Schaltungsanordnung zum Bremsen eines Kollektormotors

Die Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung zum Bremsen eines Kollektormotors mit den Merkmalen des Oberbegriffs der Ansprüche 1 und 23.-

5 Bei einer gattungsgemäßen Schaltungsanordnung liegt im Bremsbetrieb zu der Parallelschaltung aus dem Anker und der Feldwicklung noch ein PTC-Widerstand-parallel. Dieser PTC-Widerstand weist eine mit der Temperatur ansteigende Impedanz auf und hat die Aufgabe, die Feld-

10 erregung nach Einsetzen der Selbsterregung im Brems¬ betrieb zu vermindern. Ohne diesen Widerstand würde bei der bekannten Schaltungsanordnung ein sogenanntes "Kollektorrundfeuer" auftreten, das zu einer sehr star¬ ken Lebensdauerverkürzung des Kollektors führt.

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Nachteilig bei dieser Schaltung der DE-P33- 035 185 ist die Temperaturabhängigkeit des Bremsvorganges insofern, als vollkommen unterschiedliche Bremszeiten Zustande¬ kommen, je nach dem, wie hoch die Anfangstemperatur .

20 des PTC-Widerstandes bei Bremsbeginn gewesen ist. Erfolgen zwei Bremsungen kurz hintereinander, ohne daß der PTC-Widerstand genügend ausgekühlt ist, so tritt bei der zweiten Bremsung eine stark erhöhte Bremswirkung auf.

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Andererseits kann es bei sehr tiefen Temperaturen ge¬ schehen, daß die Bremswirkung nur sehr verzögert ein¬ setzt, weil die Selbsterregung durch die Belastung des kalten und damit niederohmigen PTC-w ^' iderstandes 30 beeinträchtigt wird.

Schließlich muß bei der bekannten Schaltungsanordnung die Wärmekapazität und die Kennlinie des PTC-Widerstan- des recht genau auf die in dem Anker gespeicherte kinetische Energie abgestimmt werden, damit weder ein Kollektorrundfeuer entsteht noch ein ungenügendes Bremsverhalten bei niedrigen Drehzahlen. Selbst wenn jedoch diese Abstimmung exakt erfolgt ist, treten in dem Augenblick Fehlabstimmungen auf, wenn der Motor mit unterschiedlichen Schwungmassen gekuppelt wird.

Die bekannte Schaltung ist deswegen nicht universell einsetzbar und erfordert eine genaue Anpassung an den entsprechenden Einsatzfall.

Ob bei der bekannten Schaltungsanordnung die -Bremswir¬ kung tatsächlich zustandekomm , hängt von den Magneti— s-ierungsverhältnissen ab, die in dem Augenblick vorlie¬ gen, wenn der Motor aus dem Motorbetrieb in den Brems- betrieb umgeschaltet wird. Wenn der Restmagnetismus in diesem Augenblick zu klein ist, tritt bei der

Umschaltung in den Bremsbetrieb keine Selbsterregung auf und die Bremsung setzt aus.. Die bekannte Schaltung ist in dieser Hinsicht äußerst unzuverlässig.

Eine Schaltungsanordnung, die ohne temperaturabhängig arbeitende Bauelemente auskommt, ist in der deutschen Patentanmeldung P 35 39 841.8 beschrieben. Diese Schal¬ tungsanordnung verwendet einen Transistor, der im Bremsbetrieb in Serie mit der Feldwicklung geschaltet is und über eine Steuerschaltung mehr oder weniger aufgesteuert wird. Diese Schaltung zeigt ein konstan¬ tes Brems erhalten, unabhängig davon, in welchem zeit¬ lichen Abstand die Bremsungen erfolgen und wie sich die Schwungverhältnisse an dem Motor ändern. Diese

Schaltungsanordnung ist deswegen weitgehend universell anwendbar, wenn darauf geachtet wird, daß die zuläs¬ sige Verlustleistung des in dem AnkerStromkreis lie¬ genden Transistors größer ist als die tatsächlich auftretende Verlustleistung.

Da bei dieser Schaltungsanordnung die größte Impedanz in dem aus Anker, Feldwicklung und Transistor gebilde¬ ten Stromkreis der Transistor selbst darstellt, muß von ihm auch die kinetische Energie des zu bremsenden Ankers in Wärme umgesetzt werden. Der- Transistor er¬ fordert deswegen eine entsprechende kräftige Küh¬ lung und er muß für hohe Leistungswerte ausgelegt werden.

Aufgabe der Erfindung ist es deshalb, eine Schaltungs¬ anordnung zum Bremsen eines Kollektormotors zu schaf¬ fen, deren Bremsverhalten von der zeitlichen Aufeinan¬ derfolge der Bremszyklen unabhängig ist, ohne daß bei der Bremsung am Kollektor Spannungen entstehen, die zu Überschlägen und damit einer Lebensdauerverminde¬ rung führen können. . - ~

Erfindungsgemäß wird diese Aufgabe durch die Schaltungs¬ anordnung mit den Merkmalen des Anspruches 1 oder die Schaltungsanordnung mit den Merkmalen des Anspruches 23 gelöst.

Durch die Verwendung der elektrischen Speichermittel, die im Motorbetrieb nachgeladen werden, steht nach der Umschaltung in den Bremsbetrieb, wenn der Motor vom Netz getrennt ist, Energie zur Verfügung, um zwangs¬ weise die Selbsterregung einzuleiten, und zwar unab-

hängig davon, wie die Magnetisierungsverhältnisse am Ende des Motorbetriebes ausgesehen haben. Dies ist insbesondere dann wichtig, wenn der Kollektor infolge einer bereits langen Betriebszeit große Übergangs- widerstände aufweist, was eine Selbsterregung nur bei großem Restmagnetismus zulassen würde.

Die Temperaturunabhängigkeit der die Felderregung be- einflussenden Mittel sorgt für ein Bremsverhalten, das von der zeitlichen Aufeinanderfolge und den ange¬ koppelten Schwungmassen des Motors unabhängig ist, so daß die Schaltung für eine große Variationsband¬ breite von Motoren ohne spezielle Anpassung verwendet werden kann.

Schließlich reduzieren die die Felderregung beeinflussen¬ den Mittel die im Bremsbetrieb auftretenden Induktionsspan¬ nungen ungefährliche Werte, die nur weniσe Funkerüberschlage an den Kollektorsegmenten hervorrufen können. Außerdem wird hierdurch auch das beim Bremsen maximal auftre¬ tende Moment vermindert, was insbesondere bei handge¬ führten, kraftangetriebenen Werkzeugen wichtig ist. Würde keine Begrenzung des Bremsmomentes vorhanden sein, könnte das Werkzeug dem Benutzer beim Umschal¬ ten in den Bremsbetrieb aus der Hand gerissen werden, zumindest dann, wenn er auf das starke Bremsmoment - beim Ausschalten des Werkzeugs nicht gefaßt ist.

Bei kleinen Motoren kann es ausreichen, wenn die Feld¬ erregung einfach dadurch vermindert wird, daß" ledig¬ lich ein Teil der Feldwicklung, die für den Motor¬ betrieb benötigt wird, im Bremsbetrieb zum Anker pa¬ rallelgeschaltet ist. Allerdings wird auch hier die Speicherschaltung zum Einleiten der Bremsung benötigt,

um die Selbsterregung zu erzwingen.

