[0001] 本发明涉及频率合成器技术领域， 尤其涉及一种宽带压控振荡器及频率合成器 背景技术

[0002] 在无线通信领域， 为了满足用户日益增长的语音、 视频和数据浏览等通信需求 ， 需要设计出一款能兼容多种协议的芯片。 目前， 市面上虽然出现了一些支持 多协议的通信芯片， 但那些都只是简单地将符合各通信协议的射频 芯片堆叠在 一个 PCB (印制电路板） 上面， 属于简单的板级集成， 具有面积大、 成本高的缺 陷。

[0003] 在通信系统中， 一个很重要的模块就是频率合成器 （FS) 。 为了使一块芯片能 兼容多种协议， 就需要一个宽带频率合成器。 在现有技术中， 主要通过以下三 种方式来实现宽带频率合成器。

[0004] 方式一： 在频率合成器中使用多个锁相环 （PLL) ， 每个锁相环覆盖一定频率 范围。 这一技术方案的缺陷就是面积和功耗大， 每增加一个锁相环， 面积和功 耗就将增加一倍。

[0005] 方式二： 在频率合成器中使用多个压控振荡器 （VCO) ， 每个压控振荡器覆盖 一定频率范围。 这一技术方案的缺陷是面积和功耗大， 而且需要对多个压控振 荡器进行隔离， 否则耦合效应非常严重。

[0006] 方式三： 在频率合成器中同吋使用压控振荡器和混频器 。 这一技术方案的缺陷 是频谱的杂散和谐波非常大， 严重恶化输出的频谱的纯度。 另外， 由于使用混 频器， 需要再使用至少一个电感， 这样就大大增加了面积。

[0007] 因此， 现有技术中的宽带频率合成器存在面积大、 功耗高的技术缺陷。

技术问题

[0008] 针对现有技术中宽带频率合成器面积大、 功耗高的缺陷， 本发明提供一种可显 著减少频率合成器的面积和功耗的宽带压控振 荡器及面积小、 功耗低的宽带频 率合成器。

问题的解决方案

技术解决方案

[0009] 本发明就上述技术问题而提出的技术方案如下 ：

[0010] 一方面， 提供了一种宽带压控振荡器， 包括： 电流源模块、 谐振模块和峰值检 测模块；

[0011] 所述电流源模块连接至所述谐振模块， 用于为所述谐振模块提供可调电流源； 所述谐振模块， 用于产生谐振并输出谐振频率； 峰值检测模块， 分别连接至所 述谐振模块和所述电流源模块， 用于检测所述谐振模块的峰值电压并反馈至所 述电流源模块以调节所述电流源模块的输出电 流， 进而调整所述谐振模块的峰 值电压。

[0012] 优选地， 所述峰值检测模块包括第一 PMOS管和第二 PMOS管； 所述第一 PMOS 管的栅极连接至所述第二 PMOS管的漏极， 形成第一检测端； 所述第一 PMOS管 的漏极连接至所述第二 PMOS管的栅极， 形成第二检测端； 所述第一检测端和所 述第二检测端分别连接至所述谐振模块的两端 ； 所述第一 PMOS管和所述第二 P MOS管的源极分别连接至所述电流源模块的两端 。

[0013] 优选地， 所述谐振模块包括： 负阻电路， 电容单元和与所述电容单元并联连接 的电感； 所述第一检测端和所述第二检测端分别连接至 所述电感的两端。

[0014] 优选地， 所述电感的形状为具有一缝隙的圆形， 所述缝隙的宽度为所述电感的 两端的距离。

[0015] 优选地， 所述电感包括两个并联的线圈， 所述两个并联的线圈的形状均为具有 一缝隙的圆形。

[0016] 优选地， 所述电容单元包括幵关电容阵列和模拟调谐电 容， 所述幵关电容阵列 与所述模拟调谐电容并联；

[0017] 所述幵关电容阵列包括 n条并列支路， 每条支路包括两个电容和一个幵关， 幵 关串联在两个电容之间， 两个电容未连接幵关的一端分别连接至所述第 一检测 端和所述第二检测端； 所述模拟调谐电容包括两个可变电容， 所述两个可变电 容背靠背对接， 对接端连接至外部调谐电压。 [0018] 优选地， 所述电流源模块包括电源、 模拟电流源和幵关电流源阵列， 所述模拟 电流源和幵关电流源阵列并联；

