Schaltungsanordnung mit mindestens einer Halbbrücke

Die Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung mit mindestens einer

Halbbrücke umfassend für jede Halbbrücke einen ersten Leistungstransistor und einen zweiten Leistungstransistor, welche über einen Bootstrap-Treiber angesteuert werden, wobei ein erster Anschluss eines Bootstrap- Kondensators mit einem Bootstrap-Anschluss des Bootstrap-Treibers elektrisch in Verbindung ist und ein zweiter Anschluss des Bootstrap- Kondensators elektrisch mit einem Source-Anschluss des ersten Leistungstransistors in Verbindung ist. Weitere Aspekte der Erfindung betreffen die Verwendung der Schaltungsanordnung sowie ein Fahrzeug, welches solche Schaltungsanordnung umfasst.

Stand der Technik

Inverter werden verwendet, um aus einer Gleichspannung eine ein- oder mehrphasige Wechselspannung zu erzeugen. Beispielsweise kann ein dreiphasiger Inverter zur Erzeugung einer dreiphasigen Wechselspannung zum Betrieb eines Elektromotors, beispielsweise in einem Elektrofahrzeug oder in einem Hybridfahrzeug, verwendet werden.

Bei üblichen Invertern, beispielsweise für elektrische 48V Antriebe, wird zur Ansteuerung jeder Phase einer elektrischen Maschine eine Halbbrücke bestehend aus zwei MOSFETs (metal oxide semiconductor field effect transistor) angesteuert, welche eine Motorphase abwechselnd mit der

Versorgungsspannung und der Bezugsmasse verbinden. Zusammen mit einem Pufferkondensator bilden diese einen Kommutierkreis. Zur Ansteuerung der MOSFETs werden Gate-Treiber verwendet, welche in einer Bootstrap-Schaltung angeordnet sind. Bei der Umschaltung werden hohe Ströme zwischen den beiden MOSFETs umgeschaltet und durch parasitäre Leitungsinduktivitäten treten durch Induktion Überspannungen auf. Diese führen zu Verlusten und können die MOSFETs selbst oder umliegende Bauteile schädigen. Zur Verringerung der beim Schalten auftretenden Transienten und damit zur Verringerung der Überspannungen ist bekannt, einen sogenannten Snubber- Kondensator zwischen dem Drain- und dem Source- Anschluss low-side MOSFETs der Halbbrücke einzusetzen. Eine solche Schaltung ist beispielsweise aus EP 1 786 244 Bl im Zusammenhang mit einer dimmbaren

Ballaststeuerschaltung bekannt.

Nachteilig an dem Einsatz eines solchen Snubber- Kondensators ist, dass die Integration eines Kondensators direkt auf einem Träger einer die MOSFETs enthaltenen Leistungselektronik mechanisch problematisch ist. Darüber hinaus ist ein solcher Kondensator im Bereich der MOSFETs hohen Temperaturen und Rippelströmen ausgesetzt und verursacht Schwingungen beim Abschalten der MOSFETs.

Eine weitere Möglichkeit zur Reduzierung von Überspannungen besteht darin, den MOSFET durch größere Gatewiderstände langsamer zu schalten. Dadurch verlangsamt sich eine Spannungsänderung dU/dt, wie auch eine Stromänderung dl/dt im Schaltvorgang. In beiden Teilen entstehen Verluste im Linearbetrieb, welche zur Erwärmung des MOSFETs führen. Um diese Verluste gering zu halten, wäre es wünschenswert, gezielt nur die für das Entstehenden der Überspannung relevante Stromänderung dl/dt zu beeinflussen.

Es ist somit eine Aufgabe der Erfindung, eine Reduzierung der Transienten der MOSFETs zu erzielen, welche die bekannten Nachteile nicht aufweist.

Offenbarung der Erfindung

Es wird eine Schaltungsanordnung mit mindestens einer Halbbrücke

vorgeschlagen. Die Schaltungsanordnung umfasst für jede Halbbrücke einen ersten Leistungstransistor und einen zweiten Leistungstransistor, welche über einen Gate-Treiber angesteuert werden, wobei ein erster Anschluss eines Bootstrap- Kondensators mit einem Bootstrap-Anschluss des Gate-Treibers elektrisch in Verbindung ist und ein zweiter Anschluss des Bootstrap- Kondensators elektrisch mit einem Source-Anschluss des ersten

Leistungstransistors in Verbindung ist. Ferner ist vorgesehen, dass der zweite Anschluss des Bootstrap- Kondensators zusätzlich unter Verwendung eines Feedback- Kondensators mit einem Massepotential verbunden ist, so dass zusammen mit dem Bootstrap- Kondensator ein Kapazitiver Spannungsteiler vorliegt.