Wenn es zur Verminderung der Felderregung und der Ver¬ minderung des Bremsmomentes nicht ausreicht, nur ei- nen Teil der Feldwicklung im Bremsbetrieb zu verwen¬ den oder der Bremsverlauf in diesem Falle ungünstig ist, werden die zusätzlichen Mittel zur Veränderung der Felderregung dem Anker parallelgeschaltet. Dabei hat diese Schaltung den weiteren Vorteil, daß in den Mitteln zur Verminderung der Felderregung nur eine vergleichsweise kleine Leistung. ^' in Wärme umge¬ setzt wird, während der größte Teil der Bremsleistung in der Ankerwicklung selbst in Wärme umgesetzt wird. Für einfache Anwendungen genügt es deswegen, wenn im Bremsbetrieb die Mittel zur Beeinflussung .der Feld¬ erregung von einem Zweipol mit Z-Dioden-Charakteristik gebildet sind, wodurch die Spannung an der Feldwick¬ lung' auf die- jeweils gewünschten Werte vermindert wird. Da sich hierbei der Ankerstrom auf einen Strom durch die Z-Diode' und einen Strom durch die Feldwick¬ lung aufteilt, erfolgt die Umsetzung der Bremsenergie weitgehend in der Wicklung des Ankers und der Wick¬ lung des Feldes selbst, während an der Z-Diode weniger Verlustleistung auftritt. Bei praktischen Ausführungen mit Universalkleinmotoren mit einer Betriebsspannung von 220 V und einer Anschlußleistung von ca. 600 W liegt die Spannung für die Z-Diode bei ca. 5,1 V.

Treten größere Leistungen auf, die unzweckmäßig große Z-Dioden oder unzweckmäßig große Kühleinrichtungen für die Z-Dioden erfordern würden, so können die Mit¬ tel zur Beeinflussung der Felderregung auch geschaltet arbeiten, in der Weise, daß sie für eine vorbestimmte Zeit den Anker kurzschließen und während einer sich daran anschließenden vorbestimmten Zeit eine gegen unendlich gehende Impedanz aufweisen. Dia Verlust-

leistung, die dann in diesen Mitteln umgesetzt wird,/ ist vergleichsweise verschwindend klein, weil entwe¬ der die anliegende Spannung oder der durch sie hin¬ durchfließende Strom nahezu null sind. 5

Für diese getaktete Betriebsweise kommen zwei Möglich¬ keiten in Betracht, und zwar entweder arbeiten die die Felderregung beeinflussenden Mittel nach Art eines Zweipunktreglers, so daß sie bis zum Ansteigen der 0 Felderregung auf einen ersten Grenzwert parallel zu dem Anker eine große Impedanz, und bis zum Abfallen der Felderregung auf einen unter dem ersten Grenzwert liegenden Grenzwert parallel zu dem Anker eine kleine Impedanz darstellen, wobei sich diese Betriebszustände

15 mit verhältnismäßig hoher Frequenz periodisch abwech¬ seln. Die andere Möglichkeit besteht darin, die unter¬ schiedlichen Impedanzwerte nach Art einer Pulsweiten¬ modulation einzuschalten, wobei entweder die Dauer für die niedrige Impedanz oder die Dauer für die hohe 0 Impedanz festgehalten wird und die Dauer für die je¬ weils andere Impedanz entsprechend der BremsCharakte¬ ristik verlängert oder verkürzt wird.

Die erste Ausführungsform ist von ihrem Aufbau her 25 verhältnismäßig einfach und erfordert deswegen wenig Bauelemente, während die zweite Ausführungsform An¬ wendung findet, wenn ein spezieller Verlauf des Motor¬ drehmoments oder der -drehzahl im Bremsbetrieb einge¬ halten werden soll. So eignet sich die zweite Ausfüh¬ re rungsfor auch -zum Einhalten einer konstanten Brems- zeit, wenn das angekuppelte Schwungmoment starken Schwankungen unterworfen ist. Bei der ersten Ausführungs¬ form würden dann unterschiedliche Brεmszeiten Zustan¬ dekommen, wenn die Grenzwerte nicht entsprechend nach- 35 geregelt oder -gestellt werden.

Um die unterschiedlichen Impedanzen zu erzeugen, eignet sich ein elektronischer Schalter, beispielsweise ein bipolarer oder Feldeffekttransistor, der periodisch zwischen dem leitenden und dem Sperrzustand hin- und hergeschaltet wird, und zwar um die Verlustleistung klein zu halten, im leitenden Zustand vorzugsweise bis in die Sättigung.

Die Grenzwerte für die erste Ausführungsform der ge- takteten Schaltung können entweder von der an dem im 3remsbetrieb wirksamen Teil der Feldwicklung an¬ liegenden Spannung oder dem Feldstrom abgeleitet wer¬ den. Die Spannung an der Feldwicklung kann dann heran¬ gezogen ^' werden, wenn zu dem im Bremsbetrieb wirksamen Teil der ^' Feldwicklung ein Speicherkondensator paral¬ lelgeschaltet ist, der bei kurzgeschlossenem..Anker das Abklingen der .Felderregung verlangsamt. Dabei hat diese Schaltung noch den Vorteil,- daß gleichzei¬ tig eine Siebung auftritt, so daß die*Steuerschaltung praktisch lediglich einen Schmitt-Trigger zu enthal¬ ten braucht.

Falls der Speicherkondensator wegen seiner begrenzten Lebensdauer oder aus anderen Gründen unerwünscht ist, kann stattdessen zu dem im Bremsbetrieb wirksamen Teil der Feldwicklung auch eine Freilaufdiode parallelge¬ schaltet sein, wobei dann der Grenzwert aus dem Strom durch die Feldwicklung abgeleitet wird.

In der Zeichnung sind Ausführungsbeispiele des Gegen¬ standes der Erfindung dargestellt. Es zeigen:

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Fig. 1 eine Schaltungsanordnung zum netzunabhängigen elektrischen Bremsen eines Kollektormotors mit einer Z-Diode zum Begrenzen der Felder¬ regung,

Fig. 2 einen Zweipol zum Ersatz der Z-Diode nach Fig. 1,

Fig. 3 das Schaltbild einer Schaltungsanordnung zum netzunabhängigen Bremsen eines Kollektormo¬ tors, wobei die Ankerspannung in Abhängigkeit von der Felderregung periodisch kurzgeschlos¬ sen wird, die über die an der Feldwicklung anliegenden Spannung ermittelt wird,

Fig. 4 ein Blockschaltbild einer Schaltungsanordnung, die ähnlich wie die Schaltungsanordnung nach Fig. 3 arbeitet, wobei jedoch die Felderre¬ gung über den Feldstrom gemessen wird, *

Fig. 5 das Schaltbild für die in Fig. 4 gezeigten Funktionsblöcke, ._ - -

Fig. 6 eine Schaltungsanordnung zum netzunabhängigen elektrischen Bremsen eines Kollektormotors mit einer getakteten Steuerung der Felderre¬ gung in Abhängigkeit von der Motordrehzahi,

Fig. 7 das Schaltbild der Funktioπsblöcke nach Fig. 6 und

Fig. 8 eine weitere Ausführungsform einer Schaltungsan¬ ordnung zum netzunabhängigen elektrischen Bremsen eines Kollektormotors mit begrenzter Felderregung durch Verwendung eines Teils der Feldwicklung.

Fig. 1 zeigt eine Schaltungsanordnung 1 zum netzunabhängi¬ gen elektrischen Bremsen eines Kollektormotors 2, der ei¬ nen Anker 3 sowie eine aus Teilwicklungen 4 und 5 beste¬ hende Feldwicklung aufweist. Der Motor 2 ist über Netz¬ anschlußklemmen 6 und 7 mit einer Stromversorgung, ei¬ nem 220 V Wechselspannungsnetz verbindbar.

Dia Umschaltung zwischen den Betriebsarten Mαtorbetrieb und Bremsbetrieb erfolgt mittels eines zweipoligen Um¬ schalters 8, der zwei bewegliche Kontakte 9 und 11 so¬ wie damit zusammenwirkende feststehende Kontakte 12, 13, 14 und 15 aufweist.