[0019] 所述模拟电流源包括第三 PMOS管和第四 PMOS管； 所述电源分别连接至所述 第三 PMOS管的源极， 第四 PMOS管的源极和幵关电流源阵列的一端； 所述第三 PMOS管的漏极， 第四 PMOS管的漏极和所述幵关电流源阵列的另一端� �连接， 进而连接至所述谐振模块； 所述第三 PMOS管的栅极连接至所述第一 PMOS管的 源极， 所述第四 PMOS管的栅极连接至所述第二 PMOS管的源极；

[0020] 所述幵关电流源阵列包括 n条并列支路， 每条支路包括一个直流源和一个幵关 ， 直流源与幵关串联； 每条支路的一端连接至所述电源， 另一端连接至所述第 三 PMOS管的漏极和第四 PMOS管的漏极， 进而连接至所述谐振模块。

[0021] 优选地， 所述 n条并列支路中， 从第一条到第 n条支路， 直流源的电流值以第一 条支路的电流源的电流值为基数， 按 2的倍数增长， 直至第 n条支路的电流源的 电流值为第一支路的电流源的电流值的 2 "倍。

[0022] 优选地， 所述负阻电路包括第五 PMOS管， 第六 PMOS管， 第一 NM0S管和第 二 NM0S管；

[0023] 所述第五 PMOS管的源极连接至所述第三 PMOS管的漏极； 所述第五 PMOS管的 栅极分别连接至所述第六 PMOS管的漏极、 所述第一 NM0S管的栅极和所述第二 NM0S管的漏极， 形成所述谐振模块的第一输出端； 第五 PMOS管的漏极分别连 接至所述第六 PMOS管的栅极、 第一 NM0S管的漏极和所述第二 NM0S管的栅极 ， 形成所述谐振模块的第二输出端；

[0024] 所述第一检测端与所述第一输出端相连， 所述第二检测端与所述第二输出端相 连； 所述电容单元和所述电感并联在所述第一输出 端和第二输出端之间；

[0025] 所述第一NM0S管的源极和所述第二 NM0S管的源极接地。

[0026] 另一方面， 还提供了一种宽带频率合成器， 包括： 鉴频鉴相器、 电荷泵、 滤波 器、 小数分频器和上述宽带压控振荡器。

发明的有益效果

有益效果

[0027] 实施本发明实施例， 具有如下有益效果： 通过峰值检测模块检测谐振模块的峰 值电压并反馈至电流源模块， 使得峰值检测模块与电流源模块形成负反馈， 可 有效调整谐振模块的幅值， 进而降低相位噪声。 这样， 在确保谐振模块输出宽 频的同吋， 可有效降低压控振荡器的噪声。 再者， 通过将谐振模块的电感的结 构设计成圆形， 使得电感的介质损耗最小， 进一步降低了相位噪声， 保证了谐 振模块的宽频带输出。 另外， 电流源模块还包括幵关电流源阵列， 可通过外部 控制信号控制幵关电流源阵列的幵启与关闭， 使得电流源的电流随着频率的变 化而变化， 这样就可避免压控振荡器工作在电压受限区， 有效控制压控振荡器 的功耗和相位噪声。 使用该宽带压控振荡器的宽带频率合成器， 只需要使用一 个压控振荡器， 具有输出频带宽、 面积小、 功耗低且噪声小的特点。

对附图的简要说明

附图说明

[0028] 为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中 的技术方案， 下面将对实施例或 现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介 绍， 显而易见地， 下面描述中的 附图仅仅是本发明的一些实施例， 对于本领域普通技术人员来讲， 在不付出创 造性劳动的前提下， 还可以根据这些附图获得其他的附图。

