peut comprendre également un système de commande pour faire varier symétriquement et dans des sens opposés les fréquences d'oscillation libre des deux dits oscillateurs aux extrémités de la chaîne, et pour faire varier les valeurs desdites résistances variables tout en les maintenant égales entre elles.

Ce dernier mode de réalisation peut être combiné avec les précédent, tant celui basé sur l'utilisation de multiplexeurs, que ceux utilisant des modulateurs ou des démodulateurs. Le principe du couplage par l'intermédiaire de résistances variables peut s'appliquer également à un système du type illustré sur la figure 3, ne comportant pas d'oscillateurs différentiels. Un autre objet de l'invention est un système d'antenne à réseau phasé comprenant un circuit formateur de faisceau tel que décrit ci-dessus, ainsi qu'une pluralité d'éléments d'antenne agencés de manière à former un réseau phasé alimenté par ledit circuit.

D'autres caractéristiques, détails et avantages de l'invention assortiront à la lecture de la description faite en référence aux dessins annexés donnés à titre d'exemple et qui représentent, respectivement :

- La figure 1 , le schéma fonctionnel d'un système d'antenne à réseau phasé conventionnel ;

. La figure 2, le principe du contrôle de l'orientation du diagramme de rayonnement d'un tel système d'antenne ; La figure 3, le schéma fonctionnel d'un système d'antenne à réseau phasé du type à chaîne d'oscillateurs couplés, connu de l'art antérieur ;

La figure 4, un graphique illustrant le déphasage entre deux oscillateurs couplés en fonction de l'écart entre leurs fréquences d'oscillation libre ;

La figure 5, le schéma fonctionnel d'un système d'antenne selon un premier mode de réalisation de l'invention ;

La figure 6, le schéma électrique d'un oscillateur commandé en tension réalisé en technologie MOS utilisé pour la mise en œuvre du système de la figure 5 ;

La figure 7, le schéma fonctionnel d'un système d'antenne selon un deuxième mode de réalisation de l'invention ;

Les figures 8A et 8B, respectivement, le schéma fonctionnel d'un modulateur vectoriel utilisé pour la mise en œuvre du système de la figure 7, et une cellule de Gilbert faisant partie d'un tel modulateur ;

La figure 9, un graphique illustrant le déphasage entre deux oscillateurs couplés à travers une résistance, en fonction de la valeur de ladite résistance et pour trois différents écarts entre leurs fréquences d'oscillation libre ;

La figure 10, le schéma fonctionnel d'un système d'antenne selon un troisième mode de réalisation de l'invention ; et

La figure 1 1 , le schéma fonctionnel d'un système d'antenne fonctionnant en réception, selon un quatrième mode de réalisation de l'invention.

Les présents inventeurs se sont rendus compte du fait qu'il est possible de surmonter les limitations du circuit formateur de faisceau de la figure 3 et obtenir des déphasages quasiment arbitraires - et donc une variabilité presque totale de l'angle de dépointage du faisceau d'antenne - simplement en remplaçant les oscillateurs « à sortie unique » par des oscillateurs différentiels.

La figure 5 illustre un système d'antenne à réseau phasé linéaire selon un premier mode de réalisation de l'invention. Le circuit de commande (ou formateur de faisceau) de ce système est constitué par une pluralité d'oscillateurs différentiels commandés en tension (VCO) identiques (cinq, dans l'exemple représenté sur la figure, mais le nombre pourrait être bien plus élevé, par exemple compris entre huit et plusieurs dizaines) VC01 - VC05. Comme expliqué plus haut, les oscillateurs autres que les deux extrêmes pourraient présenter une fréquence d'oscillation libre constante.

