LADESTATION

TECHNISCHES GEBIET

Die Erfindung betrifft eine Ladestation zum Laden und/oder Entladen eines Energiespeichers eines Elektrofahrzeuges mit elektrischer Energie mittels eines mit der Ladestation koppelbaren mehrphasigen Netzes, welche einen bidirektio nalen DC/DC-Wandler zur Umwandlung einer eingangsseitigen Zwischenkreis - Spannung in eine Ausgangsspannung und umgekehrt aufweist. Ferner betrifft die Erfindung ein Verfahren zum Betreiben einer solchen Ladestation.

STAND DER TECHNIK

Das vorliegende technische Gebiet betrifft das Laden eines Energiespeichers ei nes Elektrofahrzeuges. Hierzu beschreibt beispielsweise das Europäische Patent EP 2 882 607 Bl der Anmelderin eine Ladestation für Elektrofahrzeuge, mit we nigstens einer Eingangsschnittstelle zur Einspeisung von elektrischer Energie aus einem ortsfesten Stromversorgungsnetz in die Ladestation, mit einer An schlussbuchse zum Verbinden eines Ladesteckers eines Elektrofahrzeuges zur gesteuerten Abgabe von elektrischer Energie an das Elektrofahrzeug, mit einer Mehrzahl von elektrotechnischen Komponenten umfassend eine elektronische Steuervorrichtung zum Schalten, Messen oder Überwachen der aufgenommenen und/oder der abgegebenen elektrischen Energie, und mit einem die elektrotech nischen Komponenten umschließenden Gehäuse.

Bei Elektrofahrzeugen sind unterschiedliche Ladeverfahren bekannt, so gibt es Schnellladeverfahren, bei welchen die Ladestation dem Elektrofahrzeug Gleich spannung /-ström (DC) zur Verfügung stellt, oder aber auch Wechselstromlade - verfahren, wobei dem Elektrofahrzeug einphasig oder mehrphasig, insbesondere zweiphasig oder dreiphasig, Wechselstrom (AC) zur Verfügung gestellt wird, wel chen das ladende Fahrzeug mittels einem eingebauten AC/DC Wandler in Gleichstrom für den zu ladenden Energiespeicher umwandelt. Bei den Wechsel· stromladeverfahren kontrolliert eine Ladelogik des Fahrzeugs oder des Energie speichers den Ladevorgang.

Folglich kommen bei einer zum DOLaden geeigneten Ladestation sowohl ein AC/DC-Wandler als auch ein DC/DOWandler zum Einsatz.

Ein DC/DOWandler, der auch als Gleichspannungswandler bezeichnet wird, er möglicht eine eingangsseitige bzw. eine zwischenkreiszugeführte Gleichspan nung (DC Spannung) in eine Ausgangsspannung mit einem höheren oder niedri geren oder einem invertierten Spannungsniveau am Ausgang U _out umzuwandeln. Die Umsetzung erfolgt mithilfe von Halbleiterschaltern und einem oder mehre ren Energiespeichern wie Induktivitäten oder Kapazitäten bzw. Kondensatoren. Derartige Gleichspannungswandler werden auch als Gleichstromsteller bezeich net.

Der hier betrachtete DC/DC-Wandler arbeitet bidirektional, d.h. ein Energiefluss kann in beide Richtungen vom Eingang zum Ausgang, und/oder vom Ausgang zum Eingang erfolgen. Insbesondere durch Wahl des Tastgrads der Halbleiter- schalter kann der Stromfluss sowohl von der Quelle zur Last, als auch von der Last zur Quelle geführt werden. Die Höhe der Ausgangsspannung kann je nach Wahl des Eingangs und des Ausgangs höher oder niedriger sein als die jeweilige Eingangsspannung. Dem hier betrachteten DC/DC-Wandler liegt das Prinzip des Synchronwandlers, der auch als Gleichspannungstransformator bezeichnet wird, zugrunde. Durch ein zyklisches Schalten von Halbleiterschaltern wird Energie in einem Magnetfeld einer Speicherdrossel gespeichert, die zyklisch geladen oder entladen werden kann. Als Halbleiterschalter kommen insbesondere MOSFETs, IGBTs oder andere Hochvolt-Halbleiterschalter zur Anwendung. Prinzipiell kann der betrachtete DC/DC-Wandler als Kombination eines Aufwärts- und eines Ab wärtswandlers angesehen werden. Die Höhe der Ausgangsspannung wird über die Einschalt- und Ausschaltzeit des Halbleiterschalters, und somit über den Tastgrad bestimmt. Beispielsweise die DE 10 2018 206 388 Al zeigt einen DC/DC -Wandler, der einen Schwingkreis und einen Transformator umfasst, wobei durch eine Halbbrücke der Transformator mit Wechselstrom versorgt wird, und ein nachgeschalteter Gleichrichter eine ausgangsseitige DOSpannung bereitstellt. Eine derartige To ^¬ pologie kann allerdings nicht bidirektional betrieben werden.

Darüber hinaus zeigt die EP 3 255 772 Al einen DC/DOWandler, der mittels einer Wechselrichterbrücke ebenfalls einen Transformator bestromt, wobei über eine Halb- oder eine Vollbrücke, auch eine Mehrstufenbrücke, die sekundärseiti ^¬ ge AOSpannung wieder DOgewandelt werden kann. Derartige DC/DOWandler können zwar bidirektional arbeiten, da sie auf beiden Seiten des Transformators steuerbare Halb- oder Vollbrücken nutzen, allerdings erfolgt der Energiefluss über einen mit Wechselstrom betriebenen Transformator mit entsprechenden Energieverlusten und Bauteilkosten _·

Weiterhin zeigt die WO 2012/116953 Al einen DC/DC -Wandler, der ebenfalls auf einer tr ansform atorischen Kopplung zwischen Eingangs- und Ausgangsseite ba ^¬ siert, und auf der einen Seite eine Wechselrichterbrücke und auf der anderen Seite eine Dreipunkthalbbrücke nutzt, um Energie bidirektional übertragen zu können.

Weiterhin ist bekannt, in einer DC/DOWandlung zur Bestimmung des Schalt ^¬ punktes der eingesetzten Halbleiterschalter das Prinzip des sogenannten Zero Voltage Switching (ZVS) zu nutzen, um einen hohen Wirkungsgrad zu erreichen, indem resonante Schalttopologien eingesetzt werden. Hierdurch kann erreicht werden, dass die Drain-Source-Spannung vor dem Einschalten des MOSFETs auf null geht, sodass dieser im spannungslosen Zustand einschalten kann. Ein soge ^¬ nanntes ZVS-Schalten wird auch als weiches Schalten bezeichnet. Mit diesem Zero Voltage Switching Konzept lassen sich Schaltverluste insbesondere beim Einschalten praktisch vollständig beseitigen. Darüber hinaus lassen sich mit ei- nem Umschwingkondensator am Schaltausgang einer Halbleiterbrücke, auch als Snubberkondensator bezeichnet, die Ausschaltverluste deuthch reduzieren.

Die aus dem Stand der Technik bekannten DC/DOWandler weisen entweder ei nen schlechten Wirkungsgrad auf, da ein ZVS-Konzept nicht umgesetzt werden kann, oder sie sind mit hohen Materialkosten belastet, da ein teurer und verlust- behafteter Transformator einzusetzen ist.