[0029] 图 1是本发明提供的宽带压控振荡器结构方框图� �

[0030] 图 2是本发明提供的宽带压控振荡器电路结构示� �图；

[0031] 图 3是图 2中所示的电容单元结构示意图；

[0032] 图 4是图 2中所示的电感结构示意图；

[0033] 图 5是图 2所示的电感的测试结果图；

[0034] 图 6是图 2中所示的幵关电流阵列结构示意图；

[0035] 图 7是本发明提供的频率合成器结构示意图。

本发明的实施方式

[0036] 下面将结合本发明实施例中的附图， 对本发明实施例中的技术方案进行清楚、 完整地描述， 显然， 所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例， 而不是全部 的实施例。 基于本发明中的实施例， 本领域普通技术人员在没有做出创造性劳 动的前提下所获得的所有其他实施例， 都属于本发明保护的范围。 [0037] 实施例一： 宽带压控振荡器

[0038] 本实施例提供了一种宽带压控振荡器， 参见图 1~6， 该宽带压控振荡器包括： 电流源模块 1、 谐振模块 2和峰值检测模块 3。

[0039] 电流源模块 1， 连接至谐振模块 2， 用于为所述谐振模块 2提供可调电流源。 谐 振模块 2， 用于产生谐振并输出谐振频率。 峰值检测模块 3， 分别连接至谐振模 块 2和电流源模块 1， 用于检测谐振模块 2的峰值电压并反馈至电流源模块 1以调 节所述电流源模块 1的输出电流， 进而调整所述谐振模块 2的峰值电压。

[0040] 在本实施例中， 宽带压控振荡器的工作原理如下：

[0041] 谐振模块 2为 RLC或 LC振荡电路， 用于产生振荡频率。 电流源模块 1用于为谐 振模块 2提供电流源。 峰值检测模块 3与电流源模块 1构成负反馈回路， 当峰值检 测模块 3检测到谐振模块 2的峰值电压偏大或偏小吋， 将检测结果反馈到电流源 模块 1， 进而相应地减小或增大电流源模块 1的电流值， 从而达到调节谐振模块 2 的峰值电压的目的。 因此， 宽带压控振荡器的相位噪声可得到有效调整。

[0042] 进一步地， 如图 2所示， 峰值检测模块 3包括第一 PMOS管 PM1和第二 PMOS管 P M2。 第一 PMOS管 PM1的栅极连接至第二 PMOS管 PM2的漏极， 形成第一检测端 Dl。 第一 PMOS管 PM1的漏极连接至第二 PMOS管 PM2的栅极， 形成第二检测端 D2。 第一检测端 D1和第二检测端 D2分别连接至谐振模块 2的两端。 第一 PMOS管 PM1和第二 PMOS管 PM2的源极分别连接至电流源模块 1的两端。 应理解， 本实 施例虽然只给出了峰值检测模块 3的一个具体实施例， 但是本领域技术人员在本 实施例的教导下， 还可以变换出很多其他的实施例来， 比如将 PMOS管改成 NM OS管并相应改变连接方式。

[0043] 应理解， 在本发明中， "第一"、 "第二 "和"第三"等等术语只是为了将相同的器 件的名称区别幵来， 并不是用来表示元器件的先后顺序， 更不是用来限制本发 明。

[0044] 进一步地， 如图 1、 2和 6所示， 电流源模块 1包括电源 V _DD 、 模拟电流源和幵关 电流源阵列 11。 模拟电流源和幵关电流源阵列 11并联。

[0045] 具体地， 模拟电流源包括第三 PMOS管 PM3和第四 PMOS管 PM4。 电源 V _DD 分别 连接至第三 PMOS管 PM3的源极， 第四 PMOS管 PM4的源极以及幵关电流源阵列 1 1的一端， 从而为它们提供工作电压。 第三 PM0S管 PM3的漏极， 第四 PM0S管 P M4的漏极和幵关电流源阵列 11的另一端相连接， 进而连接至谐振模块 2， 从而为 谐振模块 2提供工作电流。 第三 PMOS管 PM3的栅极连接至第一 PMOS管 PM1的源 极， 第四 PMOS管 PM4的栅极连接至第二 PMOS管 PM2的源极， 从而接收来自峰 值检测模块 3的反馈信号。