La figure 6 illustre le schéma électrique d'un VCO conventionnel en technologie MOSFET, du type à simple paire croisée. La partie active de ce circuit est constituée par deux transistors N-MOS, T1 et T2 couplés de telle manière que le signal de grille de T1 est prélevé sur le drain de T2 et vice-versa. Les transistors sont polarisés par le bas au moyen d'un miroir de courant MC. Leurs drains sont connectés à une ligne maintenue au potentiel Vcc par l'intermédiaire de circuits LRC respectifs, dans lesquels la capacité (CV1 , CV2) est réalisée au moyen d'une diode VARACTOR de manière à dépendre d'une tension de contrôle. Le fonctionnement d'un tel circuit est connu en soi et décrit, par exemple, par [6].

D'autres structures de VCOs sont connues de l'art antérieur et peuvent être appliquées à l'invention.

Chaque oscillateur présente deux bornes de sortie, pour deux signaux différentiels Vd1 , Vd2 en opposition de phase. Les phases des tensions différentielles positive et négative présentes sur le i ^eme VCO (VCOi) sont notées respectivement Φρ, et ΦΝΙ· Les oscillateurs adjacents sont couplés entre eux par des impédances de couplage Z _c connectées entre leurs bornes de sortie.

Chaque oscillateur est associé à un multiplexeur respectif MUX ^' i qui permet d'appliquer le signal ayant la phase Φρ, ou bien Φ _Νί à l'entrée d'un amplificateur de puissance respectif HPAi, dont la sortie est reliée à un élément d'antenne, ou radiateur, EAj, qui peut être par exemple du type à cornet électromagnétique ou « patch ». Chaque multiplexeur est commandé par un signal de commande respectif. Par exemple, ce signal peut prendre deux valeurs représentées par 0 et 1 ; lorsque le signal est égal à 0, le multiplexeur MUXi sélectionne le signal de sortie « positif » de l'oscillateur VCOi, c'est à dire Φρί, et lorsque le signal est égal à 1 , il sélectionne le signal de sortie « négatif », c'est à dire Φ _Ν ί· Comme pour les structures non-différentielles, le déphasage maximum qu'il est possible d'obtenir entre deux oscillateurs adjacents (ex : Φ _Ρ , et Φρί ₊ 1 ou bien ΦΝΙ et Φ Ι+Ι) est de ±90°. Par contre, le fait de disposer des phases complémentaires permet d'élargir la dynamique de dépointage. En effet, il est possible d'imaginer plusieurs scénarii.

Scénario 1 : 0° <Δφ< +90° ( 0°<eEmax ^<+ 30 ^o ).

De façon classique, ces valeurs de déphasage peuvent être obtenues en contrôlant les fréquences d'oscillation libre des deux oscillateurs placés aux extrémités (VC01 et VC05). Dans ces conditions, toutes les tensions de commandes des multiplexeurs sont identiques pour sélectionner uniquement les signaux ayant une phase Φρί ou bien Φ^.

Scénario 2 : -90° <Δφ< 0° ( -30 ^o <e _E max ^< 0°).

Ce cas est similaire au cas précédent ; dans ce cas également toutes les tensions de commandes des multiplexeurs sont identiques pour n'appliquer aux éléments rayonnants que les signaux ayant une phase Φ _ΡΙ ou bien ΦΝΙ·

Scénario 3 : 90° <Δφ< 180° ( +30°<e _E max ^<+ 90 ^o ).

Ce scénario est une situation qui n'aurait pas pu être satisfaite par le système de la figure 3. Ce n'est que grâce à la structure différentielle, qui permet de disposer des phases « complémentaires », qu'il est possible de répondre à cette configuration. Pour cela, il est nécessaire de procéder de la façon suivante :

1 ) Tout d'abord, pour obtenir un tel déphasage Δφ [90°, 180°], il faut imposer un déphasage que l'on notera Δφ _3ρρ = Δφ-π entre deux éléments adjacents. Ce déphasage Δφ _3ρρ est obtenu grâce aux commandes des deux oscillateurs situés aux extrémités VC01 et VC05. Dans ces conditions, ce déphasage Δφ _3ρρ [-90°, 0°] se situe dans le domaine de fonctionnement des oscillateurs synchronisés (-90° <Δφ _3ρρ < 90°).