Bei der gezeigten Schaltungsanordnung 1 ist die Teilwick¬ lung 5 einenends mit der Netzanschlußklemme 7 verbun¬ den und ihr anderes Ende führt unmittelbar zu einem An- schluß des Ankers 3 bzw. der entsprechenden Kollektor¬ bürste. Von dieser Verbindungsstelle zwischen dem Anker 3 und der Teilwicklung 5 führt eine Diode 16 zu dem feststehenden Kontakt 15, und zwar ist sie dort mit ih¬ rer Anode angeschlossen. Der bewegliche Kontakt 11 sowie der bewegliche Kontakt 9 sind ^{' '} jeweils mit einem Ende der zugehörigen Teilwicklung 4 verbunden und außerdem führt zu dem beweglichen Kontakt 9 die Se¬ rienschaltung aus einem Kondensator 17 und einem ohm- schen Widerstand 18. Die Serienschaltung aus dem Kon- densator 17 und dem Widerstand 18 liegt anderenends an dem feststehenden Kontakt 15 bzw. der Anode der Diode 16. Eine weitere Diode 19 ist zwischen dem fest¬ stehenden Kontakt 13 und demjenigen Ende des Ankers 3 geschaltet, das mit dem feststehenden Kontakt 14 verbunden ist. Die Diode 19 ist derart gepolt, daß ihre Kathode mit dem feststehenden Kontakt 13 verbun¬ den ist,

Der feststehende Kontakt 12 schließlich führt zu der Netzansσhlußkle me 6.

Um im Bremsbetrieb die Felderregung auf Werte zu begren- zen, die drehzahlunabhängig sind und unter denjenigen Werten liegen, bei denen unerwünscht starkes Kollektor¬ feuer auftritt, ist eine Z-Diode 21 vorgesehen, die von dem mit dem feststehenden Kontakt 14 verbundenen Anschluß des Ankers 3 zu dem mit dem beweglichen Kontakt 11 verbundenen Ende des Wicklungsteils 4 führt.

Wenn der als Taster ausgebildete zweipolige Umschal¬ ter 8 aus der gezeigten Ruhelage in die Arbeitsstel¬ lung umgeschaltet wird, werden die elektrischen Verbin- d ngen zwischen den Kontakten 9 und 13 sowie 11 und 15 getrennt und stattdessen elektrische Verbindungen zwi- sehen den Kontakten 9 und 12 sowie 1t und 1 herge¬ stellt. Es kann in dieser Schalterstellung von der Netzanschlußklemme 6 ein Strom in das Wicklungsteil 4, von dort über die geschlossenen Kontakte 11 und 14 zu dem Anker 3 fließen. Der Strom fließt aus dem Anker 3 weiter zu dem Wicklungsteil 5 und'von dort zurück in das Netz über die Netzanschlußklemme 7. Dieser Strom¬ pfad besteht bei Wechselspannungsspeisung für beide Halbwellen.

Zusätzlich zu diesem durch den Anker 3 fließenden Strom fließt bei einer Halbwelle ein Strom von der Netzan¬ schlußklemme 6, die geschlossenen Kontakte 9 und 12, ölen Kondensator 17, den Vorwiderstand 18 sowie die Diode 16 zu dem Wicklungsteil 5 und von dort zurück ins Netz. Hierdurch wird der Kondensator 17 über den Vorschaitwiderstand 18 auf eine Spannung aufgeladen, die gleich der VersorgungsSpannung an den beiden Netz- anschlußklemmen β und 7 abzüglich des Spannungsabfalls

- 1 2 - über den Anker 3 wir von der Diode 19 verhindert, die bei aufgeladenem Kondensator 17 in Sperrichtung vor¬ gespannt- wird, da wegen der Polung der Diode 16 eine Aufladung erfolgte, bei der die mit dem Kontakt 9 ver- bundene Elektrode gegenüber der anderen auf eine po¬ sitive Spannung aufgeladen wurde.

Die Entladung des Kondensators 17 durch den Wicklungs¬ teil 4 bewirkt eine Felderregung, deren Polarität von der Restmagnetisierung beim Umschalten in den Bremsbetrieb unabhängig ist und die dazu führt, daß der sich praktisch noch mit Nenndrehzahl drehende Anker 3 eine Klemmenspannung mit plus an der Diode 19 und minus an der Diode 16 abgibt. Die von dem umlaufenden Anker 3 erzeugte Klemmenspannung wird von der Z-Diode 21, die über die Diode 16 und die geschlossenen Kon¬ takte 11 und 15 zu dem Anker 3 parallelliegt, auf die Durchlaßspannung der Z-Diode 21 zuzüglich der Durch¬ laßspannung der Diode 16 begrenzt. Damit wird nach Entladung des Kondensators 17 die Erregerspannung für die Teilwicklung 4 auf einen Wert -festgeklemmt, der gleich der Durchlaßspannung der Z-Diode 21 ab¬ züglich der DurchlaßSpannung der Diode 19 ist.

Die Begrenzung der Erregerspannung an dem Wicklungs¬ teil 4 führt zu einer Verminderung des Bremsmomentes, das auftreten würde, wenn die volle Spannung des An¬ kers 3 auf den Wicklungsteil 4 gegeben würde. Außerdem werden durch die Z-Diode die Induktionsspannung am Kollektor des Ankers auf Werte reduziert, die unterhalb der Werte liegen, bei denen Überschläge zwischen den Kollektorsegmenten zu befürchten sind.

- 1 3 - Da die Nennspannung der Z-Diode 21/bei einem Uni¬ versalmotor für 220 V bei ca. 5,1 V liegt, bleibt die Erregerspannung an dem Wicklungsteil 4 über einen verhältnismäßig großen Drehzahlbereich konstant.

Erst, wenn die Drehzahl des Ankers 3 so weit gesunken ist, daß die induzierte Ankerspannung unterhalb der Nennspannung der Z-Diode 21 liegt, wird diese für den weiteren Sremsbetrieb unwirksam. Dies ge- schieht jedoch erst bei verhältnismäßig niedrigen Ankerdrehzahlen.

Durch Veränderung der Nennspannung der Z-Diode 21 kann in weiten Grenzen das Bremsmoment, mit dem der Anker 3 abgebremstwird, eingestellt werden. Dabei bedeuten kleine Nennspannungen eine lange Brems- zeit und große Nennspannungen eine kurze Brems- zeit.

°a die Richtung der Felderfegung durch den Speicher¬ kondensator 17 zu Beginn der Bremsung immer mit glei¬ cher Polarität aufgezwungen wird.,-.hat auch die von dem Anker 3 abgegebene Spannung die richtige Polarität, die die Z-Diode 21 in der beschriebenen Weise wirksam werden läßt. Auch wenn beim Umschalten in den Brems¬ betrieb nur eine sehr kleine Restmagnetisierung vor¬ handen ist, dxe für eine Selbsterregung nicht aus¬ reichen würde, erbringt die Entladung des Kondensa¬ tors 7 über den Wicklungsteil 4 die für die Selbster- regung notwendige Vormagnetisierung in dem Ständer des Motors 2.

Je nach den Charakteristiken des Motors 2 kann entweder nur einer der Wicklungsteile 4 oder 5 herangezogen wer- den oder es werden beide in Serienschaltung verwendet.

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Die Arbeitsweise beim Bremsen ist sinngemäß _. die gleiche, lediglich der Umschalter 8 muß entsprechend erweitert werden.

Falls keine Z-Diode mit genügend großer Verlustleistung zur Verfügung steht, kann anstelle der Z-Diode 21 auch die in Fig. 2 gezeigte Kombination aus einem bipolaren Transistor 22 und einer Z-Diode 23 verwendet werden, wobei di _* e Kollektor-Emitterstrecke des Transistors 22 die Z-Diode 21 ersetzt. Die Z-Diode 23 ist dann zwi¬ schen den Kollektor und die Basis des bipolaren Tran¬ sistors 22 geschaltet, und zwar liegt sie im Falle eines NPN-Transistors mit ihrer Anode an ^■ der Basis.