Daneben ermöghchen die bekannten Konzepte keine Zurverfügungstellung eines Ausgangpotentials, das erdsymmetrisch einstellbar ist, wobei es wünschenswert ist, das Spannungspotential des Ausgangspotentialabgriffs DC+, DO gegen Erde zu limitieren oder zu minimieren, insbesondere eine erdsymmetrische Ausgangs spannung bereitzustellen.

OFFENBARUNG DER ERFINDUNG

Es ist eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung, eine verbesserte Ladestation zum Laden und/oder Entladen eines Energiespeichers eines Elektrofahrzeuges zu schaffen, insbesondere eine Ladestation mit einem DC/DC-Wandler zu schaf fen, der einen hohen Wirkungsgrad aufweist, bidirektional und trafolos eine Gleichspannungswandlung vornimmt sowie eine symmetrische DC- Ausgangspannung gegenüber der Erde bereitstellt.

Die gestellte Aufgabe wird durch eine Ladestation mit den Merkmalen des An spruchs 1 und durch ein Verfahren mit den Merkmalen des Anspruchs 18 gelöst.

Gemäß einem ersten Aspekt wird eine Ladestation zum Laden und/oder Entla den eines Energiespeichers eines Elektrofahrzeuges mit elektrischer Energie mittels eines mit der Ladestation koppelbaren mehrphasigen Netzes vorgeschla gen, wobei die Ladestation einen mit einer Anzahl von Phasen (auch bezeichnet mit LI, L2, L3) des mehrphasigen Netzes koppelbaren AC/DC-Wandler, einen dem AC/DC-Wandler nachgeschalteten Zwischenkreis und einen dem Zwischen- kreis nachgeschalteten bidirektionalen DC/DOWandler zur Umwandlung einer eingangsseitigen Zwischenkreisspannung Uzk in eine Ausgangsspannung und umgekehrt aufweist. Der DC/DC -Wandler umfasst eine Reihenschaltung zweier Halbbrücken Hl, H2, mit jeweils zwei Halbleiterschaltern TI, T2 und T3, T4, wobei jede Halbbrücke Hl, H2 zwischen einer eingangsseitigen Zwischenspan nungspotentialschiene ZK+, ZK- mit Zwischenkreisspannung U _zk und einer Mit telpotentialschiene ZM mit symmetrischer, insbesondere erdsymmetrischer Mit telspannung U _zk+, U _zk geschaltet ist. Jeder Mittelabgriff Ml, M2 der Halbbrücke Hl, H2 ist mit einer eigenen Speicherdrossel LS+, LS- und einem, insbesondere gemeinsamen, Speicherkondensator Cs verbunden, sodass zwei bidirektionale Synchronwandler in Reihe geschaltet sind.

Es wird vorgeschlagen, dass am Mittelabgriff Ml, M2 jeder Halbbrücke Hl, H2 zumindest ein Umschwingkondensator C _Z vs angeschlossen ist.

Mit anderen Worten wird ein DC/DC Wandler vorgeschlagen, der im Prinzip als Reihenschaltung zweier Synchronwandler angesehen werden kann. Zur Realisie rung eines ZVS-Konzepts ist am Mittelabgriff jeder Halbbrücke, die jeweils einen Synchronwandler definiert, ein Umschwingkondensator C _Z vs, C _Z vs+, C _Z v _S , C _Z vs++, Czvs+-, Czvs-+, Czvs- angeschlossen.

Die eingangsseitige Zwischenkreisspannung U _zk wird insbesondere von dem AC/DC-Wandler bereitgestellt, insbesondere erdsymmetrisch bereitgestellt. Der AC/DC-Wandler ist vorzugsweise ein bidirektionaler Umrichter. Der AC/DC- Wandler ist insbesondere zum Wandeln einer Wechselspannung in eine Gleich spannung und/oder zum Wandeln einer Gleichspannung in eine Wechselspan nung eingerichtet.

Mithilfe der in Reihe geschalteten Halbbrücken Hl, H2 kann eine erdsymmetri sche Ausgangsspannung, mit den beiden Teilspannungen DC+ und DC- bereitge stellt werden. Dies hat Vorteile in Bezug auf die elektrische Sicherheit im Be trieb, und sorgt für eine reduzierte Belastung der Isolation der Ladestation. Durch die an den Mittelabgriffen Ml, M2 der Halbbrücken Hl, H2 angeschlosse ^¬ nen Umschwingkondensatoren C _Z v _S kann eine Spannungsanstiegsgeschwindig ^¬ keit du/dt reduziert und damit das EMV-Verhalten deutlich verbessert werden, da rasche Spannungssprünge vermieden werden. Überspannungen an den Halb ^¬ leitern können deutlich reduziert werden, da ein weiches Schalten bzw. ein ZVS- Schalten ermöghcht wird. Die zulässige Zwischenkreisspannung U _z k kann auf annähernd das Doppelte der Sperrspannung eines Halbleiters ausgelegt werden, sodass für eine hohe Zwischenkreisspannung U _z k von 900- 1000 V oder höher Halbleiterschalter mit Sperrspannungen von 900 V oder weniger, insbesondere kleiner oder gleich 750 V oder weniger eingesetzt werden können. Dies kann bei ^¬ spielsweise durch SiC-Mosfets erreicht werden. Dabei ist auch eine Sperrspan ^¬ nung bis hinab zu 650 V möglich. Dadurch wird es ermöglicht, bei entsprechend hohen Eingangsspannungen U _z k große Ausgangsspannungsbereiche U ₀ ut von un ^¬ ter 200 V bis zu 920 V DC abzudecken. Da die zulässige Sperrspannung von Si- MOSFETs stark temperaturabhängig ist, kann mit SiC-Mosfets selbst bei tiefen Temperaturen eine Ausgangsspannung U ₀ ut von 920 V zuverlässig bereitgestellt werden.

Durch die Umsetzung des ZVS- Schaltprinzips können Reverse Recovery Effekte vermieden werden, da keine Sperrspannung auf eine leitende Diode aufgeschal ^¬ tet wird. Durch ein praktisch spannungsloses Einschalten treten keine Reverse Recovery Verluste auf und durch einen abreißenden Diodenstrom resultierende EMV-Probleme können verhindert werden. Hierdurch treten praktisch keine Einschaltverluste mehr auf, wobei auch Ausschaltverluste reduziert werden können. Letztlich wird durch die vorgeschlagene Schalttopologie der Wirkungs ^¬ grad deutlich erhöht, sowie das EMV-Verhalten verbessert. Auftretende Span ^¬ nungen gegenüber Erde können minimiert werden, sowie Schaltüberspannungen begrenzt werden. Insbesondere können Leistungen bis zu 22 kW bereitgestellt werden. Gegenüber herkömmlichen DC/DC-Wandlern kann ein verminderter Aufwand bezüglich des EMV- Ausgangsfilters und eine hohe Materialersparnis durch einen Verzicht auf einen Wandlertransformator erreicht werden. Der Wir- kungsgrad wird derart verbessert, dass über die Laufzeit eine hohe Energieein sparung bei der Anwendung erreicht werden kann.

Die Speicherdrosseln können getrennt ausgeführt und magnetisch ungekoppelt eingesetzt werden. In einer vorteilhaften Ausführungsform können die beiden Speicherdrosseln LS+, LS- als Speichertransformator T _s magnetisch gekoppelt ausgeführt sein. Dabei sind die beiden Sp eicherdrosseln LS+, LS- jedes Syn chronwandlers nach Art eines Speichertransformators Ts auf einem gemeinsa men magnetischen Kern angeordnet und magnetisch gekoppelt. Dadurch ist eine Kosteneinsparung erreichbar, auch kann eine Bauplatzersparnis auf der Schal tungsplatine erreicht werden.