2) Ensuite, il faut choisir, entre les deux signaux différentiels, le signal qui doit être appliqué sur l'ensemble rayonnant : amplificateur de puissance plus antenne élémentaire, pour obtenir le déphasage souhaité.

La combinaison qui permet d'atteindre ces valeurs de déphasages requises est la suivante : Φ _Ρ1 , ΦΝ2, ΦΡ3, Φ 4, ΦΡ5 En effet :

La sortie positive du premier oscillateur VC01 , Φρι , peut être choisie comme référence, soit Φ _Ρ ι = 0°.

Deuxième oscillateur VC02 : Φ _Ρ2 = ΦΡΙ+ Δφ _3ρρ = Φ _Ρ1 + Δφ- π ; en prenant la voie différentielle qui est déphasée de 180°, on obtient : Φ _Ν2 = Φ _Ρ2 + π, soit Φ _Ν 2 = Acp

Troisième oscillateur VC03 : Φ _Ρ3 = Φ _Ρ ι +2·Δφ _3ρρ = Φ _Ρ ι + 2 (Δφ-π)= 2·Δφ-2 π, soit Φ _Ρ3 = 2·Δφ.

Quatrième oscillateur VC04 : Φ _Ρ4 = Φ _Ρ +3.Δφ _9ρ = Φ _Ρ ι + 3.(Δφ-π) = 3·Δφ-3π ; en prenant la voie différentielle qui est déphasée de 180°, on obtient : Φ _Ν4 = 3 Δφ-2 π, soit Φ _Ν4 = 3·Δφ.

Cinquième oscillateur VC05 : Φ _Ρ5 = 4·Δφ _3ρρ = 4·(Δφ- π)= 4 Δφ-4 π, soit Φ _Ρ 5 = 4·Δφ.

Scénario 4 : -180° <Δφ< -90° ( -9O°<0 _E max<-3O ⁰ ).

De même que le scénario 3, cette configuration n'aurait pas pu être satisfaite avec une structure non différentielle. Pour obtenir ces différentes phases, il est possible de procéder de la façon suivante :

1 ) Tout d'abord, grâce aux commandes des oscillateurs d'extrémité VC01 et VC05, il faut appliquer un déphasage Acpapp= Δφ-π ; Cette configuration devient alors identique aux scénarios 1 ou 2.

2) Ensuite, il faut choisir le signal qui doit être appliqué sur l'ensemble amplificateur de puissance plus antenne.

La même configuration que celle utilisée dans le scénario 3 permet d'atteindre ces valeurs de déphasages, soit :Φ ι , Φ 2, ΦΡ3, ΦΝ4, Φρβ

En effet :

- Φρι = 0°.

ΦΝΣ = Δφ _3ρρ + π = (Δφ-π)+ π = Δφ, soit Φ _Ν 2 = Δφ.

Φ _Ρ3 = 2. Δφ _3ρρ = 2·(Δφ-π)= 2·Δφ-2 π, soit Φ _Ρ3 = 2·Δφ.

Φ _Ν4 3·Δφ _3ρΡ + π = 3·(Δφ-π) + π = 3 Δφ-2ττ, soit Φ _Ν = 3·Δφ. - Φ _Ρ5 = 4·Δφ _3ρρ = 4· (Δφ-π)= 4·Δφ-4 π, soit Φ _Ρ5 = 4.Δφ.

Comme dans le cas du scénario 3, les signaux appliqués aux antennes seront donc pris alternativement sur la phase positive et la phase négative. On peut donc faire varier l'angle de dépointage du faisceau d'antenne sur la plage de -90° à +90°, donc sur 180°, avec seulement deux« régions interdites » autours de ±30°. Si le faisceau d'antenne n'est pas trop étroit, ces régions interdites n'ont que peu de conséquences pratiques.