Sobald die zwischen Kollektor und Emitter anstehende Spannung die Durchlaßspannung der Z-Diode 2_3- zuzüglich der Durchlaßspannung an der Basisemittersperrschicht übersteigt, beginnt ein Basisstrom zu fließen, der den Transistor 22 aufsteuert, was einer weiteren Erhöhung der Kollektor-Emitterstrecke entgegenzuwirken be¬ strebt ist.

Die Schaltungsanordnung nach Fig. 1 ist verhältnismäßig einfach und kommt 'mit wenigen Bauteilen aus. Dafür tritt an der Z-Diode 21 bzw. der entsprechenden Ersatzschal¬ tung aus dem Transistor 22 und der Z-Diode 23 während der gesamten Bremszeit eine verhältnismäßig hohe Ver¬ lustleistung auf. Diese Verlustleistung läßt sich ver¬ mindern, wenn die Mittel, mit denen die Begrenzung der Erregerspannung für die Feldwicklung bewerkstelligt werden, nicht, wie im Falle von Fig. 1 , kontinuierlich, sondern diskontinuierlich arbeiten. Ein entsprechendes Ausführungsbeispiel zeigt Fig. 3, wobei für Bauteile und Schaltungspunkte, die bereits in Verbindung mit

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Fig. 1 beschrieben sind, dieselben Bezugszeichen ver¬ wendet werden.

Zur weiteren Vereinfachung wurde im übrigen angenommen, daß der Motor 2 lediglich eine ungeteilte Feldwicklung 4 enthält.

Der wesentliche Unterschied besteht darin, daß anstelle der Z-Diode 21 ein Transistor 25 sowie eine Steuerschal- tung 26 zum Ansteuern- des Transistors 25 verwendet wird. Der Transistor 25 liegt mit seinem Kollektor an der Anode der Diode 19 und mit seinem Emitter an dem Um¬ schaltkontakt 11.

Die Steuerschaltung 26 enthält einen zu der Feldwicklung bzw. dem Wicklungsteil 4 parallelgeschalteteή Kondensa¬ tor 27, der bei durchgesteuertem Transistor 25 einen Strom in dem Wicklungsteil 4 aufrecht erhält. Ferner ist dem Wicklungsteil 4 ein Spannungsteiler aus zwei Widerständen 28 und 29 parallelgeschaltet sowie die Serienschaltung aus einer Diode 31 und einem Glät- tungskondensator 32. Die letzten beiden liefern über einen Festspannungsregler 33, der einen Spannungsein¬ gang 34, einen Spannungsausgang 35 sowie einen Masse- anschluß 36 aufweist, eine VersorgungsSpannung für ei¬ nen nachgeschalteten Schmitt-Trigger 37 mit zwei Strom- versorgun.gsanschlüssen 38 und 39, einem Signaleingang 41 sowie einem Signalausgang 42.

Der Festspannungsregler 33 ist eine handelsübliche integrierte Schaltung, beispielsweise ein Typ 78L02 und auch der Schmitt-Trigger 37 wird von einer integrier¬ ten Schaltung, beispielsweise dem Typ TCA345 der Firma Siemens gebildet.

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Der Festspannungsregler 33 ist mit seinem Stromversor¬ gungseingang 34 an die Verbindungsstelle zwischen der Diode 31 und dem Siebkondensator 32 angeschlossen, wäh¬ rend der Masseanschluß 36 mit dem anderen Ende des Kondensators 32 verbunden ist. Die aus dem Ausgang 35 kommende geregelte Gleichspannung wird dem Stro ver- sorgungseingang 38 zugeführt, während der Stromversor¬ gungseingang 39 mit der Schaltungsmasse bzw. dem Masse¬ anschluß 36 des Festspannungsreglers 33 verbunden ist.

Sein Steuersignal erhält der Schmitt-Trigger 37 über den Spannungsteiler 28 , 29, und zwar ist der Signal¬ eingang 41 an die Verbindungsstelle der beiden Wider- stände 28 und 29 angeschlossen.

Der Signalausgang 4.2 führt zu der Basis des bipolaren NPN-Transistors 25, an die außerdem die Serienschal¬ tung aus einer Z-Diode 43 und einem Vorwiderstand 44 angeschaltet ist. Das heiße Ende der Serienschaltung aus der Z-Diode 43 und dem Vorwiderstand 44 ist mit der Anode der Diode 31 bzw. dem Umschaltkontakt 9 verbunden. Die Serienschaltung aus der Z-Diode 43 und dem- Widerstand 44 liefert den Basisstrom für den Transistor 25, wenn der Signalausgang 42 ein Open-Kollektor- ausgang ist.

Die insoweit beschriebene Schaltung arbeitet im Motor¬ betrieb in der gleichen Weise, wie dies ^' im Zusammen- hang mit Fig. 1 erläutert ist. Wird im Anschluß an den Motorbetrieb durch Freigeben des zweipoligen Umschalters 8 in den Bremsbetrieb umgeschaltet, erfolgt, wie vorher, eine Endladung des auf nahezu Netzspannung aufgeladenen Kondensators 17 über die Feldwicklung 4 und gleich- zeitig werden die Kondensatoren 27 und 32 entsprechend

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den Kapazitätsverhältnissen mit aufgeladen. Hierdurch entsteht zum einen der für die Felderregung notwendige Strom durch die Feldwicklung 4, der die Magnetisie¬ rungsrichtung festlegt und zur Selbsterregung führt, sowie die VersorgungsSpannung für den Schmitt-Trigger 37, der als Schwellwertschalter arbeitet. Der Motor 2 beginnt deswegen umgehend nach der ümschaltung in den Bremsbetrieb an seinem Anker eine zunächst lawinen¬ artig anwachsende Spannung abzugeben, die den Konden- sator 27 und den Kondensator 32 über die Diode 31 weiter auflädt. Sobald der Kondensator 32 genügend weit aufgeladen ist, gibt der Festspannungsregler 33 an seinem Spannungsausgang 35 die entsprechende kon¬ stante VersorgungsSpannung für den Schmitt-Trigger 37 ab. Mit dem Auftreten der VersorgungsSpannung an dem

Spannungsausgang 35 ist der Schmitt-Trigger- 37 arbeits- • bereit und schaltet seinen Signalausgang 42, bezogen auf die Schaltungsmasse,__ gebildet von dem Umschalt¬ kontakt 11 hoch- oder niederohmig, je nachdem, ob die Spannung an seinem Signaleingang 41 über oder unter den Schaltschwellen liegt.

Die an der Feldwicklung 4 anstehende Spannung wird außerdem nach Teilung über den Spannungsteiler aus den Widerständen 28 und 29 dem Signaleingang 41 zu¬ geführt. Wenn diese Spannung nunmehr nach Einleiten des Bremsbetriebes über der oberen Schaltschwelle des Schmit -Triggers 37 liegt, beispielsweise bei 1,7 v gemessen gegenüber dem Spannungsanschluß 39, schaltet der Schmitt-Trigger 37 seinen Signalausgang 42 in den hochohmigen Zustand um. Die Basis des Transistors 25 wird daraufhin über die Serienschaltung aus dem Widerstand 44 und der Z-Diode 43 mit der an der Feld¬ wicklung 4 auftretenden Spannung beaufschlagt, die höher ist als die DurchlaßSpannung der Z-Diode 43.