Bei der Schaltungsanordnung werden die beiden Leistungstransistoren unter Verwendung des Gate-Treibers derart angesteuert, dass diese abwechselnd leitend werden. Die Ansteuerungssignale für die Leistungstransistoren werden dazu von einer Steuerschaltung erzeugt. Die Gate-Treiber sind dabei in einer Bootstrap-Schaltung angeordnet, bei der eine Ausgangsspannung des Gate- Treibers über den Bootstrap- Kondensator mit einem Eingang des Gate-Treiber verbunden wird. Bei Anordnung in einer Halbbrücke wird der erste

Leistungstransistor üblicherweise auch als High-Side Leistungstransistor bezeichnet und der zweite Leistungstransistor wird üblicherweise auch als Low- Side Leistungstransistor bezeichnet.

Mögliche Schaltvorgänge des ersten Leistungstransistors und des zweiten Leistungstransistors umfassend dabei jeweils insbesondere ein aktives

Ausschalten, ein passives Ausschalten, ein aktives Einschalten und ein passives Einschalten. Bei einem aktiven Schaltvorgang wird das Gate des jeweiligen Leistungstransistors aktiv angesteuert, also beispielsweise aktiv auf ein hohes Potential oder auf ein Massepotential gezogen. Entsprechende Ansteuersignale werden von dem Gate-Treiber bereitgestellt. Bei einem passiven Schaltvorgang wird das Gate eines der beiden Leistungstransistoren nicht aktiv angesteuert, sondern dessen Zustand wird maßgeblich vom jeweils komplementären

Leistungstransistor bestimmt. Beispielsweise wird der zweite Leistungstransistor passiv ausgeschaltet und der erste Leistungstransistor wird aktiv eingeschaltet oder der erste Leistungstransistor wird aktiv ausgeschaltet und gleichzeitig wird entsprechend der zweite Leistungstransistor passiv eingeschaltet. Bei den Schaltvorgängen muss immer zunächst einer der Leistungstransistoren ausgeschaltet werden bevor der komplementäre Leistungstransistor

eingeschaltet wird. Dazwischen wird eine Totzeit eingehalten, die ein

gleichzeitiges Einschalten beider Leistungstransistoren verhindert. Die möglichen Schaltvorgänge sind in den Figuren la bis 4b skizziert. Die Leistungstransistoren sind bevorzugt als Leistungs-MOSFETs (metal oxide semiconductor field-effect transistor, Metall-Oxid- Halbleiter- Feldeffekttransistor) ausgestaltet.

Der kapazitive Spannungsteiler stellt eine Schaltungsmaßnahme dar, mit deren Hilfe die bei einem aktiven Einschalten des ersten Leistungstransistors und der damit verbundenen Kommutierung des Drainstroms des ersten

Leistungstransistors eine durch die Stromänderung dl/dt an parasitären

Induktivitäten abfallende Spannung auf die Gate-Source-Spannung des ersten Leistungstransistors rückgekoppelt wird, um dadurch die Stromänderung zu begrenzen und damit die Transienten über dem zweiten Leistungstransistor beim passiven Ausschalten zu verringern. Die durch die Stromänderung dl/dt an einer Induktivität L auftretende Induktionsspannung ist durch

-L· dl/dt gegeben. Alle anderen Schaltvorgänge bleiben durch den kapazitiven Spannungsteiler unbeeinflusst. Unter Transienten wird hier der

Einschwingvorgang bei den Stromflüssen der Schaltung verstanden, welche nach Änderung des Schaltzustands des ersten und/oder des zweiten

Leistungstransistors auftreten.

Um eine unerwünschte Erhöhung der Schaltverluste der Schaltungsanordnung zu vermeiden, ist es bevorzugt die RC-Zeitkonstante für den Feedback- Kondensator und einen Bootstrap-Widerstand zwischen dem zweiten Anschluss des Bootstrap- Kondensators und dem einem Source-Anschluss des ersten Leistungstransistors so zu wählen, dass eine Erhöhung der Schaltverluste durch aufgrund der Ladezeit des Feedback- Kondensators verlängerte Schaltzeiten des ersten Leistungstransistors und/oder des zweiten Leistungstransistors weniger als 5 % beträgt.