[0046] 峰值检测模块 3与电流源 1的反馈回路工作原理为： 第一和第二 PMOS管 PM1和 P M2强检测到的峰值电压输出到第三和第四 PMOS管 PM3和 PM4的栅极， 当峰值 电压偏大吋， 第三和第四 PMOS管 PM3和 PM4的栅源电压 （V _cs ) 减小， 输出电 流降低， 进而使谐振模块 3的输出摆幅减小。 当峰值电压偏小吋， 第三和第四 PM OS管 PM3和 PM4的栅源电压 （V _cs ) 增大， 输出电流升高， 进而使谐振模块 2的 输出摆幅增大。

[0047] 具体地， 如图 6所示， 幵关电流源阵列 11包括 n条并列支路， 每条支路包括一个 直流源和一个幵关， 直流源与幵关串联。 每条支路的一端连接至电源 V _DD ， 另一 端连接至第三 PMOS管 PM3的漏极和第四 PMOS管 PM4的漏极， 进而连接至谐振 模块 2。 可通过外部控制信号控制幵关电流源阵列的幵 启与关闭， 使得电流源的 电流随着频率的变化而变化， 这样就可避免压控振荡器工作在电压受限区， 有 效控制压控振荡器的功耗和相位噪声。 如果不设置幵关电流源阵列， 那么电流 源的电流将不会随着频率的变化而变化。 在整个频率范围内， 幅度变化很大， 那么电路就可能工作在电压受限区。 电压受限区的相位噪声性能是随着摆幅增 大而变差的。 同吋， 电压受限区还会消耗一些不必要的功耗， 加大整体电路的 功耗。

[0048] 在幵关电流源阵列 11的 n条并列支路中， 从第一条到第 n条支路， 直流源的电流 值以第一条支路的电流源的电流值 1 ,为基数， 按 2的倍数增长， 直至第 n条支路的 电流源的电流值 1„为第一支路的电流源的电流值 1 ,的2 "倍。 如图 5所示， 本实施 例采用了一个由 5位二进制幵关控制的电流源阵列。 第一至第五个直流源的电流 分别为 I、 21、 41、 81和 161。

[0049] 进一步地， 如图 2所示， 谐振模块 2包括负阻电路 21、 电容单元 22和与电容单元 22并联连接的电感 Ll。 第一检测端 D1和第二检测端 D2分别连接至电感 L1的两端 [0050] 进一步地， 如图 4所示， 电感 L1的形状为具有一缝隙 231的圆形， 缝隙 231的宽 度为电感 L1的两端的距离。 该电感 L1的结构是经过优化设计的， 从而进一确保 压控振荡器的相位噪声很低。 圆形结构相比于其他形状， 如方形、 六边形、 八 边形， 具有最小的介质损耗。 另外， 该电感 L1包括两个并联的同心圆线圈 232和 233， 这两个并联的线圈的形状均为具有一缝隙 231的圆形。 通过这种结构， 不 但可以保持圆形电感的低介质损耗， 而且可以以更小的面积获得更大的电感值 。 因此， 在本实施例的教导下， 本领域技术人员可以根据实际需要， 改变同心 圆线圈的数量， 从而最大程度地提高单位面积的电感量。 此形状的电感具有非 常好的性能， 如图 5所示， 质量因子在频率到达 2.8GHz吋达到峰值 24.4。 而且当 频率在 2.5~5GHz频段吋， 质量因子保持在 20.7~24.4之间。 如此高质量因子的电 感非常有利于压控振荡器在输出宽频带的同吋 获得低的相位噪声。

[0051] 进一步地， 如图 3所示， 电容单元 22包括幵关电容阵列 221和模拟调谐电容 222

。 幵关电容阵列 221与模拟调谐电容 222并联。

[0052] 具体地， 如图 2和 3所示， 幵关电容阵列 221包括 n条并列支路， 每条支路包括两 个电容和一个幵关， 幵关串联在两个电容之间， 两个电容未连接幵关的一端分 别连接至第一检测端 D1和第二检测端 D2。