Die Ladestation ist insbesondere eine transformatorlose Ladestation und weist beispielsweise ein Gehäuse, insbesondere ein wasserdichtes Gehäuse, mit einem Innenraum auf, in dem eine Mehrzahl von elektrischen und/oder elektronischen Komponenten und eine mit zumindest einer der Komponenten verbundene An schlussbuchse zum Verbinden eines Ladesteckers für den Energiespeicher des Elektrofahrzeuges angeordnet sind.

Die Ladestation kann auch als Ladeanschlussvorrichtung bezeichnet werden. Die Ladestation ist insbesondere als Wallbox ausgebildet. Die Ladestation ist zum Aufladen bzw. Regenerieren des Energiespeichers eines Elektrofahrzeuges ge eignet, indem die Ladestation über ihre Anschlussbuchse und den Ladestecker des Elektrofahrzeuges mit dem Energiespeicher bzw. der Ladeelektronik des Elektrofahrzeuges elektrisch verbunden wird. Die Ladestation agiert dabei als Bezugsquelle für elektrische Energie für das Elektrofahrzeug, wobei die elektri sche Energie in einen Energiespeicher des Elektrofahrzeuges mittels Anschluss buchse und Ladestecker übertragen werden kann. Die Ladestation kann auch als intelligente Stromtankstelle für Elektrofahrzeuge bezeichnet werden.

Beispiele für die elektrischen und/oder elektronischen Komponenten der La destation umfassen Schütz, Allstromsensitiver-Schutzschalter, Gleich-, Über- und Fehlerstrom -Überwachungsvorrichtung, Relais, Anschlussklemme, elektro nische Schaltkreise und eine Steuervorrichtung, beispielsweise umfassend eine Leiterplatte, auf welcher eine Mehrzahl von elektronischen Bauelementen zum Steuern und/oder Messen und/oder Überwachen der Energiezustände an der La destation bzw. im verbundenen Elektrofahrzeug angeordnet sind.

Der dem AC/DC-Wandler nachgeschaltete Zwischenkreis umfasst insbesondere eine Anzahl von Zwischenkreiskondensatoren, die mit einem Zwischenkreismit telpunkt verbunden sind.

Das mehrphasige Netz ist beispielsweise ein mehrphasiges Teilnehmernetz. Das mehrphasige Netz kann auch ein mehrphasiges Energieversorgungsnetz sein. Das mehrphasige Netz hat insbesondere eine Anzahl von Phasen, beispielsweise LI, L2 und L3, sowie einen Neutralleiter (auch bezeichnet mit N).

Es sei angemerkt, dass das "Laden und/oder Entladen eines Energiespeichers" sowohl ein Zuführen von elektrischer Energie als auch ein Entnehmen von elektrischer Energie umfasst. Das heißt, dass der Energiespeicher als Verbrau cher oder als Erzeuger in dem Teilnehmernetz wirken kann.

Insbesondere ist eine Steuereinheit vorgesehen, welche einzelne oder alle Ele mente und Einheiten der Ladestation steuern kann.

In einer vorteilhaften Ausführungsform kann ein Speicherkondensator C _s zwi schen den Ausgangsseiten der beiden Speicherdrosseln Ls ₊ , Ls zur gemeinsamen Nutzung der beiden in Reihe geschalteten bidirektionalen Synchronwandler ge schaltet werden. Durch den Speicherkondensator C _s , der die Ausgangsseiten in Richtung der Ausgangspotentialabgriffe DC+, DC- die beiden Ausgänge der Spei cherdrosseln LS+, LS- verbindet, kann die Ausgangsspannung U ₀ ut stabilisiert und Schaltfrequenzanteile unterdrückt werden. In einer vorteilhaften Ausführungsform können die Halbleiterschalter TI, T2,

T3, T4 als Hochspannungs-MOSFET-Schalttransistoren mit einer niedrigen Sperrspannung < 900 V, insbesondere < 750 V ausgeführt werden. Hierdurch ist es möglich, eine Ausgangsspannung U _out von 920 V oder mehr zu erreichen. Der artige Halbleiter mit niedriger Sperrspannung, z.B. Halbleiter der Serie INFINEON CoolMOS können kostengünstig und mit geringen Schaltverlusten eingesetzt werden.

Vorteilhaft, insbesondere für die vorgenannte Ausführungsform, können als Halbleiterschalter SiOFETs verwendet werden, die einen SiOJFET mit einem Si-MOSFET in einer Kaskodenschaltung kombinieren, beispielsweise das Modell UJ4C075018K4S von UnitedSiC. Die SiOKaskode bietet das Schaltverhalten eines selbstsperrenden MOSFETs mit den positiven elektrischen Eigenschaften eines Siliziumcarbid-Transistors. Derartige Halbleiterschalter können vorteilhaft für Sperrspannungen bis zu 750 V ausgelegt sein. In einer vorteilhaften Ausfüh rungsform können jeweils zwei korrespondierende Halbleiterschalter TI & T4 bzw. T2 & T3 der beiden Halbbrücken Hl, H2 gleichzeitig geschaltet werden, insbesondere mit einer identischen Einschaltverzögerung gleichzeitig geschaltet werden. Die Einschaltverzögerung dient dazu, die Spannung an den Um schwingkondensatoren umschwingen zu lassen. Dabei kann eine symmetrische Modulation der Ansteuersignale der Halbleiterschalter TI & T4 bzw. T2 & T3 erreicht werden.

In einer hierzu weitergehenden Ausführungsform ist es möglich, dass die Halb leiterschalter TI, T2, T3, T4 zur steuerbaren Symmetrierung der Mittelspannung UZK+, UZK- des Zwischenkreises mit unterschiedlichen Ausschaltverzögerungen schaltbar sind, sodass Uzk+ und Uzk- um ZM symmetrierbar sind. Darauf auf bauend kann durch die symmetrische Modulation von Hl und H2 eine steuerbare Symmetrierung der Ausgangsspannung U _0ut an den beiden Ausgangspotential abgriffen DC+, DO gegenüber ZM und dadurch gegenüber Erde erreicht werden. Hierdurch ist es möghch die Symmetrierung der Ausgangsspannung U _0ut zu er- reichen. So können Unsymmetrien in den Bauteilparametern wie z.B. unter schiedliche Schaltgeschwindigkeiten kompensiert werden.

In einer vorteilhaften Ausführungsform können die Halbleiterschalter TI, T2,

T3, T4 zur Erzeugung eines Speicherdrosselstroms bzw. Speichertransformator stroms mit einer Rippleamphtude größer als ein Mittelwert des DOStroms schaltbar sein, so dass der Drosselstrom zwischen zwei Schaltvorgängen jeweils einen Nulldurchgang aufweist. So kann ein ZVS -Einschalten stets sichergestellt werden. Die Ripplestromamplitude ist dabei höher als der Mittelwert des Dros selstroms, somit hat ein Drosselstrom zwischen zwei Schaltvorgängen stets einen Nulldurchgang erfahren, was Voraussetzung für ein ZVS -Einschalten ist. Insbe sondere kann durch eine Stromregelung, beispielsweise einen Hysterese- Stromregler, der die Schaltung der Halbleiterschalter steuert, ein Maximal- und ein Minimalwert des Drosselstroms derart gesteuert werden, so dass jeweihge Halbleiterschalter ausgeschaltet werden, wenn der Maximalwert bzw. Minimal wert erreicht wird. Ziel dabei ist es, jeweils genug Energie in der Sp eicherdrossel zu speichern, um die Umschwingkondensatoren umzuladen, hieraus ergibt sich dann die angestrebte Regelung des Mittelwerts des Drosselstroms.