Die RC-Zeitkonstante ist dabei das Produkt aus der Kapazität C des Feedback- Kondensators und dem elektrischen Widerstand R des Bootstrap-Widerstands. Wird die Kapazität des Feedback- Kondensators zu klein gewählt, kann dieser wenig Ladung aufnehmen und ist schnell aufgeladen. Dadurch würde ein Einschaltvorgang des ersten Leistungstransistors nicht wesentlich beeinflusst werden, insbesondere wird eine Stromänderung dl/dt nicht verlangsamt. Analog würde das gleiche bei einem zu kleinen elektrischen Widerstand des Bootstrap- Widerstands passieren. Der Ladestrom des Feedback- Kondensators würde erhöht werden, so dass dieser schneller voll wäre und somit ebenfalls die Stromänderung dl/dt nicht verlangsamen kann. Wird wiederum die Kapazität und/oder der elektrische Widerstand zu groß gewählt, so dauert das Aufladen des Kondensators länger. Werden hierdurch die Schaltvorgänge an den

Leistungstransistoren zu stark verlangsamt erhöhen sich auch die elektrischen Leistungsverluste.

Insbesondere bei Anwendung der Schaltungsanordnung in einem Inverter für einen 48 V Motor in der Leistungsklasse 20kW ist es bevorzugt, die Kapazität des Feedback- Kondensators im Bereich von 1 nF bis 10 nF zu wählen.

Des Weiteren ist es insbesondere bei Anwendung der Schaltungsanordnung in einem Inverter für einen 48 V Motor bevorzugt, den elektrischen Widerstand des Bootstrap-Widerstand im Bereich von 5 W bis 15 W zu wählen.

Bevorzugt ist der Feedback- Kondensator als ein Keramik- Vielschicht- Chipkondensator, Silizium-Kondensator oder als SMD Folienkondensator ausgestaltet.

Die Schaltungsanordnung kann eine oder mehrere Halbbrücken umfassen, je nachdem wie viele Phasen ein durch die Schaltungsanordnung angesteuerter elektrischer Verbraucher benötigt, wie beispielweise ein Elektromotor. Bevorzugt weist die Schaltungsanordnung drei Halbbrücken auf, so dass ein Elektromotor mit drei Phasen versorgt und angesteuert werden kann. Alternativ kann die Schaltungsanordnung beispielsweise eine einzige Halbrücke, fünf Halbbrücken oder sechs Halbrücken aufweisen, je nach benötigter Anzahl der Phasen.

Bevorzugt umfasst die Schaltungsanordnung einen ersten Träger und einen zweiten Träger, wobei für jede Halbbrücke der Gate-Treiber auf dem ersten Träger aufgenommen ist und für jede Halbbrücke der erste Leistungstransistor und der zweite Leistungstransistor auf dem zweiten Träger aufgenommen sind, und wobei für jede Halbbrücke der Feedback- Kondensator ebenfalls auf dem ersten Träger aufgenommen ist.

Der zweite Träger nimmt somit die Leistungselektronik auf, während der erste Träger die Ansteuerelektronik der Schaltungsanordnung aufnimmt. Der zweite Träger für die Leistungselektronik umfasst bevorzugt eine flächige Metallstruktur, um die Wärme abzuführen, welche durch die ersten und zweiten

Leistungstransistoren aufgrund von elektrischen Verlusten entsteht. Bevorzugt ist der zweite Träger als ein Direct Bonded Copper Träger ausgestaltet, bei dem auf einem Keramikkern beidseitig Kupfer aufgebracht ist. Kupferleiterbahnen werden dabei bevorzugt durch Strukturieren des Kupfers erzeugt. Die

Leistungselektronik, also insbesondere der erste und der zweite

Leistungstransistor, ist mit den Kupferleiterbahnen verlötet. Alternativ ist es denkbar, den zweiten Träger als eine Metallkern-Leiterplatte auszuführen.

Der erste Träger umfasst die Ansteuerungselektronik, welche im Vergleich zur Leistungselektronik nur eine geringe elektrische Verlustleistung aufweist.

Dementsprechend ist es bevorzugt, den ersten Träger als eine übliche

Leiterplatte bzw. gedruckte Schaltung auszuführen, welche einen isolierenden Träger, beispielsweise aus einem Kunststoff, mit darauf angeordneten

Leiterbahnen, beispielsweise aus Kupfer, umfasst.

Die Schaltungsanordnung ist bevorzugt als ein Inverter für einen Elektromotor ausgestaltet.

Bevorzugt wird eine der vorgeschlagenen Schaltungsanordnung in einem Elektrofahrzeug, in einem Hybridfahrzeug, in einem eBike, in einem eScooter, einem integrierten Startergenerator, einem Motor einer Pumpe oder eines Kompressors, in einem Motor eines e-Waste Heat Recovery Systems, in einem Motor für einen eTurbo oder in einer Boost Recuperation Machine (BRM) verwendet.