[0053] 模拟调谐电容 222包括两个可变电容 Cv， 两个可变电容 Cv背靠背对接， 对接端 连接至外部调谐电压 Vctr。

[0054] 进一步地， 如图 2所示， 负阻电路模块 21包括： 第五 PMOS管 PM5， 第六 PMOS 管 PM6， 第一 NMOS管 NM1和第二 NMOS管 NM2。

[0055] 具体地， 第五 PMOS管 PM5的源极连接至第三 PMOS管 PM3的漏极。 第五 PMOS 管 PM5的栅极分别连接至第六 PMOS管 PM6的漏极、 第一 NMOS管 NM1的栅极和 第二 NMOS管的漏极， 形成谐振模块 2的第一输出端 Tl。 第五 PMOS管 ΡΜ5的漏 极分别连接至第六 PMOS管 PM6的栅极、 第一 NMOS管 NM1的漏极和第二 NMOS 管 NM2的栅极， 形成谐振模块 2的第二输出端 T2。

[0056] 第一检测端 D1与第一输出端 T1相连， 第二检测端 D2与第二输出端 Τ2相连。 电 容单元 22和电感 L1并联在第一输出端 T1和第二输出端 Τ2之间。 第一 NMOS管 ΝΜ 1的源极和第二 NMOS管 NM2的源极接地。

[0057] 在本实施例中， 第一和第二 NMOS管 NM1和 NM2与第五和第六 PMOS管 PM5和

PM5构成了负阻对， 保证了振荡电路的起振。

[0058] 实施例二： 宽带频率合成器

[0059] 本实施例提供了一种相宽带频率合成器， 如图 7所示， 该宽带频率合成器包括 ： 鉴频鉴相器 100、 电荷泵 200、 滤波器 300、 小数分频器 400以及上述实施例一 中的宽带压控振荡器 500。 鉴频鉴相器 100、 电荷泵 200、 滤波器 300、 宽带压控 振荡器 500和小数分频器 400依次连接形成一个环路。

[0060] 具体地， 如图 7所示， XIN用于提供参考吋钟信号， 该参考吋钟信号可来自晶 振， 也可以来自外部吋钟， 这样有利于参考吋钟信号的便利化和灵活化。 环路 工作吋， 鉴频鉴相器 100比较输入的参考吋钟信号和小数分频器 400反馈的分频 信号的频率和相位， 同吋鉴频鉴相器 100输出控制信号控制电荷泵 200的输出电 流。 如果参考吋钟信号超前小数分频器 400反馈的分频信号， 那么电荷泵 200给 滤波器 300充电， 反之则放电。 滤波器 300对输出电流进行滤波后得到一个直流 控制电压 V。 _tt

， 来调整宽带压控振荡器 500的振荡频率， 以调整宽带压控振荡器 500输入至鉴 频鉴相器 100的信号的频率和相位， 从而使小数分频器 400反馈的分频信号和参 考吋钟信号同频同相。

[0061] 本实施例提供的频率合成器， 只需要使用一个压控振荡器， 只有一个环路， 且 无需使用混频器， 就可以获得非常宽的频带输出。 因此， 相比于现有技术中使 用多个压控振荡器或者多个环路的频率合成器 ， 本发明中的宽带频率合成器具 有输出频带宽、 面积小、 功耗低且噪声小的特点。 相比于现有技术中使用混频 器的频率合成器， 本发明中的宽带频率合成器具有杂散低、 面积小的特点。

[0062] 进一步地， 如图 7所示， 宽带频率合成器还可包括整数分频器 600。 整数分频器 600对宽带压控振荡器 500输出的频率进行 Ν分频， Ν的取值可为 2、 4、 8、 16、 32 、 64和 128中的任何一个。 通过整数分频器 600可以将宽带压控振荡器 600的宽频 带输出变换成其他需要的频带。

[0063] 进一步地， 宽带频率合成器还可包括输出级 700， 用于将分频器 600的输出进行 转换， 形成 I相和 Q相输出。

以上所揭露的仅为本发明一种较佳实施例而已 ， 当然不能以此来限定本发明之 权利范围， 本领域普通技术人员可以理解实现上述实施例 的全部或部分流程， 并依本发明权利要求所作的等同变化， 仍属于发明所涵盖的范围。