_Xi (n) = _Xl (n - (i - l) K/N _T , 将 N _r 个时域序列分别变换至频域， 并记为对角形 式得到 X^' = 1, 2, ... , N _T ， 且 Χ ΧΛ. , 其中， Λ,.为对角矩阵， 第 /个对角元素为： 且导引的时域与频域序列均为恒模，如 ZC序列。频域导引信号经补零后延长至 经 IFFT， 加 CP操作后送至天线射频进行 D/A及上变频等操作后发射。 对于接收端的任意一根天线， 经下变频， A/D采样得到数字接收信号， 再经过去 CP, N点 FFT， 解复用操作可得到频域接收导引信号为- Y = J X H, + N = J X^ H, + N 其中， H,为发射天线 至某一接收天线的信道增益，具有频域自相关 矩阵 R _ff , _; N 为高斯白噪声， 具有频域自相关矩阵 N。I， 其中 N。是白噪声功率， /是单位矩阵。 首先， 对目前常见的 OFDM (同样适用于 SC-FDM)中三种基于导频的信道估计技 术加以介绍： 最小二乘 (LS)信道估计： LS信道估计是 OFDM系统中最基本、 最简单的信道估 计方法。 该方法将导引子载波位置的接收信号直接与导 频信号的逆相乘， 作为信道的 估计值， LS信道估计也是其余更复杂信道估计技术的基� ��步骤。 LS信道估计具有最 低的计算复杂度， 然而该方法完全未考虑噪声及天线间干扰对估 计性能造成的恶化， 若采用将严重影响系统性能。 基于离散傅里叶变换的 (DFT-Based)信道估计： DFT-Based信道估计利用时域信道 向量能量集中的特点进行除噪及干扰抑制。 首先进行频域 LS信道估计， 然后将信道 频域响应值经过 IDFT变换到时域， 对信道的冲击响应进行加窗以抑制噪声， 最后经 DFT变换到频域，得到最终的信道频域响应估计 值。 由于 DFT操作具有快速的计算机 执行方法， DFT-Based技术的复杂度较低， 其加窗操作能有效的抑制噪声及天线间干 扰， 然而， 时域信道能量的泄漏现象使得该技术不可避免 的遭受有用信息损失及残余 天线间干扰的影响。 线性最小均方误差 (LMMSE)信道估计： LMMSE算法利用信道统计信息得到最小 化均方误差的线性估计， 是线性最优的估计算法。 LMMSE算法的具有较高的计算复 杂度， 且需要信道的统计信息进行估计， 这在实际中是难以得到的。 本发明实施例提供一种实际的 LMMSE信道估计，即 PLMMSE(Practical LMMSE) 技术， 是一种实际可实现的信道估计算法， 可在发射机多天线采用频域码分复用的情 况下获取准确的信道估计。 发明内容 本发明实施例提供一种实际的 LMMSE信道估计算法， 能够提供更有效的信道估 计进行 MIMO检测， 同时需要较少的先验统计信息。 如上文所述， 接收导引信号在接收端经过去 CP， N点 FFT， 解复用操作后可表示

Y = J XH, +N = J X^H, + N 其中， H,为发射天线 至某一接收天线的信道增益，具有频域自相关 矩阵 R _ff , _; N 为高斯白噪声， 具有频域自相关矩阵 N。I。 Λ,为对角矩阵， 第 /个对角元素为：

Λ.. exp 首先进行 LS信道估计: 其中， = 「 。 所述 PLMMSE技术以上述 LS估计为基础执行， 包括以下步骤: 步骤 1 获取 N维信道自相关矩阵 ：

R = ¥ _N diag 0, ·.·,()

其中， M为 CP长度； F _W 为N点 FFT变换矩阵， 其第《行 列元素可记为: 步骤 2 获取天线 i 至任意接收天线处的信道频域自相关矩阵 A, _ff Af ， 其中