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Der Transistor 25 wird deswegen in den leitenden Zustand umgeschaltet, wodurch der Anker 3 über die Kollektor- Emitter-Strecke des Transistors 25 kurzgeschlossen wird. Es kann nun der Kondensator 27 nicht mehr nachge- laden werden und er beginnt sich, mehr oder weniger schnell einerseits über die Feldwicklung 4 und anderer¬ seits über die Basisemitterstrecke des Transistors 25 den damit in Serie geschalteten Widerstand 44 und die ebenfalls damit in Serie liegende Z-Diode 53 zu ent- laden. Eine gleichzeitige Entladung des Kondensators

32 über die Feldwicklung 4 und die Basis des Transistors 25 wird durch die Diode 31 verhindert, die sperrt, sobald die Spannung an dem Kondensator 27 unter die Spannung an dem Kondensator 32 sinkt. Die in dem Kon- densator 32 enthaltene elektrische Ladung dient des¬ wegen ausschließlich der Stromversorgung des Schmitt- Triggers 37, die über den Festspannungsregler 33 in bekannter Weise stabilisiert ist. Eine Entladung des Kondensators 27 über den durchgeschalteten Transistor 25 wird von der Diode 19 verhindert.

Wenn die Spannung an dem Kondensator 27 so weit gesunken ist, daß der Spannungsabfall a dem Widerstand 29 die untere Schwellspannung des Schmitt-Triggers 37 unter- schreitet, beispielsweise 1, 2 V, schaltet der Schmitt- Trigger 37 in seinen anderen Schaltzustand um, in dem sein Signalausgang 42 eine geringe Impedanz gegenüber der Schaltungsmasse aufweist. Der durch die Z-Diode 43 und den Widerstand 44 fließende Basisstrom wird nun von dem Signalausgang 42 zur Schaltungsmasse hin kurz¬ geschlossen, womit der Transistor 25 sperrt und die von dem sich drehenden Anker 3 induzierte Spannung wiederum die Kondensatoren 27 und 32 nachzuladen ver¬ mag.

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Dieser Betriebszustand hält so lange an, bis an dem Schmitt-Trigger 37 die obere Schaltschwelle überschrit¬ ten wird und damit der Signalausgang 42 hochohmig ge¬ schaltet wird.

Das so hervorgerufene periodische Ein- und Ausschal¬ ten des Transistors 25 legt die Spannung an der Feld¬ wicklung 4 auf einen Bereich entsprechend den beiden Grenzwerten sowie dem Spannungsteilerverhältnis der beiden Widerstände 28 und 29 fest. Dementsprechend niedrig ist auch die Anker-EMK sowie das Moment, mit dem der Anker des Motors 2 gebremst wird. Erst kurz vor Erreichen des Stillstandes reicht die -Anker-EMK nicht mehr aus, um die Steuerschaltung 1 mit Strom zu versorgen. Dann ist allerdings die Drehzahl bereits so weit abgesunken, daß die restliche kinetische Energie durch die Lagerreibung innerhalb kürzester Zeit aufge¬ braucht ist.

Die Nennspannung der Z-Diode 43 ist so bemessen, daß nach Einleitung des Bremsbetriebes kein Basisstrom durch den Transistor 25 fließe ^' kann, ehe die Spannung weit genug angestiegen ist, damit der Schmitt-Trigger 37 ordnungsgemäß arbeiten kann.

Wegen des geschalteten oder getakteten Betriebs des Transistors 25 setzt dieser nur verhältnismäßig wenig elektrische'Leistung um, da entweder der Spannungsab¬ fall an seiner Kollektor-Emitter-Strecke oder der Kollektorstrom klein ist. Den eigentlichen "Brems¬ widerstand" stellt bei leitendem Transistor 25 der Innenwiderstand des Ankers 3 dar. Bei gesperrtem Transistor 25 wird die kinetische Energie in dem Anker 3 und teilweise in der Feldwicklung 4 in Wärme u ge- setzt.

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Fig. 4 zeigt--ein Ausführungsbeispiel der Schaltungsan¬ ordnung 1 zum netzunabhängigen elektrischen Bremsen des Kollektormotors 2, bei dem wiederum der Transistor 25 zusammen mit einer entsprechenden Steuerschaltung 26 dazu verwendet wird, die Erregung der Feldwicklung 4 im Bremsbetrieb auf den entsprechenden Wert zu begrenzen. Allerdings wird bei dem Ausführungsbeispiel nach Fig. 4 als Schaltkriterium nicht die an der Feldwicklung 4 anstehende Spannung, sondern der Erregerstrom heran- gezogen, weshalb der Kondensator 27 durch eine Frei¬ laufdiode 49 ersetzt ist. Die Umwandlung des Feldstro¬ mes in ein proportionales Spannungssignal erfolgt mittels eines niederohmigen Widerstandes 51, der zwi¬ schen die Feldwicklung 4 und den Umschaltkontakt 11 des Umschalters 8 eingefügt ist. Die Freilaufdiode 49 liegt dementsprechend zu der Serienschaltung- aus der Feldwicklung 4 und dem Widerstand 51 parallel.

Bereits vorher beschriebene Bauteile sind, soweit sie in Fig. 4 wiederkehren, mit denselben Bezugszeichen versehen und nicht erneut erläutert. Die Schaltungsmas¬ se für die Steuerschaltung 26 bildet wiederum der Um¬ schaltkontakt 11.

Die an dem Widerstand 51 abfallende und dem Strom durch die Feldwicklung 4 proportionale Spannung gelangt in einen Signaleingang 52 eines Verstärkers 53, des¬ sen Signalausgang 54 mit einem Signaleingang 55 eines Tiefpaßfilters 56 verbunden ist. Das Tiefpaßfilter hat eine Grenzfrequenz, die oberhalb der Schaltfrequenz liegt, mit der der Transistor 25 ein- und ausgeschaltet wird.

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Das Filter 56 weist einen Signalausgang 57 auf, der mit dem Signaleingang 41 des Schmitt-Triggers 37 verbunden ist. Der Signalausgang 42, der bei dieser Ausführungs¬ form ein Gegentakt-Ausgang ist, ist unmittelbar mit der Basis des Transistors 25 verbunden, weshalb die in-dem vorherigen Ausführungsbeispiel enthaltene Serienschal¬ tung aus dem Widerstand 44 und der Z-Diode 43 ent¬ behrlich ist.

Sämtliche Schaltungsblöcke 53, 56 und 37 liegen mit ihren Masseanschlüssen 39, 58 und 59 an der Schaltungs¬ masse, gebildet durch den Umschaltkontakt 11. Die Stromversorgung der Schaltungsblöcke 37, 53 und 56 erfolgt mittels einer StromversorgungsSchaltung 61 , die eingangsseitig einerseits mit dem Umschaltkontakt 11 und andererseits mit dem Umschaltkontakt 9 verbun- _ den ist, d.h. die an der Freilaufdiode 49 anstehende •Spannung im Bremsbetrieb erhält. An ihren Ausgängen 62 und 63 gibt die StromversorgungsSchaltung 61 die ' gegenüber der Schaltungsmasse notwendige positive und negative Versorgungsspannung +-U und -U ab. Die Arbeitsweise des Ausführungsbeispiels nach Fig. 4 ist, was das Ein- und das Ausschalten des Transistors 25 im Bremsbetrieb anbelangt, grundsätzlich dieselbe wie bei dem Ausführungsbeispiel nach Fig. 3 insofern, als oberhalb einer vorbestimmten Felderregung der Transistor 25 durchgesteuert und beim Absinken der Felderregung unter einen zweiten darunter liegenden Grenzwert der Transistor 25 wieder gesperrt wird. Das Schaltkriterium ist allerdings hierbei unmittel¬ bar der Strom durch die Feldwicklung 4.