Somit können die Halbleiterschalterpaare TI und T4 bzw. T2 und T3 entweder mit identischen oder mit voneinander verschiedenen Einschaltzeiten geschaltet werden, wobei Einschaltverluste vernachlässigbar sind. In einer vorteilhaften Ausführungsform können die Halbleiterschalter TI, T2, T3, T4 im Zusammen spiel mit dem Umschwingkondensator C _Z vs, C _Z vs+, C _zvs -, C _zvs ++, C _zvs +-, C _zvs -+, C _zvs ZVS-schaltbar (Zero Voltage Switching) sein, insbesondere spannungslos, nahezu verlustfrei einschaltbar, sowie mit begrenzter Spannungsanstiegsgeschwindig keit verlustarm ausschaltbar sein. Ein verlustarmes Ausschalten kann sich dabei durch eine Begrenzung der Spannungsanstiegsgeschwindigkeit ergeben, wobei die Halbleiterschalter, insbesondere Schalttransistoren schneller ausschalten, als sich eine Spannung aufbauen kann. Durch Umsetzen des ZVS Schaltprinzips werden der Wirkungsgrad deutlich erhöht, thermische Abwärme des DC/DO Wandlers minimiert und die Lebensdauer stark verlängert, sodass sowohl Ener- giekosten minimiert als auch die Lebenseinsatzdauer des DC/DC -Wandlers deut ^¬ lich erhöht werden können.

In einer vorteilhaften Ausführungsform kann zumindest ein Umschwingkonden ^¬ sator Czvs+, Czvs pro Halbbrücke Hl, H2 zugeordnet sein, bevorzugt jeweils ein Umschwingkondensator Czvs++, Czvs+ , C _zvs -+, C _zvs -- pro Halbleiterschalter TI, T2, T3, T4 parallel geschaltet sein. Somit ist jedem Halbleiterschalter ein Umschwing ^¬ kondensator zugeordnet, so dass eine Schaltüberspannung beim Ausschalten mi ^¬ nimiert wird. Der Umschwingkondensator ist insbesondere für ein Ausschalten relevant. Durch zusätzliche Umschwingkondensatoren an den Halbbrückenaus ^¬ gängen bzw. parallel zu den Halbleiterschaltern TI, T2, T3, T4 kann ein verlust ^¬ armes Ausschalten erreicht werden. Durch eine leicht abweichende Ausschalt ^¬ verzögerung kann gleichwohl eine Symmetrierung der Mittelspannung U _z k+, U _z k erreicht werden. Alternativ kann bereits durch einen einzigen Kondensator C _zvs zwischen den beiden Halbbrückenausgängen Ml, M2 bereits ein weiches Schal ^¬ ten erreicht werden. Selbst bei Verzicht auf einen Umschwingkondensator kön ^¬ nen die Schaltverluste beim ZVS-Schalten kleiner ausfallen als bei einem harten Schalten, da die Drain/Source -Kapazität der Halbleiter als Umschwingkondensa ^¬ tor verwendet werden kann. In einer vorteilhaften Ausführungsform kann ein Stromregler Com zur Erfassung zumindest eines Drosselstroms ILS zumindest einer Sp eicherdrossel Ls ₊ , L s umfasst sein, insbesondere zur Erfassung aller Drosselströme ILS+, ILS der beiden Speicherdrosseln Ls ₊ , L s. Der Stromregler Com kann eingerichtet sein, auf Basis des erfassten Drosselstroms ILS Schaltsig ^¬ nale ST1, ST2, ST3, ST4 der Halbleiterschalter TI, T2, T3, T4 insbesondere zur Regelung eines Maximal- und eines Mini mal wertes des Drosselstroms ILS ZU er ^¬ zeugen. Durch eine Regelung des Maximalwertes und des Minimal wertes des bzw. der Drosselströme wird eine Ripplestromregelung erreicht, wodurch zusätz ^¬ lich der Mittelwert des Drosselstroms einstellbar ist. In der Regel sind die Schaltsignale ST1 & ST4 sowie ST2 & ST3 synchron zueinander, wodurch eine Gleichtaktspannung am Ausgang unter Berücksichtigung der ZVS- Anforderungen an die Schaltvorgänge vermieden werden kann. Die Einschalt ^¬ verzögerung dient dazu, die Spannung an den Umschwingkondensatoren, d.h. den ZVS Kondensatoren umschwingen zu lassen. Der Stromregler arbeitet somit als Hystereseregler zur Bestimmung der Einschaltverzögerung. Durch eine leich te Variation einer Ausschaltverzögerung der einzelnen Schaltsignale kann zu dem eine aktive Symmetrierung der Mittelspannung U _zk+, U _zk erreicht werden. Die Generierung der Schaltsignale kann auf Basis des Drosselstroms ILS zumin dest einer, bevorzugt beider Sp eicherdrosseln Ls ₊ , Ls erfolgen, sodass eine gere gelte Bereitstellung der Ausgangsspannung U _out ermöghcht werden kann. Eine Überschreitung eines Maximalwertes bzw. Unterschreiten eines Minimal wertes eines Drosselstroms kann durch den bevorzugt als Hystereseregler ausgeführten Stromregler das Ausschalten bzw. Einschalten entsprechender Halbleiter sch alter bewirken. Dessen Schalthysterese wird somit durch einen Maximal- und Mini malwert des Drosselstroms, die zumindest einen Nulldurchgang des Drossel stroms je Schaltperiode sicherstellen sollten, definiert.

Vorteilhaft kann der Stromregler Com alle Drosselströme ILS+, ILS der Speicher drosseln Ls _+, Ls separat erfassen, wodurch die Schaltimpulse ST1, ST2, ST3, ST4 in Abhängigkeit der Drosselströme ILS+, ILS einstellbar sind. Daneben kann vor teilhaft, durch eine Stromdifferenzbildung der Drosselströme ILS+ ILS zumindest bei Überschreitung eines vorbestimmbaren Stromdifferenzbetrages ein Diffe renzstromfehler, insbesondere ein Stromversorgungsfehler, z.B. ein Leckstrom, erkannt werden, wonach beispielsweise der Stromregler Com oder eine überge ordnete Steuereinheit Schaltimpulse unterbinden und somit den Gleichspan nungswandler 20 abschalten kann. Alternativ oder ergänzend können andere Abschalteinrichtungen, insbesondere Schütze, zum Abschalten genutzt werden, wenn durch eine Stromdifferenzbildung der Drosselströme ILS+ ILS zumindest bei Überschreitung eines vorbestimmbaren Stromdifferenzbetrages ein Diffe renzstromfehler, insbesondere ein Leckstrom, erkannt wird.