A première vue il pourrait sembler que la distribution des signaux de commande ne soit pas sensiblement simplifiée par rapport au cas de la figure 1 : en effet, il y a un signal de commande Vi pour chaque multiplexeur, et donc pour chaque oscillateur, plus deux signaux V01 et V02 commandant les fréquences libres des deux oscillateurs placés aux extrémités de la chaîne.

En réalité, en ce qui concerne la commande des multiplexeurs il n'y a que deux cas possibles :

♦ Cas 1 : -90° <Δφ< +90° (-30°<e _Emax <+30°), ce qui correspond aux scénarios 1 et 2.

Dans ces conditions, il faudra uniquement prendre les phases Φ _Ρ , (ou bien uniquement les phases ΦΝΙ·)· Par conséquent, pour de telles valeurs de déphasages, les tensions de commande des multiplexeurs seront choisies identiques.

♦ Cas 2 : +90° <Δφ< +270° ( -90°< e _Emax <-30° et +30°< 0 _Emax < +90°), ce qui correspond aux scénarios 3 et 4.

Pour ces déphasages, les phases devant être retenues sont alternativement Φρ et ΦΝ _Ι+ 1 ou bien l'inverse ΦΝ, et Φρ,+ι . Ceci implique que les tensions de commande appliquées à deux multiplexeurs correspondant à des antennes adjacentes soient de signes opposés.

Ainsi, comme le montre la figure 5, il suffit de disposer de deux signaux de commandes numériques V1 et V2, qui sont respectivement appliqués sur les multiplexeurs pairs et impairs. Dans un système mature, il est facilement imaginable de fixer V1 comme référence et de ne commander que V2, limitant ainsi le nombre de commande à trois (V2, V01 , V02), ce qui est parfaitement acceptable d'un point de vue système. Ces signaux sont générés par un système de commande SYC, de préférence numérique et par exemple à microprocesseur. Il pourrait être reproché à ce système de n'apporter aucun avantage par rapport à l'utilisation de VCOs non-différentiels couplés entre eux, auxquels seraient associés en sortie des amplificateurs différentiels ou bien des amplificateurs suiveurs ou inverseurs commandés par un système de commande identique à celui décrit ici. Cependant, en particulier pour des fréquences élevées (1 GHz ou plus), il est nécessaire d'assurer une très grande précision sur la phase et donc une très grande maîtrise des temps de propagation des différents signaux. Ceci est très difficile en prenant une autre architecture que celle proposée.

La principale limitation du système de la figure 5 est qu'il ne permet pas de transmettre des données de manière efficace. En effet, à cause des non-idéalités des oscillateurs commandés en tension, la fréquence de synchronisation du système global dépend (légèrement) des fréquences imposées par les oscillateurs placés aux extrémités. Cette variation, même minime, peut être gênante pour une application telle que la transmission de données pour laquelle la fréquence de la porteuse doit être stable. Cependant, elle est parfaitement acceptable dans le domaine des radars, où des salves de fréquences sont envoyées dans différentes directions.

Dans le mode de réalisation de la figure 7, les multiplexeurs MUXi sont remplacés par des modulateurs vectoriels MVi, de préférence du type translinéaire à cellule de Gilbert.

La figure 8A illustre la structure, connue en soi, d'un tel modulateur. La porteuse radiofréquence est de type différentiel, constituée de deux signaux sinusoïdaux en opposition de phase, P+ et P- ; les oscillateurs différentiels VC01 - VC05 fournissent naturellement ces signaux et servent ainsi d'oscillateurs locaux. Un circuit quadrateur CQ décompose tant la phase positive que la phase négative de la porteuse en deux composantes en quadrature, c'est-à-dire déphasées de 90° - ce qu'on appelle les composantes « I » et « Q » (PI+, PQ+, PI-, PQ-). Les deux phases, positive et négative de la porteuse I sont fournies à une première cellule de Gilbert CG1 , où elles sont multipliées par un premier signal en bande de base Si(t), qui contient une première moitié de l'information à transmettre. De même, les deux phases, positive et négative de la porteuse Q sont fournies à une deuxième cellule de Gilbert CG2, où elles sont multipliées par un deuxième signal en bande de base SQ(Î.), qui contient une deuxième moitié de l'information à transmettre. Comme le montre la figure 8B, les signaux en bande de base sont de type différentiel, comme la porteuse P+/P-. Dans un souci de simplicité, cela n'est pas représenté sur les figures 7, 8A et 10,