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Nach dem Loslassen des Schalters 8 kehrt dieser in die gezeichnete Stellung zurück, wodurch ein Stromimpuls in der Feldwicklung 4 entsteht, da sich hierüber der Kondensator 17 entlädt. Eine Entladung des Kondensators ⁵ 17 durch den Anker 3 wird von der Diode 19 verhindert. Infolge dieses Stromstoßes entsteht eine Magnetisie¬ rung der Feldwicklung 4 mit' einer Polarität, die, wie bei den vorherigen Ausführungsbeispielen, zu einer in dem Anker 3 induzierten Spannung führt, deren Polari- ° tat die Dioden 16, 19 in Durchlaßrichtung betreibt, so daß ein lawinenartiger Anstieg der Spannung an der Feld¬ wicklung 4 und damit des Stroms durch die Feldwick¬ lung 4 und den Widerstand 51 auftritt. Der Stromkreis wird, wie vorher, über die Diode 16 geschlossen. 5

Der an dem Widerstand 51 auftretende Spannungsabfall ist die Steuerspannung für den nachfolgenden Verstär- . ker 53, der das erhaltene Spannungssignal verstärkt •und dem Filter 56 zuleitet. Das Filter 56 ist ein Tiefpaß zweiter Ordnung und hat bei Kleinmotoren eine Grenzfrequenz von etwa 10 kHz, damit StörSpannungen, die von dem feuernden Kollektor ausgehen, möglichst keine Störungen auslösen. Die aus dem Filter 56 er¬ haltene gesiebte Steuerspannung gelangt in den Signal- eingang 41 des Schmitt-Triggers 37, der hieraus ein binäres Signal formt, übersteigt der Spannungsabfall an dem Widerstand 51 und damit der Strom durch die Feld¬ wicklung 4 einen Grenzwert, der durch den Schmitt-Trig¬ ger 37 festgelegt ist, dann schaltet dieser seinen Signalausgang 42 auf H gegenüber der Schaltungsmasse um, wodurch in dem Transistor 25 ein Basisstrom her¬ vorgerufen wird, der den Transistor 25 leitend steuert. Dadurch wird der Anker 3 kurzgeschlossen und augenblick¬ lich die Stromversorgung für die Feldwicklung 4 unter- brochen. Zufolge der parallelgeschalteten Freilaufdiode 49 fließt jedoch durch die Feldwicklung 4 weiterhin

- 23 - ein entsprechend deren Induktivität abklingender Er¬ regerstrom, der weiterhin zu einem Signal an dem Wi¬ derstand 51 führt. Ist der Freilaufström, der aus dem Stromkreis aus der Freilaufdiode 49,der Feldwick- lung 4 und dem Widerstand 51 fließt, auf einen Wert abgesunken, der zu einer Signalspannung an dem Signal¬ eingang 41 führt, der unter dem unteren Schwellwert des Schmitt-Triggers 37 liegt, so schaltet dieser seinen Signalausgang 42 auf L gegenüber der Schal- tungsmasse um, womit auch der Basisstrom für den Tran¬ sistor 25 wegfällt, der demzufolge sperrt. Die von dem Anker 3 abgegebene Induktionsspannung kann nun wiederum den Strom ^" durch die Feldwicklung 4 anstei¬ gen lassen, bis der obere Grenzwert des Schmitt- Triggers 37 überschritten wird und sich das Schalt¬ spiel wiederholt. _ -

Auch bei der Schaltung nach Fig. 4 wird mit einer ver¬ hältnismäßig ohen Frequenz der Transistor 25 ein- und ausgeschaltet, um während des Bremszyklus die Felderregung auf dem gewünschten Wert zu halten. Dabei schwankt die Felderregung.zwischen zwei Werten ständig hin und her.

Obwohl dies in den Zeichnungen nicht dargestellt ist, besteht durchaus die Möglichkeit, die Schwellwerte des Schmitt-Triggers 37 während eines Bremszyklus so zu verändern, daß der Anker progressiv abgebremst wird, indem, soweit möglich, durch Verschiebung der Schwellwerte eine Erhöhung der Felderregung zugelassen wird, die ihren zeitlichen Beginn beim Umschalten auf den Bremsbeginn hat.

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Sowohl die Bremsung mit nahezu konstanter Felderregung als auch die mit progressiver Felderregung führen zu Bremsmomenten, bei denen insbesondere bei handge¬ führten Werkzeugen nicht die Gefahr besteht, daß da Werkzeug aus der Hand gerissen wird.

Fig. 5 zeigt ein Detailschaltbild zur Ausführung der Funktionsblöcke aus Fig. 4.

Der Verstärker 53 enthält einen gegengekoppelten inver¬ tierenden Verstärker 65, dessen invertierender Eingang über einen Widerstand 66 mit dem Eingang 52 des Ver¬ stärkers 53 verbunden ist. Außerdem ist der invertie¬ rende Eingang über einen Widerstand 67 zu dem Ausgang des Operationsverstärkers 65 gegengekoppelt. -Der Aus¬ gang des Operationsverstärkers 65 bildet den-Ausgang 54 der Verstärkerstufe 53, die an den Eingang 55 des Filters 56 angeschaltet ist. Das Filter 56 ist ein aktives Filter zweiterOrdnung mit einer Grenzfrequenz von ca. 10 kHz in der üblichen bekannten Schaltung. Es enthält einen Differenzverstärker 68, dessen nicht invertierender Eingang über die_ Serienschaltung zweier Widerstände 69 und 71 an den Eingang 55 des Filters 56 angeschaltet ist. Ferner führt von dem nicht i vertie-- renden Eingang ein Kondensator 72 zur Schaltungsmasse.

Ein an die Verbindungsstelle zwischen den beiden Wi¬ derständen 69 und 71 angeklemmter Kondensator 73 liegt mit seiner anderen Elektrode an dem Ausgang des Dif- ferenzverstärkers 68, von wo aus gleichzeitig zwei in Serie geschaltete Widerstände 74 und 75 nach Masse führen. An die Verbindungsstelle der beiden Widerstän¬ de 74 und 75 ist der invertierende Eingang des Dif¬ ferenzverstärkers 68 angeschlossen.

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Die Bemessung der passiven Bauelemente 59 bis 75 des Filters 56 ist bekannt und beispielsweise in Tietzer Schenk, "Halbleiterschaltungs echnik", korrigierter Nachdruck der 3. Auflage, Springer-Verlag, Seite 330, nachzulesen.

Der sich an das Filter 56 anschließende Schmitt-Trig¬ ger 37 ist in Tietze-Schenk, "Halbleiterschaltungstech¬ nik", 7. überarbeitete Auflage, Springer-Verlag, Heidel- berg, New York, Seite 183 beschrieben. Der Schmitt- Trigger 37 enthält zwei in bekannter Weise als RS-Flip- flop geschaltete Nandglieder 76 und 77, an deren R- bzw. S-Eingang zwei Differenzverstärker 78 und 79 jeweils mit ihren Ausgängen angeschaltet sind; Der invertierende Eingang des Differenzverstärkers 78 führt über einen Widerstand 81 zu dem Signaleingang 41 des Schmitt-Triggers 37, n den außerdem der nicht invertierende Eingang des Differenzverstärkers 79 über einen Widerstand 82 angeschlossen ist. Die beiden Widerstände 81 und 82 dienen zur Strombegrenzung, wenn das Eingangssignal sehr stark von den Schwellwerten abweicht.

Die Schwell- oder Grenzwerte S. bzw. S werden über Widerstände 83 und 84 in den nicht invertierenden Ein¬ gang des DifferenzVerstärkers 78 bzw. den invertieren¬ den Eingang des Differenzverstärkers 79 eingespeist. Um die Differenzspannung zwischen den beiden Eingängen eines jeden der beiden Differenzverstärker 78 und 79 zu begrenzen, liegen zwischen diesen Eingängen je¬ weils zwei antiparallel geschaltete Dioden 85 und 86 bzw. 87 und 89. Die Differenzspannung wird hier¬ durch auf ca. 0,6 V festgelegt.