In der Regel können die Speicherdrossel Ls ₊ , L s separat und baulich getrennt ausgeführt sein, und magnetisch nicht verkoppelt sein. Bevorzugt sind dabei die Speicherdrosselen Ls ₊ , L s- mit gleicher Induktivität ausgeführt. Durch eine vor teilhafte Weiterbildung der Erfindung kann der Speichertransformator Ts zwei symmetrische Wicklungen der beiden Sp eicherdrosseln Ls ₊ , L s mit gleicher Windungszahl auf einem gemeinsamen Magnetkern umfassen. Dabei kann bei Hochleistungsanwendungen bevorzugt der Speichertransformator Ts eine Ge samtinduktivität von 20 mH oder weniger und/oder eine Gesamtwindungszahl mit neun Windungen oder weniger aufweisen. Bei einer Anwendung mit geringer Leistungsanforderung, beispielsweise einer Ladestation mit geringer Leistung kleiner 10 kW können auch höhere Gesamtinduktivitäten >20 mH und größere Windungszahlen eingesetzt werden.

Bei einem großen Ripplestrom, der zumindest Nulldurchgänge im Drosselstrom erzeugt, kann der Speichertransformator Ts eine geringe Induktivität und weni ge Windungen aufweisen. Dadurch treten geringe Kupferverluste und vernach lässigbare parasitäre Windungskapazitäten auf. Geringe Windungskapazitäten sind wiederum günstig in Bezug auf das EMV-Verhalten, insbesondere können unerwünschte kapazitive Ableitströme in den Ausgängen vermieden werden und ein ausgangsseitiger Gleichtaktfilter kann entfallen oder einfach ausgestaltet sein. Bei einer herkömmlichen Auslegung des Speichertransformators Ts auf ei nen Ripplestromeffektivwert von zehn Prozent des DC -Stroms würde man hinge gen eine praktisch neunfache Gesamtinduktivität bis zu 180 mH, d.h. bis zu 90 mH pro Speicherdrossel Ls ₊ , Ls , und eine dreifache Windungszahl bis zu 27 Win dungen oder mehr benötigen.

Bei angenommen unveränderten Wickelfensterquerschnitten mit gleichem Füll faktor wäre der Kupferwiderstand um den Faktor neun höher. Dies zeigt, dass bei der Auslegung auf einen hohen Ripplestrom mit Nulldurchgängen trotz des ca. 30 % höheren Drosselstromeffektivwerts die Kupferverluste in der Drossel massiv gesenkt werden können, wobei diese Einsparungen in der Realität nicht ganz so dramatisch ausfallen, da der Einfluss eines Skineffektes bei hohen Schaltfrequenzen nicht berücksichtigt ist, der bei einem hohen Ripplestrom nicht zu vernachlässigen ist. Jedenfalls sind die Kernverluste deutlich geringer als die Kupferverluste und diese können bei einfach ausgeführten Speicherdrosselkonfi gurationen deutlich herabgesetzt werden. Insbesondere können bei gestapelten Ferritkernen die erforderlichen Innenquerschnitte durch den für die Wicklung benötigten Kupferquerschnitt bestimmt werden.

Im Vergleich zum hartschaltenden Betrieb der aus dem Stand der Technik be ^¬ kannten DC/DOWandler gestaltet sich ein höherer Ripplestrom für die die Zwi ^¬ schenkreiskondensatoren CZK oder Ausgangskondensatoren, insbesondere Cs, unproblematisch, da verlustarme Folienkondensatoren eingesetzt werden kön ^¬ nen. Für die Umschwingkondensatoren C _Z vs können vorzugsweise verlustarme Keramikkondensatoren in SMD -Ausführung eingesetzt werden. Die Ripp- lestrombelastung des Zwischenkreises ist nur geringfügig höher als im hartschal ^¬ tenden Betrieb.

Sowohl der Maximal- und Minimalwert des Drosselstroms, und somit der Dros ^¬ selstrommittelwert als auch die Ripplestromamplitude können durch den Strom ^¬ regler Coni geregelt werden, insbesondere derart, dass die Halbleiterschalter derart geschaltet werden, dass sich Nulldurchgänge im Drosselstrom einstellen. Der Mittelwert des Drosselstroms ILS bestimmt den Wirk-Energie-Transfer und die Energieflussrichtung. Die Ripplestromamplitude bestimmt die für das ZVS- Schalten im DC/DC-Wandler zirkulierende Blindenergie, wobei so viel Energie in der Drosselspule gespeichert bleibt, dass die Umschwingkondensatoren umgela ^¬ den werden können.

In einer vorteilhaften Weiterbildung der Erfindung kann zwischen dem Spei ^¬ cherkondensator C _s und dem ausgangsseitigen Ausgangspotentialabgriffs DC+, DC- eine Filterstufe FIS nachgeschaltet sein. Insbesondere kann diese Filterstufe FIS zumindest eine stromkompensierte Drossel Lis und eine Kondensatorbrücke HC mit zwei in Reihe geschalteten Mittelspannungs-Filterkondensatoren Cis ₊ ,

Cis umfassen, die hochfrequente Spannungsanteile der Ausgangsspannung U ₀ ut herausfiltern können. Bevorzugt kann am Mittelabgriff der Kondensatorbrücke HC ein Erdungs-Filterkondensator CISG mit einem Erdpotential verbunden sein, um wiederum eine hochfrequente Erdung des DC-Ausgangs zu erreichen. Gleichwohl kann jeweils ein Filterkondensator zwischen DC+ bzw. DC- und Erde geschaltet sein, und ein weiterer Filterkondensator zwischen DC+ und DO ge schaltet sein. Gleichwohl kann auch ein abweichendes Filterkondensatornetz werk eingesetzt werden.

In einer vorteilhaften Ausführungsform kann die Zwischenkreisspannung UZK 950 V oder höher sein, um einen Bereich der Ausgangsspannung U _out von zumin dest zwischen 200 V bis 920 V einzustellen.

In einer vorteilhaften Ausführungsform der Erfindung kann jeder Halbleiter schalter TI, T2, T3, T4 eine Parallelschaltung von zwei oder mehreren Schalt transistoren umfassen. Durch diese Parallelschaltung können der Halbleiterwir kungsgrad in gewissen Grenzen erhöht, sowie höhere Ausgangsleistungen zur Verfügung gestellt werden. Die Halbleiterschalter TI, T2, T3, T4 weisen auf grund des Z VS -Schaltverhaltens lediglich Durchlassverluste und keine Ein schaltverluste sowie geringe Ausschaltverluste auf, wobei weiterhin die Durch lassverluste durch ein Parallelschalten von Halbleitern weiterhin minimiert und die Effizienz gesteigert werden kann.

Gemäß einem zweiten Aspekt wird ein Verfahren zum Betreiben einer Ladestati on zum Laden und/oder Entladen eines Energiespeichers eines Elektrofahrzeu ges mit elektrischer Energie mittels eines mit der Ladestation koppelbaren mehrphasigen Netzes vorgeschlagen, wobei die Ladestation einen mit einer An zahl von Phasen des mehrphasigen Netzes koppelbaren AC/DC-Wandler und ei nen dem AC/DC-Wandler nachgeschalteten Zwischenkreis aufweist. Das Verfah ren umfasst^

Um wandeln einer eingangsseitigen Zwischenkreisspannung Uzk in eine Ausgangsspannung Uout oder umgekehrt mittel eines dem Zwischenkreis nach geschalteten bidirektionalen DC/DC-Wandlers umfassend eine Reihenschaltung zweier Halbbrücken Hl, H2 mit vier Halbleiterschaltern, wobei jede Halbbrücke Hl, H2 zwischen einer eingangsseitigen Zwischenkreis-Potentialschiene ZK+, ZK- mit Zwischenkreisspannung Uzk und einer Mittelpotentialschiene ZM mit symmetrischer, insbesondere erdsymmetrischer, Mittelspannung UZK+, UZK- geschaltet ist, und wobei jeder Mittelabgriff Ml, M2 der Halbbrücke Hl, H2 mit einer Sp eicherdrossel Ls+, Ls- und einem Speicherkondensator CS zusammen wirkt, so dass zwei bidirektionale Synchronwandler in Reihe geschaltet sind, wo bei am Mittelabgriff Ml, M2 jeder Halbbrücke Hl, H2 zumindest ein Um schwingkondensator CZVS, CZVS+, CZVS-, CZVS++, CZVS+-, CZVS-+, czvs- angeschlossen ist.