Les signaux de sortie des deux cellules de Gilbert sont additionnés, généralement au moyen d'un transformateur radiofréquence non représenté, pour former le signal (unipolaire) de sortie du modulateur différentiel, SO(t).

Les cellules de Gilbert sont connues, par exemple, de [7, 8],

La figure 8B illustre le schéma électrique d'une cellule de Gilbert en technologie MOS. Elle est constituée par deux amplificateurs différentiels formés par des paires de transistors couplés par leurs sources (Q1/Q4 ; Q3/Q5) dont les sorties sont connectées en opposition de phase. Les sources de ces transistors sont connectées aux drains d'une troisième paire différentielle (Q2/Q6) ; par conséquent, les courants de sortie des deux premières paires différentielles dépendent linéairement des courants de drain de la troisième paire, ainsi que de leurs tensions d'entrée respectives (V1 +/V1-; V2+/V2-). Le signal différentiel de sortie, VOG, est prélevé entre les drains de Q1/Q3 et de Q4/Q5, reliés ensemble deux à deux.

En plus de permettre la transmission d'information, les modulateurs vectoriels peuvent être utilisés pour inverser les signaux envoyés à un élément d'antenne sur deux, de manière à permettre une orientation du faisceau d'antenne au-delà de la plage conventionnelle -30° - +30°. Pour cela, on procède comme dans le cas du premier mode de réalisation, sauf que l'inversion d'un signal sur deux n'est pas obtenue en utilisant un multiplexeur, mais en multipliant les signaux en bande de base Si et S _Q par +1 ou -1 . Dans ce but, le circuit formateur de faisceau de la figure 7 comprend un système SD pour distribuer aux modulateurs le signal vectoriel en bande de base (Si ; S _Q ), ce système de distribution étant adapté pour :

dans un premier état, distribuer ledit signal à tous les modulateurs avec une même phase (Si ; S _Q ) ; et dans un deuxième état, distribuer un signal inversé ( ⁵ ; , -'ç ) à un modulateur sur deux, de manière alternative.

Ainsi, l'orientation du diagramme de rayonnement est obtenue par un traitement numérique très simple du signal en bande de base.

Dans une application de type radar, les signaux en bande de base S|/SQ peuvent être constants par intervalles, et être utilisés uniquement pour l'orientation du diagramme de rayonnement. Dans ce cas (ou même dans certaines applications aux télécommunications) on peut également envisager l'utilisation de modulateurs non vectoriels, typiquement constitués par une simple cellule de Gilbert.

Un circuit du type illustré sur la figure 7 pourrait aussi être réalisé en utilisant des oscillateurs couplés non-différentiels, car ce sont les modulateurs qui introduisent les déphasages de 180° permettant l'orientation du faisceau sur une large plage de directions. Cependant, l'utilisation d'oscillateurs différentiels est très avantageuse en ce qu'elle permet d'utiliser des modulateurs à cellule de Gilbert, qui rejettent la fréquence de la porteuse du spectre du signal modulé évitant ainsi tous les problèmes de recombinaison de fréquence. En effet, soit une porteuse P(t) caractérisée par une pulsation COR et un signal en bande de base S(t), de pulsation o)s<<w _P . Comme les composants actifs du modulateur doivent être polarisés, une composante continue est superposée à ces deux signaux. Si on multiplie les signaux P(t) et S(t) sans prendre de précautions particulières, on obtiendra, en plus des signaux modulés aux fréquences cop±o)s, des composantes résiduelles non désirées aux fréquences 0 (continue), cos et ω _Ρ . En raison de leur structure différentielle, les cellules de Gilbert suppriment efficacement ces composantes résiduelle.