Beispielsweise bei einer Boost Recuperation Machine wird ein Startergenerator eines Verbrennungsmotors durch eine elektrische Maschine ersetzt, welche beim Bremsen elektrische Energie rekuperiert und durch elektrisches Boosten den Verbrennungsmotor temporär unterstützt. Die vorgeschlagene

Schaltungsanordnung dient dabei der Ansteuerung der elektrischen Maschine.

Ein Weiterer Aspekt der Erfindung betrifft ein Fahrzeug umfassend mindestens einen Elektromotor und mindestens eine der hierin vorgeschlagenen Schaltungsanordnung. Bei dem Fahrzeug kann es sich insbesondere um ein Elektrofahrzeug oder um ein Hybridfahrzeug handeln.

Vorteile der Erfindung

Die vorgeschlagene Schaltungsanordnung umfasst mit dem kapazitiven

Spannungsteiler eine zusätzliche Schaltungsmaßnahme, mit deren Hilfe die bei einem aktiven Einschalten des ersten Leistungstransistors und der damit verbundenen Kommutierung des Drainstroms des ersten Leistungstransistors durch parasitäre Leitungsinduktivitäten verursachte Überspannung reduziert wird. Hierdurch werden zum einen elektrische Verluste reduziert und zum anderen eine mögliche Schädigung von umliegenden elektrischen Bauteilen verhindert.

Vorteilhafter Weise kann der für den kapazitiven Spannungsteiler eingesetzte Feedback- Kondensator auf einer Ansteuerplatine untergebracht werden, so dass eine aufwändige Montage eines zusätzlichen Kondensators auf einem Träger für die Leistungselektronik entfällt. Gegenüber dem Einsatz eines im Stand der Technik üblichen Snubber- Kondensators wird der Feedback- Kondensator dadurch auch nicht den erhöhten Temperaturen und Rippelströmen im Bereich der Leistungselektronik ausgesetzt. Dies ermöglicht den Einsatz von

vergleichsweise preiswerten Kondensatoren, wie beispielsweise

Folienkondensatoren, welche nicht für den Einsatz unter erhöhten Temperaturen und Strömen ausgestalteten sind.

Durch die mit der Verringerung der auftretenden Spannungen eingehende Verringerung der Schalttransienten sinken zudem die Anforderungen an die verwendeten Leistungstransistoren, so dass preiswertere Leistungstransistoren mit geringerer Chipfläche eingesetzt werden können.

Durch die Limitierung der maximalen Überspannung können insbesondere im 48V Bereich kostengünstige Brückentreiber eingesetzt werden, welche bereits alle notwendigen Sicherheits- und Überwachungsfeatures als hochintegrierte - nicht galvanisch getrennte - Varianten beinhalten. Übersteigt die maximal mögliche transiente Spannung einen bestimmten Schwellwert, so muss - mangels Verfügbarkeit - auf Hochvolt- Bauelemente zurückgegriffen werden, welche nicht über eine Hochintegration verfügen. Die fehlenden Funktionen müssen folglich diskret aufgebaut werden, was den Bauraum und die Kosten ansteigen lässt.

Kurze Beschreibung der Zeichnungen

Ausführungsformen der Erfindung werden anhand der Zeichnungen und der nachfolgenden Beschreibung näher erläutert.

Es zeigen:

Figuren la und lb einen ersten Schaltvorgang,

Figuren 2a und 2b einen zweiten Schaltvorgang,

Figuren 3a und 3b einen dritten Schaltvorgang,

Figuren 4a und 4db einen vierten Schaltvorgang,

Figur 5 ein schematisches Schaltbild für die erfindungsgemäße

Schaltungsanordnung,

Figur 6 Verlauf der Drain/Source-Spannung am zweiten Leistungstransistor mit und ohne Einsatz des Feedback- Kondensators,

Figur 7a Verlauf der Spannung am Bootstrap Anschluss eines Gate-Treibers ohne den Einsatz des Feedback- Kondensators und

Figur 7b Verlauf der Spannung am Bootstrap-Anschluss eines Gate-Treibers mit Einsatz des Feedback- Kondensators.

Ausführungsformen der Erfindung

In der nachfolgenden Beschreibung der Ausführungsformen der Erfindung werden gleiche oder ähnliche Elemente mit gleichen Bezugszeichen bezeichnet, wobei auf eine wiederholte Beschreibung dieser Elemente in Einzelfällen verzichtet wird. Die Figuren stellen den Gegenstand der Erfindung nur schematisch dar.

In den Figuren la bis 4b sind jeweils verschiedene Schaltvorgänge dargestellt, welche bei aktivem und passivem Schalten von Leistungstransistoren TI, T2 einer Halbbrücke auftreten können.