Dieses Verfahren weist die gleichen Vorteile auf, die zu der Ladestation gemäß dem ersten Aspekt erläutert sind. Die für die vorgeschlagene Ladestation be schriebenen Ausführungsformen gelten für das vorgeschlagene Verfahren ent sprechend. Weiterhin gelten die Definitionen und Erläuterungen zu der Ladesta tion auch für das vorgeschlagene Verfahren entsprechend.

"Ein" ist vorliegend nicht zwingend als beschränkend auf genau ein Element zu verstehen. Vielmehr können auch mehrere Elemente, wie beispielsweise zwei, drei oder mehr, vorgesehen sein. Auch jedes andere hier verwendete Zählwort ist nicht dahingehend zu verstehen, dass eine Beschränkung auf genau die genannte Anzahl von Elementen gegeben ist. Vielmehr sind zahlenmäßige Abweichungen nach oben und nach unten möglich, soweit nichts Gegenteiliges angegeben ist.

Weitere mögliche Implementierungen der Erfindung umfassen auch nicht expli zit genannte Kombinationen von zuvor oder im Folgenden bezüglich der Ausfüh rungsbeispiele beschriebenen Merkmale oder Ausführungsformen. Dabei wird der Fachmann auch Einzelaspekte als Verbesserungen oder Ergänzungen zu der jeweiligen Grundform der Erfindung hinzufügen.

Weitere vorteilhafte Ausgestaltungen und Aspekte der Erfindung sind Gegen stand der Unteransprüche sowie der im Folgenden beschriebenen Ausführungs beispiele der Erfindung. Im Weiteren wird die Erfindung anhand von bevorzug ten Ausführungsformen unter Bezugnahme auf die beigelegten Figuren näher erläutert. Fig. 1 zeigt schematisch eine Anordnung mit einer ersten Ausführungs form einer Ladestation und einem Elektrofahrzeug;

Fig. 2 zeigt ein schematisches Schaltbild einer zweiten Ausführungs form einer Ladestation zum Laden und/oder Entladen eines Energiespeichers eines Elektrofahrzeuges;

Fig. 3 die Grundkonfiguration eines ZVS-Schaltkonzeptes einer Halb brücke;

Fig. 4a, 4b ein erstes und zweites Ausführungsbeispiel eines DC/DC- Wandlers;

Fig. 5a, 5b weitere Ausführungsbeispiele von DC/DC -Wandlern;

Fig. 6 ein weiteres Ausführungsbeispiel eines DC/DC-Wandlers; und

Fig. 7 zeigt ein schematisches Ablaufdiagramm eines Verfahrens zum

Betreiben einer Ladestation zum Laden und/oder Entladen eines Energiespeichers eines Elektrofahrzeuges.

In den Figuren sind gleiche oder funktionsgleiche Elemente mit denselben Be zugszeichen versehen worden, sofern nichts anderes angegeben ist.

Fig. 1 zeigt schematisch eine Anordnung mit einer ersten Ausführungsform einer Ladestation 1 und einem elektrischen Energiespeicher 2 eines Elektrofahrzeuges 3.

In dem Beispiel der Fig. 1 ist ein mehrphasiges Teilnehmernetz 4 mittels eines Netzanschlusspunktes 6 an ein mehrphasiges Energieversorgungsnetz 7 ange schlossen. Das mehrphasige Teilnehmernetz 4 hat insbesondere eine Anzahl von Phasen, beispielsweise LI, L2 und L3, sowie einen Neutralleiter N. Es handelt sich in diesem Beispiel ohne Beschränkung der Allgemeinheit jeweils um drei phasige Stromnetze. Das Elektrofahrzeug 2 ist mittels eines Ladekabels 5, das mit einer Anschlussbuchse (nicht gezeigt) der Ladestation 1 verbunden ist, mit der Ladestation 1 gekoppelt.

Die Ladestation 1 kann eine Anzahl elektrischer und/oder elektronischer Kom ponenten aufweisen (nicht dargestellt in Fig. 1, siehe zum Beispiel in Fig. 2) und ist zum Laden und/oder Entladen des Energiespeichers 2 des Elektrofahrzeuges 3 mit elektrischer Energie mittels des mit der Ladestation 1 gekoppelten mehr phasigen Teilnehmernetzes 4 eingerichtet.

Außerdem umfasst die Ladestation 1 vorzugsweise ein Kommunikationsmodul (nicht gezeigt). Das Kommunikationsmodul ist dazu eingerichtet, einen Ladeplan mit einer Ladeelektronik des mit der Ladestation 1 gekoppelten Energiespeichers 2 auszuhandeln.

Das Aushandeln erfolgt beispielsweise wie in der ISO 15118 beschrieben. Bei spielsweise fragt die Ladeelektronik des Energiespeichers 2 eine bestimmte La deleistung über das Kommunikationsmodul bei der Ladestation 1 an und die La destation 1 ermittelt, ob die angefragte Ladeleistung bereitstellbar ist. Hierbei werden insbesondere ein aktueller Zustand des Teilnehmernetzes 4 und/oder des Energieversorgungsnetzes 7 berücksichtigt. Wenn die angefragte Ladeleistung nicht bereitstellbar ist, kann die Ladestation 1 über das Kommunikationsmodul einen "Gegenvorschlag" machen, welcher von der Ladeelektronik des Energie speichers 2 angenommen werden kann oder aber die Ladeelektronik stellt erneut eine eigene Anfrage. Auf diese Weise kommunizieren die Ladestation 1 und die Ladeelektronik des Energiespeichers 2, bis der Ladeplan ausgehandelt ist. Das Aushandeln des Ladeplans kann Teil des Kopplungsvorgangs sein, wenn ein Energiespeicher 2 neu mit der Ladestation 1 verbunden wird.

Fig. 2 zeigt ein schematisches Schaltbild einer zweiten Ausführungsform einer Ladestation 1 zum Laden und Entladen eines Energiespeichers 2 eines Elektro- fahrzeuges 3. Die zweite Ausführungsform der Fig. 2 umfasst alle Merkmale der ersten Ausführungsform nach Fig. 1.

Die Ladestation 1 der Fig. 2 hat drei Anschlussklemme 101, 102, 103 für die drei Phasen LI, L2, L3 des mehrphasigen Netzes 4. Insbesondere hat die Ladestation 1 auch eine weitere Anschlussklemme (nicht gezeigt) für den Neutralleiter N.