Par rapport au premier mode de réalisation de l'invention, le deuxième présente l'avantage additionnel de permettre l'utilisation de la totalité du signal généré. Cela signifie qu'il n'y a pas de signal créé qui ne soit pas utilisé, comme dans le cas où l'on utilise un multiplexage conduisant à écarter la moitié des signaux générés.

Le mode de réalisation de la figure 7 demeure affecté par le problème de la dérive de la fréquence de synchronisation, qui dépend de l'écart imposé entre les fréquences fo , fo2 d'oscillation libres des VCO d'extrémité, pilotés par les signaux de commandes V01 , V02. Plus cet écart est grand, plus la dérive est importante. Une première solution peut consister à injecter dans la chaîne d'oscillateurs un signal issu d'une boucle à verrouillage de phase, dont la fréquence est très stable. L'inconvénient de cette solution est la complexité additionnelle qu'elle implique.

Une solution alternative constitue le troisième mode de réalisation de l'invention. Les présents inventeurs se sont rendu compte que le déphasage entre deux oscillateurs adjacents ne dépend pas uniquement de l'écart de fréquence d'oscillation libre entre les deux oscillateurs d'extrémité, mais également de la force de leur couplage. En particulier, en supposant un circuit de couplage constitué par une simple résistance R _c , le déphasage peut être modifié en agissant sur la valeur de cette résistance. La figure 9 montre la dépendance de Δφ en fonction de R _c pour différentes valeurs de l'écart de fréquence f01-f02.

La figure 10 montre un circuit semblable à celui de la figure 7, mais dans lequel les impédances de couplage ont été remplacées par des MOSFETs Mp1 , Mn1 - Mp4, Mn4 fonctionnant en zone ohmique et agissant comme résistances variables commandées en tension, la tension de grille Vg servant de signal de commande. Ainsi, la variation de Δφ sur toute la plage voulue peut être obtenue en maintenant f 01 -f 02 dans une plage limitée. A la limite, f 0 -f 02 peut prendre seulement trois valeurs : 0, pour un angle de dépointage nul, +Δί, pour un angle de dépointage positif, et -Δί pour un angle de dépointage négatif, toute autre variation étant obtenue en agissant sur les résistances de couplage par l'application d'une tension opportune aux grilles des MOSFETS.

En général, f01 et f02 varient dans des sens opposés, de telle manière que (f01 +f02)/2 reste constant, tandis que les résistances R _c varient mais en restant égales entre elles (typiquement, les transistors Mp1 , Mn1 - Mp4, Mn4 sont égaux entre eux et pilotés par une même tension de grille Vg). Un système de commande SYC, de préférence numérique, par exemple à microprocesseur, génère les signaux de commande appropriés.

Les résistances de couplage peuvent être réalisées en utilisant d'autres types de transistors, par exemple à effet de champ à jonction (JFET) ou à haute mobilité électronique (HEMT). Elles peuvent faire partie de circuits de couplage plus complexes, par exemple comprenant également des éléments réactifs.

L'utilisation d'une résistance de couplage variable a été décrite en référence à un circuit à modulateurs ; elle peut également s'appliquer à un circuit formateur de faisceau de type à multiplexeurs (figure 5) ou même à un circuit utilisant des oscillateurs non différentiels, du type représenté sur la figure 3.

Jusqu'à présent, seul le cas d'un système d'antenne fonctionnant en émission a été considéré. Cependant, l'invention concerne également un système d'antenne fonctionnant en réception. La figure 1 1 montre une portion (les deux premiers éléments d'antenne EA1 , EA2, et les sections correspondantes du circuit de formation du faisceau) d'un tel système.

Dans le système de la figure 1 1 , les modulateurs vectoriels MVi sont remplacés par des démodulateurs, également vectoriels, DM1 , DM2, eux aussi basés sur des cellules de Gilbert.