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Um die Schaltfunktion des aus den Nandgliedem 76 und 77 aufgebauten RS-Flipflops auch in dem Zustand sicherzustellen, in dem der Ausgang 42 des Schmitt- Triggers 37 auf H geschaltet ist, was H am Ausgang des Nandgüedes 77 entspricht, ist zwischen dem Aus¬ gang des Nandgüedes 77 und dem Signalausgang 42 des Schmitt-Triggers 37 ein Vorschaltwiderstand 91 an¬ geordnet.

Die Spannungsversorgungssσhaltung 61 ^" enthält an ihrem Spannungseingang eine Entkopplungsdiode 92, über die mit einem vorgeschalteten Strombegrenzungswiderstand 93 ein Ladekondensator 94 aus der an der Feldwicklung 4 anstehenden Spannung gegen Masse aufgeladen wird. Der Ladekondensator 94 liegt mit seiner anderen Elektrode dementsprechend an der Schaltungsmasse. Parallel zu dem Ladekσndensator 94 ist eine Z-Diode 95 geschaltet, die zusammen mit dem Vorschaltwider- stand 93 die Spannung an dem Ladekondensator 94 stabilisiert, wobei an der Kathode der Z-Diode 95 die positive Versorgungsspannung- ^ abgegriffen wird. Diese positive VersorgungsSpannung wird außerdem in einen monolithischen CMOS-Spannungswandler 96 einge- speist, der hieraus die negative Versorgungsspannung -U für die Differenzverstärker 65, 68, 78 und 79 er¬ zeugt. Der Spannungswandler ist beispielsweise der Typ ICL7660 der Firma Intersil und in bekannter Weise außen beschaltet.

Die Spezifikationen und die Beschaltung des Spannungs¬ wandlers ICL7660 ist in einer entsprechenden Intersil- Appllkationsschrift. beschrieben.

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Fig. 6 zeigt ein Ausführungsbeispiel der Schaltungsan¬ ordnung 1 zum netzunabhängigen elektrischen 3remsen des Kollektormotors 2, die es gestattet, den Kollektor¬ motor 2 unabhängig von der jeweils an den Anker 3 angekuppelten Schwungmasse immer innerhalb im wesent¬ lichen derselben Zeit aus der Nenndrehzahl zum Still¬ stand abzubremsen. Die Schaltungsanordnung 1 nach Fig. 6 ist, was die unmittelbare Beschaltung der Feldwick¬ lung 4 und des Ankers 3 anbelangt, im wesentlichen ge- nau so aufgebaut wie bei Fig. 4, lediglich mit.dem

Unterschied, daß der Widerstand 51 entfallen ist. Die Erregung der Feldwicklung 4 ist wiederum getaktet ge¬ regelt mit Hilfe des NPN-Transistors 25, der periodisch wiederkehrend den Anker 3 kurzschließt, um die gewünsch- te Bremsverzögerung zu erzeugen.

Im Zusammenhang mit Fig. 6 wiederkehrende Bauelemente sind deswegen auch nicht erneut beschrieben.

Mit Hilfe eines Hall-Gebers 97, beispielsweise vom Typ UGS 3075U der Firma Sprague wird die Ankerdrehzahl des -Kollektormotors 2 ^' erfaßt. Das Hall-JC 97 arbeitet als inkrementaler Geber und gibt an seinem Ausgang 98, der mit einem Pull-up-Widerstand beschaltet ist, ein Recht- ecksignal ab, dessen Frequenz der Drehzahl des Ankers ^' 3 proportional ist. Dieses Rechtecksignal wird in einen Eingang 99 eines Monoflops 101 eingespeist. Das Mono¬ floo 101 formt aus dem erhaltenen Rechtecksignal ein Rechtecksignal mit gleicher Periodendauer, wobei je- doch die Impulsdauer des abgegebenen Rechtecksignals konstant ist. Auf diese Weise wird ein periodisches Rechtecksignal erzeugt, dessen Gleichspannungs ittel- wert direkt proportional zu der Drehzahl des Ankers 3 ist. Dieses Rechtecksignal gibt das Monofloo 101 an seinem Signalausgang 102 ab, der an einen Signalei gang 103 einer

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Differenzierschaltung 104 angeschlossen ist. Die Diffe¬ renzierschaltung 104 erzeugt aus dem eingespeisten Signal ein Gleichspannungssignal, dessen Amplitude der Drehzahländerung des Ankers 3 proportional ist, d.h. dessen Amplitude der Änderung des Mittelwertes des in den Eingang 103 eingespeisten Rechtecksignals proportional ist. Das erhaltene Gleichspannungssignal gelangt in einen PID-Regler 105, dessen Signaleingang 106 dementsprechend mit dem Signalausgang 107 der Differenzierschal ung 104 verbunden ist. An einem weiteren Eingang 108 wird ein Sollwert zugeführt und an einem Eingang 109 wird ein Anfangswert vorgegeben, mit dem die Bremsung beginnt, wenn durch Loslassen des Schalters 8 seine beiden Schaltkontakte 9 und 11 in die in Fig. 6 gezeigte Lage zurückkehren.. -

Der PID-Regler enthält einen Ausgang 111, der mit einem Modulationseingang 112 eines pulsdauermodulierbaren Oszillators 113 verbunden ist, dessen Ausgang 114 an die Basis des Schalttransistors 25 angeschaltet ist.

Die Stromversorgung der Schaltungsblöcke 97, 101, 104, 105 und 113 erfolgt wiederum aus der an der Feldwick¬ lung 4 im Bremsbetrieb abfallenden Spannung, die in die Stromversorgungsschaltung 61 eingespeist wird und die hieraus die notwendige positive und die negative Be¬ triebsspannung für die erwähnten Schaltungsblöcke er¬ zeugt. Die Stromversorgungsleitungen sind der Über¬ sichtlichkeit halber nicht mit eingezeichnet.

Die insoweit beschriebene Schaltung nach Fig. 6 arbei¬ tet folgendermaßen: Durch Betätigen des Umschalters 8 wird, wie oben bereits erläutert, der Motorbetrieb ein¬ geschaltet, während dem aus dem Netz der Speicherkon-

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densator 17 über -den Vorwiderstand 18 nahezu auf Netz¬ spannung aufgeladen wird. Durch Loslassen des Schal¬ ters 3 kehren die Umschaltkontakte 9 und 11 in die ge¬ zeichnete Lage zurück, wodurch der Bremsbetrieb des Kollektormotors 2 eingeschaltet wird. Da in diesem

Zustand der Differentiator 104 noch nicht eingeschwun¬ gen ist, gibt der Oszillator 113 an seinem Ausgang 114 ein periodisches Rechtecksignal ab, bei dem die Impulsbreite,während der das Rechtecksignal im Zu- stand H ist, um den Schalttransistor 25 durchzusteuern, von dem Anfangswert festgelegt ist, der von dem PID- Regler 105 in diesen Zustand an den Oszillator 113 abgegeben wird.- Bereits ab diesem Zeitpunkt wird folg¬ lich der Schalttransistor 25 periodisch ein- und aus- geschaltet, um eine zur Zeit noch ungeregelte" Begren¬ zung der Felderregung zu erzeugen.

Unmittelbar seit Einschalten des Bremsbetriebes erzeugt der inkrementale Geber 97 das drehzahlproportionale Signal, das in das Monoflop 10t eingespeist wird. Die¬ ses formt hieraus ein periodisches Rechtecksignal, dessen Periodendauer der Periodendauer des eingespeisten Signals entspricht und dessen Gleichspannungsmittelwert der Drehzahl proportional ist. In der nachfolgenden Differenzierschaltung 101 wird zunächst das Rechteck¬ signal gesiebt, m ein Gleichspannungssignal zu erhal¬ ten, dessen Momentanwert proportional zu der Drehzahl des Ankers 3 ist. Dieses drehzahlproportionale Signal, das sich mit der Zeit allmählich ändert, wird diffe¬ renziert, um ein Signal zu erzeugen, dessen Amplitude der Drehzahlander ng entspricht. Dieses Signal wird von dem PID-Regler 105 mit dem Sollwert verglichen, der die Änderungsgeschwindigkeit für die Drehzahl festlegt.