Gemäß der Fig. 2 ist eine EMV-Filtervorrichtung 200 den Anschlussklemmen 101, 102, 103 nachgeschaltet. Des Weiteren umfasst die Ladestation 1 der Fig. 2 eine der EMV-Filtervorrichtung 200 nachgeschaltete LCL-Filtervorrichtung 300, einen AC/DC-Wandler 400, einen Zwischenkreis 500, einen bidirektionalen DC/DC-Wandler 600 sowie einen Ausgangszwischenkreis 700, an dem ein nega ^¬ tiver Ausgangspotenzialabgriff 701 und ein positiver Ausgangspotenzialabgriff 702 angeschlossen sind.

Weiter zeigt die Fig. 3 die Grundkonfiguration eines ZVS-Schaltkonzeptes einer Halbbrücke und die Fig. 4 bis 6 zeigen verschiedene Ausführungsbeispiele für den in Fig.2 gezeigten bidirektionalen DC/DC-Wandler 600.

Mit anderen Worten kann der bidirektionale DC/DC-Wandler 600 der Fig. 2 durch den DC/DC-Wandler 10 der Fig. 4a, durch den DC/DC-Wandler 20 der Fig. 4b, durch den DC/DC-Wandler 30 der Fig. 5a, durch den DC/DC-Wandler 40 der Fig. 5b oder durch den DC/DC-Wandler 50 der Fig. 6 ausgebildet sein.

Wie oben ausgeführt, zeigt die Fig. 3 eine Konfiguration 14 eines Zero Voltage Switching Konzepts einer Halbbrücke, umfassend zwei Halbleiterschalter TI, T2. Die ZVS-Schalttopologie 14 der Fig. 3 stellt einen Teil der in Fig. 4 dargestellten ersten Ausführungsform des DC/DC-Wandlers 10 dar. Dabei kann die in der Drossel zum Ausschaltzeitpunkt des einen Halbleiterschalters gespeicherte Energie den Umschwingkondensator auf das jeweils andere Zwischenkreispoten ^¬ tial umladen, so dass der andere Halbleiterschalter spannungslos und verlustfrei einschalten kann. Somit kann praktisch spannungslos und verlustarm einge- schaltet werden, und mit reduziertem Spannungsanstieg ausgeschaltet wird. Ge ^¬ rade bei Stromversorgungen oder Ladestationen im Bereich der Elektromobilität spielt der Wirkungsgrad eines DC/DOSpannungswandlers eine entscheidende Rolle. Durch ein ZVS-Schalten der Halbleiterschalter können praktisch die Ein ^¬ schaltverluste zu Null gesetzt werden, und eine unerwünschte thermische Er ^¬ wärmung kann minimiert werden.

Die Fig. 4a zeigt ein erstes Ausführungsbeispiel 10 eines bidirektionalen DC/DO Wandlers, der eine Eingangsspannung UZK eines symmetrischen Zwischenkrei ^¬ ses ZK mit den beiden Zwischenkreis-Mittelspannungen UZK+, UZK und einer Zwischenkreis-Mittelpotentialschiene ZM in eine Ausgangsspannung U _0ut an den Ausgangspotentialabgriffen DC+, DO wandelt. Hierzu ist zwischen den Zwi- schenkreis-Potentialschienen ZK+, ZK- und der Mittelpotentialschiene ZM je ^¬ weils eine Halbbrücke Hl bzw. H2 geschaltet. Jede Halbbrücke umfasst zwei Halbleiterschalter, die Halbbrücke Hl die Halbleiterschalter TI und T2, und die Halbbrücke H2 die Halbleiterschalter T3 und T4.

Zwischen der Zwischenkreis-Potentialschiene ZK+ bzw. ZK- und der Mittelpoten ^¬ tialschiene ZM sind zwei Stabilisierungskondensatoren CZK+ bzw. CZK- zur Mit ^¬ telpotentialstabilisierung und zur Stützung der Zwischenkreisspannung UZK ge ^¬ schaltet. An den jeweiligen Mittelabgriffen Ml, M2 der Halbbrücken Hl bzw. H2 sind zwei symmetrische Speicherdrosseln Ls ₊ und Ls angeschlossen, die als Spei ^¬ chertransformator Ts magnetisch über ein Magnetkern miteinander gekoppelt sind. Alternativ können auch zwei einzelne, magnetisch nicht gekoppelte Dros ^¬ seln verwendet werden. Am Eingang des Speichertransformators Ts sind zwei Umschwingkondensatoren Czvs ₊ bzw. Czvs gegenüber der Mittelpotentialschiene ZM geschaltet, um ein ZVS-Schalten bzw. weiches Schalten der Halbleiterschal ^¬ ter der Dreipunkt-Brücke mit den beiden Halbbrücken Hl & H2 zu ermöglichen. Am Ausgang des Transformators Ts ist ein Speicherkondensator Cs parallel ge ^¬ schaltet und stabilisiert die Ausgangsspannung U _0ut an die beiden Ausgangspo ^¬ tentialabgriffe DC+ und DO. Durch die Kombination der beiden Speicherdros ^¬ seln Ls _+, Ls in einem Speichertransformator Ts als Speicherdrossel mit geteilter Wicklung und der Schaltung von Umschwingkondensatoren Czvs an den Mittel ^¬ abgriffen Ml, M2 der beiden Halbbrücken Hl, H2 wird eine erhebliche Verbesse ^¬ rung des Wirkungsgrades und eine geringere Störaussendung ermöglicht, wobei hohe Leistungen über 20 kW übertragen werden können.

Der Strom durch eine Speicherdrossel Ls ₊ und/oder Ls wird als Drosselstrom ILS von einem Stromregler Coni erfasst. Auf Basis des Drosselstroms ILS, der einen Ripplestrom mit einer Amplitude höher als ein Mittelwert des Drosselstroms zur Erzeugung von Nulldurchgängen aufweist, erfolgt eine Steuerung des Tastgrades der Halbleiterschalter TI, T2, T3 und T4. Hierzu erzeugt der Stromregler Coni vier Schaltimpulse ST1, ST2, ST3, ST4 als Gate-Spannung der Halbleiterschalter TI, T2, T3, T4. Diese sind so eingestellt, dass jeweihge Halbleiterschalter ausge ^¬ schaltet werden, wenn ein Maximal- bzw. Minimalwert erreicht ist, wobei ausrei ^¬ chend Energie in der Sp eicherdrossel gespeichert ist, um ein Umladen der Um ^¬ schwingkondensatoren zu ermöglichen.

In der Regel werden jeweils zwei Halbleiterschalter TI & T4 sowie T2 & T3 gleichzeitig geschaltet, wobei die Halbleiterschalter TI & T4 im Gegentakt zu T2 & T3 geschaltet werden, um Kurzschlüsse zu vermeiden. Dabei werden identi ^¬ sche Einschaltverzögerungen angenommen. Die Einschaltverzögerung dient da ^¬ zu, die Spannung an den Umschwingkondensatoren umschwingen zu lassen. Durch leicht unterschiedliche Ausschaltverzögerungen kann daneben eine aktive Symmetrierung der Ausgangsspannung Uout erfolgen, insbesondere um einen erdsymmetrischen Ausgang U _out zu gewährleisten. In der Regel ist im Stromreg ^¬ lern Coni die Stromregelung als Softwareverfahren hinterlegt. Um ein sehr schnelles Re glerverh alten zu erreichen, kann der Stromregelung Coni zumindest teilweise, insbesondere vollständig in Hardware ausgebildet sein. Der Stromreg ^¬ ler Coni kann weiterhin eine I/O -Schnittstelle RΊ/0 zu einer übergeordneten Prozessorsteuerung, beispielsweise einer Ladeelektronik für einen elektrochemi ^¬ schen Speicher aufweisen. Ein zweites Ausführungsbeispiel 20 ist in Fig. 4b dargestellt, dass im Wesentli chen dem Gleichspannungswandler 10 der Fig. 4a gleicht. Abweichend davon sind die beiden Sp eicherdrosseln Ls _+, Ls mit gleicher Induktivität und magne tisch unabhängig und bauhch getrennt voneinander angeordnet, und nicht in einem Speichertransformator Ts zusammengeführt. Zudem erfasst der Stromreg ler Com beide Drosselströme ILS+, ILS- der Sp eicherdrosseln Ls _+, Ls separat. Sofern ein Differenzstrom ungleich Null auftritt, kann der Gleichspannungswandler 20 abgeschaltet werden.