Chaque démodulateur (DM1 , DM2) reçoit en entrée le signal sinusoïdal différentiel généré par l'oscillateur local respectif (VC01 , VC02) ainsi que le signal capté par un élément d'antenne EA1 , EA2, et fournit en sortie un signal démodulé de type vectoriel : S /SQI , S|2/S _Q2 . Le déphasage Δφ entre les différents oscillateurs locaux se répercute sur les signaux démodulés ; en outre les signaux issus de différents démodulateurs présentent un déphasage additionnel dû au décalage spatial entre les éléments d'antenne respectifs. En combinant entre eux ces différents signaux SM/SQI , S| ₂ /SQ ₂ etc .. dans un système de combinaison SC, il est possible de synthétiser un diagramme d'antenne dont l'orientation dépend de Δφ. Par analogie avec le cas de l'émission, on comprend que si le système de combinaison SC se limite à additionner les différents signaux élémentaires issus des démodulateurs, le diagramme d'antenne ne peut être orienté que dans la plage ±30°. Pour obtenir un angle de scansion plus important, il est nécessaire d'additionner les signaux issus des modulateurs d'ordre pair et d'y soustraire la somme des signaux issus des modulateurs d'ordre impair (ou vice-versa) ; ou bien, ce qui est équivalent, de changer le signe du signal issu d'un modulateur sur deux avant d'effectuer la combinaison. En d'autres termes, tout comme le système de distribution SD de la figure 10, le système de combinaison de la figure 1 1 présente deux états : un premier état dans lequel la combinaison se fait en additionnant directement les signaux démodulés par lesdits modulateurs ; et un deuxième état dans lequel la combinaison se fait en additionnant lesdits signaux après avoir inversé ceux issus d'un démodulateur sur deux, de manière alternative. La commande du système de la figure 1 1 n'est donc pas plus complexe que celle du système de la figure 0.

Sur la figure 1 1 , les connexions entre éléments d'antenne et démodulateurs ont été représentées comme étant directes, mais d'une manière connue des amplificateurs, des filtres, voire même des convertisseurs de fréquences, peuvent être prévus sur les trajets des signaux d'antenne.

Quel que soit le mode de réalisation choisi, le circuit formateur de faisceau de l'invention se prête particulièrement bien à l'intégration monolithique, par exemple en technologie N-MOS ou C-MOS.

Références :

[1 ] D. Parker et D. Zimmermann, « Phased arrays-Part I : Theory and Architectures », IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques, vol. 50, No. 3, pp. 678-687, mars 2002.

[2] D. Parker et D. Zimmermann, « Phased arrays-Part II :

Implementations, Applications, and Future Trends », IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques, vol. 50, No. 3, pp. 688-698, mars 2002.

[3] J. Lynch et R. York, « Synchronization of oscillators coupled through narrow-band networks », IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques, vol. 49, No. 2, pp.237-249, février 2001 .

[4] P. Liao et R. York, « A six-element beam scanning array », IEEE Microwave and Guided Wave Letters, vol. 4, No. 1 , pp. 20-22, janvier 1994.

[5] P. Liao and R. York, « A new phase-shifterless beam- scanning technique using arrays of coupled oscillators », IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques, vol. 41 , No. 10, pp. 1810-1815, octobre [6] M. Tiebout, « Low-Power Low-Phase-Noise Differentially Tuned Quadrature VCO Design in Standard CMOS", IEEE Journal of Solid- State Circuits, vol. 36, No.7, pp. 1018 - 1024, juillet 2001 .

[7] J. H. Babanezhad, « A 20-V Four-Quadrant CMOS Analog Multiplier », IEEE Journal of Solid-State Circuits, vol. sc-20, No.6, pp. 1 158 - 1 168, décembre 1985.

[8] Pei-Zong Rao et al. « An Ultra-Wideband High-Linearity CMOS Mixer With New Wideband Active Baluns", IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques, vol. 57, No.9, pp. 2184 - 2192, septembre