Die Figuren la, 2a, 3a und 4a zeigen jeweils fünf Kurven 201, 202, 203, 204,

205. Auf der X-Achse ist die Zeit und auf der Y-Achse ist die Spannung U bzw. der Strom laufgetragen. Die erste Kurve 201 beschreibt den qualitativen Verlauf der Drain-Source-Spannung am ersten Leistungstransistor TI. Die zweite Kurve 202 beschreibt den qualitativen Verlauf der Gate-Source-Spannung am ersten Leistungstransistor TI. Die dritte Kurve 203 beschreibt den qualitativen Verlauf der Drain-Source Spannung am zweiten Leistungstransistor T2 und die vierte Kurve 204 beschreibt den qualitativen Verlauf der Gate-Source-Spannung am zweiten Leistungstransistor T2. Die fünfte Kurve 205 beschreibt qualitativ den Drainstrom, wobei in den Figuren la und 2a der Drainstrom durch den zweiten Leistungstransistor T2 und in den Figuren 3a und 4a der Drainstrom durch den ersten Leistungstransistor TI dargestellt ist.

Figuren la und lb zeigen einen ersten Schaltvorgang, bei dem der erste

Leistungstransistor TI aktiv eingeschaltet wird und der zweite Leistungstransistor T2 passiv ausgeschaltet wird. Figur la zeigt dabei die qualitativen Verläufe der Spannungen und des Drainstroms und Figur lb zeigt einen Stromverlauf 206 durch die Halbbrücke.

Figuren 2a und 2b zeigen einen zweiten Schaltvorgang, bei dem der erste Leistungstransistor TI passiv eingeschaltet wird und der zweite

Leistungstransistor T2 aktiv ausgeschaltet wird. Figur 2a zeigt dabei die qualitativen Verläufe der Spannungen und des Drainstroms und Figur 2b zeigt einen Stromverlauf 206 durch die Halbbrücke.

Figuren 3a und 3b zeigen einen dritten Schaltvorgang, bei dem der erste

Leistungstransistor TI passiv ausgeschaltet wird und der zweite

Leistungstransistor T2 aktiv eingeschaltet wird. Figur 3a zeigt dabei die qualitativen Verläufe der Spannungen und des Drainstroms und Figur 3b zeigt einen Stromverlauf 206 durch die Halbbrücke.

Figuren 4a und 4b zeigen einen vierten Schaltvorgang, bei dem der erste Leistungstransistor TI aktiv ausgeschaltet wird und der zweite

Leistungstransistor T2 passiv eingeschaltet wird. Figur 4a zeigt dabei die qualitativen Verläufe der Spannungen und des Drainstroms und Figur 4b zeigt einen Stromverlauf 206 durch die Halbbrücke.

Figur 5 zeigt ein schematisches Schaltbild für die erfindungsgemäße

Schaltungsanordnung 10. Durch die Schaltungsanordnung 10 wird eine

Eingangsspannung U , welche zwischen einem Massepotential 16 und dem Eingang A der Schaltungsanordnung 10 anliegt in eine Ausgangsspannung U _out umgesetzt, welche zwischen dem Ausgang B und dem Massepotential 16 anliegt. Bei der Eingangsspannung U handelt es sich um eine Gleichspannung, welche beispielsweise 12 V oder 48 V beträgt. Bei der Ausgangsspannung U _out handelt es sich um eine Wechselspannung.

Zur Erzeugung der Ausgangsspannung U _out aus der Eingangsspannung U _m dient eine Halbbrücke, welche einen ersten Leistungstransistor TI und einen zweiten Leistungstransistor T2 umfasst. Jeder der Leistungstransistoren TI, T2 umfasst jeweils einen Source-Anschluss 22, einen Drain-Anschluss 24 und einen Gate- Anschluss 26. Der Drain-Anschluss 24 des zweiten Leistungstransistors T2 ist mit dem Source-Anschluss 22 des ersten Leistungstransistors TI verbunden, wobei eine dabei verwendete Anschlussleitung eine parasitäre Induktivität L2 aufweist. Der Ausgang B der Schaltungsanordnung 10 ist ebenfalls mit dem Drain-Anschluss 24 des zweiten Leistungstransistors T2 und über die parasitäre Induktivität L2 auch mit dem Source-Anschluss 22 des ersten

Leistungstransistors TI verbunden.