R„ =(R) ， (R) 表示矩阵 R的前 行与前 列元素构成的子矩阵。

3 根据以上步骤得到的统计信息及接收端已知的 白噪声功率^。计算权值矩 步骤 4 利用权值矩阵 W与事先得到的 LS估值 得到最终的信道估计值: 由此得到的信道估计值可用于后续的 MIMO检测。 优点 本发明实施例适用于采用频域码分复用导引安 排场景下的多天线信道估计， 在未 知信道统计信息的情况下获得了尽可能接近 LMMSE技术的性能， 且实现步骤简单。 本发明实施例提供的 PLMMSE信道估计相对于 DFT-Based信道估计算法， 性能约提 升 1.5db。 附图说明 图 1为本发明实施例的典型的发射机结构示意； 图 2为本发明实施例的典型的接收机结构示意； 图 3为信道估计操作流程图； 图 4是根据本发明实施例提供的多接收天线系统� �信道估计装置的结构示意图。 具体实施方式 下面以 2发射天线场景为例对本发明实施例进行进一� �的详细说明。 图 1为本发明实施例的典型的发射机结构示意图� � 考虑基于 SC-FDMA的 2发 2 收 V-BLAST系统基带模型， 用户数据经模块 1 串并转换后分两路经模块 2调制， 然 后经模块 3DFT (可采用 600点 FFT变换） 变换至频域， 在频域进行用模块 5联合插 入导频。 频域符号与导引符号通过子载波映射实现与其 余用户的频分复用， 再经模块 6进行 IFFTC1024点 IFFT变化)变换到时域， 最后在模块 7添加 CP (常规 CP或非常 规 CP) 后经模块 8变频发射。 图 2 为本发明实施例的典型的接收机结构示意图， 在接收端， 先进行下变频操作 (由模块 18实现， 其中 18表示模块 8相对应的逆过程， 其余编号类同）， 两接收天线 分别用模块 17进行去 CP， 经模块 16进行 FFT变换到频域， 在频域经模块 15解映射 操作得到经衰落信道及噪声影响的发射信号， 此时仍为分离的两路发射信号， 然后接 收机对数据符号运用模块 14进行信道估计然后用模块 13进行 MIMO检测操作，然后 对分离后信号分别进行 IDFT变换， 用模块 11解调操作得到每根天线的发射数据， 最 后经模块 10串并转换的到发射数据。 图 3是本发明实施例的信道估计操作流程图。 具体的操作如下所示： 接收的导引符号经下变频， A/D， 去 CP N点 FFT后解复用可得到频域向量 Y 进行 LS估计得到 H _iS 该估计由模块 21和 22实现， 本发明实施例提出方案以 LS估计 为基础实施， 具体步骤如下： 步骤 1 获取 N维信道自相关矩阵

N

R - ¥ _N diag !,· · · ,!, 0,· · · ,0

M 其中， Μ为 CP长度。 该矩阵代表信道的统计信息， 由模块 23得到。 步骤 2 获取天线 1 与天线 2 至任意接收天线处的信道频域自相关矩阵 ^与 Α _Η Α ^Η , 其中 = (¾)^ ^， (¾)^ ^表示矩阵 R的前 行与前 列元素构成的子 矩阵。 步骤 3 根据以上步骤得到的统计信息及接收端已知的 白噪声功率 N。计算权值矩 W = K _H (Κ _Η + AR _H A ^H + Ν ₀ ΙΪ ¹ , 该矩阵由模块 24表示。 步骤 4 利用权值矩阵 W与事先得到的 LS估值 H _iS 得到最终的信道估计值 （模块 25表示）：

I =R" ( + AR„A" + ΝΛ H LS 图 4是根据本发明实施例提供的多接收天线系统� �信道估计装置的结构示意图， 如图 4所示， 初始估计模块 410， 设置为利用最小二乘信道估计算法， 对接收的导引 信号进行信道估计，得到估计值 H _iS ；权值计算模块 420，获取 N'维信道自相关矩阵 、 以及发射天线 i至任意接收天线处的信道频域自相关矩阵 ， 计算去干扰和噪声后的 权值矩阵 其中， i = H, N _T ， N 为发射端天线数； 估计修正模块 430， 设置为利 用所述权值矩阵 对所述估计值 进行修正， 得到修正后的估计值 H _P — _i 优选地， 所述权值计算模块 420， 计算得到的去干扰和噪声后的权值矩阵

W = R H ； 其中， 为自相关矩阵 的前 行与前 列元素构成的子

矩阵， 为用户所占子载波数目， 是白噪声功率， /是单位矩阵。 优选地， 所述权值计算模块 420， 获取的发射天线 至任意接收天线处的信道频域 自相关矩阵 = Λ _; : ^ ； 其中， Λ _; 为对角矩阵， Λ？为对角矩阵 Λ _; 的共轭转置矩阵， 矩阵 Λ _; 的第 /个对角元素为 Λ _; [/, /] = expl 优选地， 所述权值计算模块 420， 获取的 N' 维信道 自相关矩阵

R - F _N ,diag\ 1,...,1,0,...,0 其中， M为循环前缀长度， 为 N'点 FFT变换矩

M

阵， 为 ^,的共轭转置矩阵。 优选地， 所述估计修正模块 430， 修正后的信道估计值为 H - WM

P-LMMSE ^{rr 1 1} LS 这里已经通过具体的实施例子对本发明进行了 详细描述， 提供上述实施例的描述 为了使本领域的技术人员制造或适用本发明， 这些实施例的各种修改对于本领域的技 术人员来说是容易理解的。 本发明不限于只处理 LTE上行信道估计， 还可以处理下行 信道， 或更多发射天线的场景。 本发明并不限于这些例子， 或其中的某些方面。 上述说明示出并描述了本发明的一个优选实施 例， 但如前所述， 应当理解本发明 并非局限于本文所披露的形式， 不应看作是对其他实施例的排除， 而可用于各种其他 组合、 修改和环境， 并能够在本文所述发明构想范围内， 通过上述教导或相关领域的 技术或知识进行改动。而本领域人员所进行的 改动和变化不脱离本发明的精神和范围， 则都应在本发明所附权利要求的保护范围内。