In den Figuren 5a, 5b sind zwei weitere Ausführungsbeispiele 30, 40 von erfin dungsgemäßen DC/DC-Wandlern dargestellt, die im Wesenthchen der Konfigu ration der Fig. 4 entsprechen. Abweichend zur Fig. 4 ist in Fig. 5a der Gleich spannungswandler 30 an den Mittelabgriffen Ml, M2 der beiden Halbbrücken Hl, H2 mit einem gemeinsamen Umschwingkondensator Czvs verbunden. Analog wie im Ausführungsbeispiel des Gleichspannungswandlers 20 erfolgt eine Erfas sung beider Drosselströme ILS+, ILS durch den Stromregler Com, so dass das hier zu gesagte auch für diesen gilt. Es kann allerdings auch genügen, nur einen der beiden Drosselströme ILS+ oder ILS zur Regelung des Ripplestroms zu erfassen.

In der Fig. 5b ist jedem Halbleiterschalter TI, T2, T3, T4 des Gleichspannungs- wandlers 40 ein Umschwingkondensator Czvs++, Czvs+-, Czvs +, Czvs parallel ge schaltet. Eine Erfassung des Drosselstroms erfolgt analog zur Ausführungsform des Gleichspannungswandlers 10.

Durch die unterschiedlichen Konfigurationen des Umschwingkondensators Czvs werden wahlweise die Zahl der Bauteile oder die Schaltüberspannungen mini miert.

Schließlich zeigt die Fig. 6 ein weiteres Ausführungsbeispiel 50 eines DC/DC- Wandlers, das ebenfalls im Wesentlichen der Ausführungsform 10 der Fig. 4 ent spricht. Analog wie im Ausführungsbeispiel des Gleichspannungswandlers 20 und 30 erfolgt entweder eine Erfassung eines der beiden oder beider Drossel ströme ILS+, ILS durch den Stromregler Com, so dass das hierzu gesagte auch hier gilt. Am Speicherkondensator Cs ist vor dem Ausgangspotentialabgriff DC+, DC- eine Filterstufe FIS zwischengeschaltet. Die Filterstufe FIS umfasst eine strom ^¬ kompensierte Drossel Lis. Den Ausgangspotentialabgriffen DC+, DC- parallel geschaltet ist eine Halbbrücke aus zwei Mittelspannungs-Filterkondensatoren Cis _+, Cis-, die als Kondensatorbrücke HC bezeichnet wird. Am Mittelabgriff der Kondensatorbrücke HC ist ein weiterer Erdungs-Filterkondensator CISG gegen ^¬ über Erde geschaltet, um die Ableitung von Gleichtaktströmen zu ermöglichen. Die Filterstufe FIS ermöglicht eine Funkentstörung und eine Verbesserung der EMV-Robustheit des DC/DC-Wandlers 50. Es gibt mehrere Möglichkeiten dieses Filter aufzubauen, so können auch ein Kondensator Cis und zwei Kondensatoren CISG vorgesehen sein, wobei jeweils ein Kondensator CISG von DC+ nach Erde und/oder von DC- nach Erde geschaltet ist.

Ferner zeigt die Fig. 7 ein schematisches Ablaufdiagramm eines Verfahrens zum Betreiben einer Ladestation 1 zum Laden und/oder Entladen eines Energiespei ^¬ chers 2 eines Elektrofahrzeuges 3 mit elektrischer Energie mittels eines mit der Ladestation 1 koppelbaren mehrphasigen Netzes 4. Die Ladestation 1 ist bei ^¬ spielsweise wie in den vorstehenden Figuren erläutert ausgebildet.

In Schritt Sl wird die Ladestation 1 mit dem mehrphasigen Netz 4 und mit dem Energiespeicher 2 des Elektrofahrzeuges 3 gekoppelt.

In Schritt S2 wird eine eingangsseitige Zwischenkreisspannung Uzk in eine Aus ^¬ gangsspannung (Uout) oder umgekehrt mittel eines dem Zwischenkreis 500 nachgeschalteten bidirektionalen DC/DC-Wandlers 600, 10, 20, 30, 40, 50 umge ^¬ wandelt.

Obwohl die vorhegende Erfindung anhand von Ausführungsformen beschrieben wurde, ist sie vielfältig modifizierbar. BEZUGSZEICHENLISTE

1 Ladestation

2 Energiespeicher

3 Elektrofahrzeug

4 mehrphasiges Teilnehmernetz

5 Ladekabel

6 Netzanschlusspunkt 7 mehrphasiges Energieversorgungsnetz 10 Bidirektionaler DC/DOWandler 12 Bidirektionaler Synchronwandler 14 ZVS -Schalttopologie 20 Bidirektionaler DC/DOWandler 30 Bidirektionaler DODOWandler 40 Bidirektionaler DODOWandler 50 Bidirektionaler DODOWandler 101 Anschlussklemme 102 Anschlussklemme 103 Anschlussklemme 200 EMV-F iltervorrichtung 300 LCL-Filtervorrichtung 400 AC/DC-Wandler 500 Zwischenkreis 600 DODOWandler

700 Ausgangszwischenkreis

701 Aus gan gsp ot entialab griff

702 Aus gan gsp ot entialab griff

UZK Zwischenkreissp annung

UZK+, UZK- Zwischenkreis -Mittelsp annung

Uout Ausgangspannung

ZK ₊ , ZK- Zwischenkreis -Potentialschiene ZM Zwischenkreis-Mittelpotentialschiene

Hl, H2 Halbbrücke

Ml, M2 Mittelabgriff der Halbbrücke

TI, T2, T3, T4 Halbleiterschalter

ST1, ST2, ST3, ST4 Schaltsignal

CZK+, CZK- Zwischenkreiskondensator Czvs Umschwingkondensator

Czvs+, Czvs- Mittelspannungs-Umschwingkondensator

Czvs++, Czvs+-, Czvs-+, Czvs- Schalterbezogene Umschwingkondensator

Cs Speicherkondensator

L _s Speicherdrossel

L _s+, L _s+ Symmetrische Speicherdrossel

T _s Sp eichertr ansform ator

DC+, DC- Aus gan gsp otentialab griff

Con Stromregler

FIS Filterstufe

ILS Drosselstrom

HC Kondensatorbrücke

Cis+, Cis- Mittelspannungs-Filterkondensator

ClSG Erdungs-Filterkondensator

Lis Stromkompensierte Drossel

P-I/O I/O -Schnittstelle zur Prozessorsteuerung

LI Phase

L2 Phase

L3 Phase

N Neutralleiter

Sl, S2 V erfahrene schritte