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Zur Schaltungsmasse führt ebenso die Ser_± ^' enschaltung zweier Widerstände 122, 123, die anderenends an dem Ausgang des Differenzverstärker 117 angeschlossen ist. Ein Gegenkopplungskondensator 124 liegt zwischen dem Ausgang des Differenzverstärkers 117 und der Verbin¬ dungsstelle der beiden Widerstände 118, 119.

Die Arbeitsweise und Dimensionierung dieses aktiven Tiefpaßfilters mit einer Grenzfrequenz von 10 Hz ist in Tietze-Schenk, "Halbleiterschaltungstechnik", korrigierter Nachdruck der 3. Auflage", Springer-Verlag, Seite 306 ff. beschrieben.

Der Ausgang des Differenzverstärkers 117 bildet gleich- zeitig den Ausgang dieser ersten Filterstufe -115, die an einen Eingang 125 der nachfolgenden identisch auf¬ gebauten Filterstufe angeschlossen ist. Ihr Ausgang 126 ist an einen Eingang 127 eines nachgeschalteten aktiven Hochpaßfilters 128 angeschlossen. Das aktive Hochpaßf-ilter 128, dessen Dimensionierung in der oben erwähnten Literaturstelle beschrieben ist, enthält einen Differenzverstärker 129, dessen invertierender Eingang über die Serienschaltung aus einem Kondensa¬ tor 131 und einem Widerstand T32 zu dem Eingang 127 der Filterstufe hin verbunden ist. Der nicht inver¬ tierende Eingang des Differenzverstärkers 129 liegt über einen Widerstand 133 an der Schaltungsmasse. Außer¬ dem ist der Differenzverstärker 29 über einen Wider¬ stand 134 von seinem Ausgang zu seinem invertierenden Eingang hin gegengekoppelt. Der Ausgang des Differenz¬ verstärkers 129 bildet den Ausgang 107 des Differen- tiators, der an seinem Ausgang das gewünschte, der Drehzahländerung proportionale Analogsignal abgibt. Dieses Signal gelangt in den PID-Regler 105, der als

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aktives Element einen Differenzverstärkar 135 aufweist. Der nicht invertierende Eingang dieses Differenzver¬ stärkers ist über einen Widerstand 136 geerdet und außerdem ist der Ausgang des Differenzverstärkers - 135 über die Serienschaltung eines Widerstandes 137 sowie eines Kondensators 138 zu dem invertierenden Eingang gegengekoppelt, wobei der Kondensator 138 der eigentliche Integrationskondensator ist.

_* Zwischen dem invertierenden Eingang des Differenzver¬ stärkers 135 und dem Eingang 106 des- PID-Reglers liegt eine Schaltstrecke eines zweipoligen integrierten Ana¬ logschalters 139, über den wahlweise die Verbindung des invertierenden Eingangs zu dem Signaleingang ^' 106 geschaltet werden kann. Zwischen dem Analogschalter 139 und dem Signaleingang 106 ist außerdem ein Wider¬ stand 141 eingefügt und es ist an die Verbindungsstelle zwischen dem Widerstand 141 mit dem integrierten Ana- logschalter 139 ein Widerstand 142 angeschaltet, über den der Sollwert mit umgekehrtem Vorzeichen zugeführt wird. An dem Verbindungsknoten zwischen den beiden Widerständen 141 und 142 entsteht- auf diese Weise die Addition von Soll- und Istwert.

Zur Anfangswerteinstellung ist an dem Ausgang des

Operationsverstärkers 135 ferner die Serienschaltung aus zwei Widerständen 143, 144 angeklemmt, die mit ihrem anderen Ende zu einer Spannungsquelle für den Sollwert oder der positiven Versorgungsspannung hin führt.

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Der Verbindungsknoten zwischen den beiden Widerständen 143, 144 liegt an einer eiteren ü schaltstrecke des integrierten Analogschalters 133, damit , wie darge¬ stellt, je nach Schaltstellung entweder der Verbin- dungsknoten geerdet wird oder mit dem invertierenden Eingang des Differenzverstärkers 135 verbunden werden kann. Die Schaltstrecken des integrierten Analogschal¬ ters sind miteinander synchronisiert, so daß mit dem invertierenden Eingang des Differenzverstärkers 135 entweder die Verbindungsstelle zwischen den Wider¬ ständen 143 und 144 oder die Verbindungsstelle zwischen den Widerständen 141 und 142 verbunden ist.

Der Aufbau und die Betriebsweise eines solchen Integra- tors ist ebenfalls der Literatorstelle Tietze,Schenk, "Halbleiterschaltungstechnik" korrigierter Nachdruck der 3. Auflage, ab Seite 241 zu entnehmen.

_

Der PID-Regler 105 ist mit -seinem Ausgang 106, der von dem Ausgang des Differenzverstärkers 135 gebildet ist, an den nachfolgenden pulsweitenmodulierbaren Oszillator 113 angeschlossen. Dieser pulsweiteήmodulierbare Oszillator enthält einen Rechteckgeneratόr 145, der ein periodisches Rechtecksignal konstanter Frequenz (ca.1 kHz) und mit einem Taktverhältnis 1:1 ^' abgibt. Oszillatoren dieser Art sind in einer Vielzahl bekannt und brauchen deswegen an dieser Stelle nicht beschrieben zu werden. Die eigentliche Pulsweitenmodulation des aus dem Oszillator 145 erhaltenen Signals erfolgt mit einer Schaltungsanordnung, wie sie für Phasenanschnitt¬ steuerungen bekannt ist. Es sind hierfür integrierte Schaltungen verfügbar, beispielsweise die integrierte Phasenanschnittsteuerung TCA780 der Firma Siemens, de¬ ren Anwendung in "Technische Mitteilungen aus dem Be- reich Bauelemente, Integrierte Phasenanschnittsteuerung TCA 780 für die Leistungselektronik, Best.Nr. B 1384 der Firma Siemens" in ihrem Aufabeu und in ihrer äußeren 3eschal-

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genügt es, an dieser Stelle auszuführen, daß das aus dem Oszillator 145 erhaltene Rechtecksignal PIN 5 der integrierten Schaltung TCA780 zugeführt wird, die hieraus an ihren Ausgängen PIN 14 und PIN 15 das gewünschte Signal erzeugt, das über an die jeweili¬ gen Ausgänge angeschlossene Dioden 146 und 147 sowie einen Längswiderstand 148 dem Ausgang 114 zugeführt wird.

Fig. 8 zeigt schließlich ein Ausführungsbeispiel, bei dem die Felderregung im Bremsbetrieb dadurch begrenzt ist, daß lediglich ein Teil der im Motorbetrieb wirk¬ samen Feldwicklung 4 zu dem Anker 3 parallelgeschal¬ tet ist. Ansonsten entspricht die Schaltung dem in Fig. 1 gezeigten Aufbau, wobei lediglich die Z-Diode 21 weggelasen ist.

Für den Fall, daß auch bei Verwendung der Hälfte der Feldwicklung 4 ein zu großes Kollektorfeuer auftritt oder ein zu großes Bremsmoment, kan n zum Bremsen auch ein noch kleinerer Teil der Feldwicklung herangezogen werden.

Im übrigen haben die Bezugszeichen in Fig. 8 dieselbe Bedeutung wie bei Fig. 1.