Parasitäre Induktivitäten treten an realen Bauteilen und realen Leitungen auf, da jeder Stromdurchflossene Leiter ein Magnetfeld aufweist. Bei Änderung des Stroms, ändert sich auch dieses Magnetfeld, wobei durch Selbstinduktion an diesen parasitären Induktivitäten Spannungen auftreten können. Des Weiteren weisen reale Leitungen üblicherweise einen elektrischen Widerstand R auf, welcher unabhängig von einer besonderen Funktion immer vorhanden ist. Widerstände werden auch als separate Bauelemente eingesetzt, beispielsweise im Rahmen eines Spannungsteilers oder zur gezielten Begrenzung eines Stromflusses.

Zur Ansteuerung der beiden Leistungstransistoren TI, T2 ist ein Gate-Treiber 12 vorgesehen, welcher als eine integrierte Schaltung ausgebildet ist. In der Darstellung der Figur 5 ist ein vereinfachtes Ersatzschaltbild für den Gate-Treiber 12 dargestellt, wobei der Gate-Treiber 12 für die Ansteuerung der beiden Leistungstransistoren TI, T2 jeweils einen Operationsverstärker 14 aufweist. Die Operationsverstärker 14 sind dabei jeweils mit der Eingangsspannung U verbunden, wobei die Verbindung hier einmal direkt und einmal über einen Widerstand R und eine Diode D erfolgt. Eine Steuerschaltung zum Erzeugen von Steuersignalen, welche durch die Operationsverstärker 14 verstärkt werden, ist in dem Ersatzschaltbild des Gate-Treibers 12 nicht dargestellt.

Der Gate-Treiber 12 umfasst einen Bootstrap-Anschluss BHx, welcher über einen Bootstrap- Kondensator C_BS und einen Bootstrap-Widerstand R_BS mit dem Drain-Anschluss 24 des zweiten Leistungstransistors T2 und über die parasitäre Induktivität L2 auch mit dem Source-Anschluss 22 des ersten

Leistungstransistors TI verbunden ist. Der Gate-Treiber 12 weist weiterhin einen ersten Gate-Ausgang GHx auf, welcher über einen Widerstand R mit dem Gate- Anschluss 26 des ersten Leistungstransistors TI verbunden ist. Ein erster Source-Ausgang SHx ist über einen Widerstand R und die parasitäre Induktivität L2 mit dem Source-Anschluss 22 des ersten Leistungstransistors TI verbunden. Ein zweiter Gate-Ausgang GLx des Gate-Treibers 12 ist über einen Widerstand R mit dem Gate-Anschluss 26 des zweiten Leistungstransistors T2 verbunden und ein zweiter Source-Ausgang SLx ist über einen Widerstand R und eine parasitäre Induktivität L3 mit dem Source-Anschluss 22 des zweiten

Leistungstransistors T2 verbunden.

Sowohl der Gate-Treiber 12 als auch der Source-Anschluss 22 des zweiten Leistungstransistors T2 sind mit dem Massepotential 16 verbunden, wobei die Verbindung des zweiten Leistungstransistors T2 über die parasitäre Induktivität L3 und eine parasitäre Induktivität L4 erfolgt. Ferner umfasst die Schaltungsanordnung 10 eine erste Schutzdiode Dl und eine zweite Schutzdiode D2. Die erste Schutzdiode Dl ist zwischen dem zweiten Source-Ausgang SLx und dem Massepotential 16 angeordnet und die zweite Schutzdiode D2 ist zwischen dem ersten Source-Ausgang SHx und dem

Massepotential 16 angeordnet. Die Schutzdioden Dl und D2 dienen zur

Limitierung der energiereichen transienten Überspannung, welche beim aktiven Ausschalten des zweiten Leistungstransistors T2, bzw. des ersten

Leistungstransistors TI entsteht. Bei einem passiven Ausschaltvorgang entstehen jedoch Überspannungen, welche durch die Schutzdioden Dl und D2 nicht verringert werden. Insbesondere diese bei einem passiven

Ausschaltvorgang entstehenden Überspannungen werden durch einen

Feedback- Kondensator C_FB verringert.

Der Feedback- Kondensator C_FB ist mit einem ersten Anschluss mit dem Massepotential 16 und mit einem zweiten Anschluss mit einem zweiten

Anschluss des Bootstrap- Kondensators C_BS verbunden, wobei ein erster Anschluss des Bootstrap- Kondensators C_BS mit dem Bootstrap-Anschluss BHx des Gate-Treibers 12 verbunden ist. Der Feedback- Kondensator C_FB und der Bootstrap- Kondensator C_BS bilden dabei einen kapazitiven Spannungsteiler.

Der Feedback- Kondensator C_FB bzw. der durch diesen aufgebaute kapazitive Spannungsteiler stellt eine Schaltungsmaßnahme dar, mit deren Hilfe die beim aktiven Einschalten des ersten Leistungstransistors TI und der damit

verbundenen Kommutierung des Drainstroms durch die Stromänderung dl/dt an den parasitären Induktivitäten LI, L2, L3, L4 abfallende Spannung auf die Gate/Source-Spannung des ersten Leistungstransistors TI rückgekoppelt wird, um dadurch die Stromänderung zu begrenzen und damit die Transienten über den zweiten Leistungstransistor T2 beim passiven Ausschalten zu verringern. Beim aktiven Einschalten des ersten Leistungstransistors TI müssen nach Erreichen des Nulldurchgangs des Drainstroms die Ladungsträger aus der Inversdiode des ersten Leistungstransistors TI herausgetrieben werden.

Während dieser Zeit wird mit derselben Stromänderung ein Kurzschlussstrom in umgekehrter Richtung aufgebaut. Wenn nun alle Ladungsträger aus der

Raumladungszone des ersten Leistungstransistors TI entfernt wurden, muss der Strom nun wieder abgebaut werden. Die nun resultierende Stromänderung ist abhängig von der Diodencharakteristik und wird meist mit Softness Faktor bezeichnet. Die Stromänderung verursacht nun eine Überspannung zwischen Drain und Source des zweiten Leistungstransistors T2. Die induzierte Spannung ist aufgrund des geringen vorhandenen Querstroms im Vergleich zum aktiven Ausschalten nicht sehr energiereich und kann mit geringem Aufwand (z.B. einem Keramik-Vielschicht-Chipkondensator) abgefangen werden, um den zweiten Leistungstransistor T2 vor einem Lawinendurchbruch (Avalanche) zu schützen.

Ein erster Strompfad 30 beim aktiven Einschalten des ersten Leistungstransistors TI ermöglicht eine schwache Rückkopplung durch die parasitäre Induktivität L2. Durch den Anstieg des Drainstroms im ersten Leistungstransistor TI entsteht ein Spannungsabfall Ui_2, welcher einem Anstieg der Gate-Source Spannung des ersten Leistungstransistors TI entgegenwirkt.

Durch den zusätzlichen Feedback- Kondensator C_FB entsteht eine weitere Rückkopplung auf die Gate/Source Spannung des ersten Leistungstransistors TI. Durch die Stromänderung dl/dt des Drainstroms des zweiten

Leistungstransistors T2, der sich im Diodenbetrieb befindet, entsteht auch an den parasitären Induktivitäten L3 und L4 eine Spannung, die über den Bootstrap- Widerstand R_BS den Feedback- Kondensator C_FB auflädt. Der Ladestrom IC_FB eines zweiten Strompfades 40 bewirkt einen zusätzlichen Spannungsabfall am Bootstrap-Widerstand R_BS, der dem Anstieg der Gate/Source-Spannung des ersten Leistungstransistors TI entgegenwirkt. Dadurch wird die Stromänderung dl/dt des Drainstroms verringert und entsprechend die Stromänderung Dl/dt des Reverse- Recovery-Stroms, was zu einer Verringerung der Drain/Source- Überspannung beim Sperren der Reverse-Diode des zweiten

Leistungstransistors T2 führt.

Figur 6 zeigt den Verlauf der Drain/Source-Spannung am zweiten

Leistungstransistor T2 bei einem passiven Ausschalten des zweiten

Leistungstransistors T2. Auf der X-Achse ist dabei die Zeit t in ms und auf der Y- Achse die Spannung in V aufgetragen. Eine erste Spannungskurve 100 zeigt die Spannung zwischen dem Drain-Anschluss 24 und dem Source- Anschluss 22 des zweiten Leistungstransistors T2 für eine Schaltungsanordnung nach dem Stand der Technik, bei der der Feedback- Kondensator C_FB, vergleiche Figur 5, fehlt. Eine zweite Spannungskurve 102 zeigt die Spannung zwischen dem Drain- Anschluss 24 und dem Source-Anschluss 22 des zweiten Leistungstransistors T2 für die in Figur 5 dargestellte Schaltungsanordnung 10 mit dem Feedback- Kondensator C_FB.

Wie der Darstellung der Figur 6 entnommen werden kann, sind bei der zweiten Spannungskurve 102 die Spannungsmaxima jeweils deutlich niedriger ausgeprägt als bei der ersten Spannungskurve 100. Die Drain/Source-Spannung am zweiten Leistungstransistor T2 ist deutlich reduziert. Des Weiteren kann der Darstellung der Figur 6 entnommen werden, dass eine Zeit, bis die Drain/Source- Spannung ihren endgültigen Wert erreicht, nahezu unverändert ist. Eine

Schaltzeit des zweiten Leistungstransistors T2 wird somit durch den Einsatz des Feedback- Kondensators C_FB nicht nachteilig verlängert.

Figur 7a zeigt den Verlauf der Spannung U BHX zwischen dem Bootstrap- Anschluss BHx des Gate-Treibers 12, vergleiche Figur 5, und dem

Massepotential 16 für eine Schaltungsanordnung nach dem Stand der Technik ohne den Einsatz eines Feedback- Kondensators C_FB. Figur 7b zeigt den Verlauf der Spannung U BHX zwischen dem Bootstrap-Anschluss BHx des Gate- Treibers 12, vergleiche Figur 5, und dem Massepotential 16 für die

Schaltungsanordnung 10 der Figur 5 mit einem Feedback- Kondensator C_FB.

In den Figuren 7a und 7b ist jeweils der Verlauf der Spannung U BHX zwischen dem Bootstrap Anschluss BHx des Gate-Treibers 12 und dem Massepotential 16 dargestellt. Auf der X-Achse ist jeweils die Zeit t in ms und auf der Y-Achse ist die Spannung in V aufgetragen. In einem ersten Zeitabschnitt 50 ist der zweite Leistungstransistor T2, vergleiche Figur 1, aktiv ausgeschaltet. In einem zweiten Zeitabschnitt 52 ist der der zweite Leistungstransistor T2 passiv ausgeschaltet.

Wie der Darstellung der Figur 7a entnommen werden kann, treten in dem gezeigten Beispiel ohne den Einsatz eines Feedback- Kondensators C_FB im ersten Zeitabschnitt 50 Spannungsspitzen von bis zu 83,2 V bei einem aktiven Ausschalten des zweiten Leistungstransistors T2 auf. Für den zweiten

Zeitabschnitt 52, bei dem ein passives Ausschalten des zweiten

Leistungstransistors T2 dargestellt ist, treten sogar Spannungsspitzen von bis zu 87,8 V auf. Ist der zweite Leistungstransistor T2 beispielweise für eine maximale Spannung (absolute maximum rating) von 90 V ausgelegt, ist nur noch eine geringe Sicherheitsmarge vorhanden. Eine Verwendung von Bauelementen, welche für höhere Spannungen ausgelegt sind ist zwar möglich, würde die Kosten für diese Bauelemente jedoch erhöhen.

Figur 7b zeigt, dass bei einer erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung 10, welche sich hier nur den Einsatz des Feedback- Kondensators C_FB

unterscheidet, die Spannungsmaxima deutlich reduziert werden. Bei Einsatz eines Feedback- Kondensators C_FB betragen die Spannungsspitzen bis zu 81,2 V im ersten Zeitabschnitt 50, bei dem ein aktives Ausschalten des zweiten Leistungstransistors T2 erfolgt. Die Spannungsspitzen sind somit durch den Feedback- Kondensator C_FB reduziert. Für den zweiten Zeitabschnitt 52, bei dem ein passives Ausschalten des zweiten Leistungstransistors T2 dargestellt ist, können die Spannungsmaxima noch deutlicher reduziert werden und betragen nun maximal 66,6 V.

Den Spannungsverläufen der Figuren 7a und 7b kann entnommen werden, dass das Einfügen des Feedback- Kondensators C_FB im Wesentlichen nur den passiven Ausschaltvorgang des zweiten Leistungstransistors T2 bzw. den aktiven Einschaltvorgang des ersten Leistungstransistors TI Auswirkungen beeinflusst. Im aktiven Ausschaltvorgang wird die Überspannung aufgrund der Ansteuerung über die Schutzdioden Dl und D2 unabhängig vom Strom auf einem konstanten Wert gehalten. Die Überspannung in den passiven

Ausschaltvorgängen ist nahezu linear mit dem zu schaltenden Strom verbunden. Das bedeutet, dass bis dato die mögliche Stromhöhe nicht ausschließlich durch die thermischen Aspekte limitiert war, sondern auch durch die maximale

Überspannung beim passiven Ausschaltvorgang. Durch die Einführung des Feedback Kondensators C_FB ist es nun möglich, mit der Schaltungsanordnung 10 höhere Ströme betreiben zu können. Die Höhe der Ströme wird nur noch durch thermische Aspekte begrenzt, jedoch nicht mehr durch die auftretenden Überspannungen.

Die Erfindung ist nicht auf die hier beschriebenen Ausführungsbeispiele und die darin hervorgehobenen Aspekte beschränkt. Vielmehr ist innerhalb des durch die Ansprüche angegebenen Bereichs eine Vielzahl von Abwandlungen möglich, die im Rahmen fachmännischen Handelns liegen.