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Title:
CIRCUIT ARRANGEMENT AND METHOD FOR OPERATING A HIGH-PRESSURE DISCHARGE LAMP
Document Type and Number:
WIPO Patent Application WO/2010/115773
Kind Code:
A1
Abstract:
The invention relates to a circuit arrangement for operating a high-pressure discharge lamp (5) having a straightened arc, comprising: at least one first (Q1) and one second electronic switch (Q2) in a first half-bridge (6); a supply voltage connection and a reference ground connection for supplying the half-bridge arrangement with a direct voltage signal (U0); a load circuit (9), which comprises a lamp choke (L1) and a blocking capacitor (7) and is coupled to the half-bridge center and to at least one connection for connecting the high-pressure discharge lamp (5); a triggering circuit (8) for providing at least one first (G1) and one second (G2) triggering signal for the first (Q1) and the second electronic switch (Q2), wherein the first and second triggering signal (G1, G2) are pulse width-modulated signals having the same frequency, wherein the pulse widths of the two triggering signals and the phase angles of the two triggering signals relative to each other can be set independently of each other, and the two triggering signals are each inverted in a low-frequency cycle. The invention further relates to a method for operating a high-pressure discharge lamp comprising a circuit arrangement described above, wherein the following steps are performed during the operation of the gas discharge lamp: triggering the first and second electronic switch using a first and second triggering signal, wherein the triggering signals are pulse width-modulated signals having the same frequency; varying or setting the pulse duty factors of the triggering signals; varying or setting the phase angle of the two triggering signals relative to each other; inverting the two triggering signals in a low-frequency cycle.

Inventors:
KAESTLE HERBERT (DE)
Application Number:
PCT/EP2010/054187
Publication Date:
October 14, 2010
Filing Date:
March 30, 2010
Export Citation:
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Assignee:
OSRAM GMBH (DE)
KAESTLE HERBERT (DE)
International Classes:
H05B41/288; H05B41/292
Foreign References:
US6144172A2000-11-07
US6522089B12003-02-18
US6147461A2000-11-14
US6147461A2000-11-14
Attorney, Agent or Firm:
Osram Gesellschaft mit beschränkter Haftung (DE)
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Claims:
Ansprüche

1. Schaltungsanordnung zum Betreiben einer Hochdruckentladungslampe (5) mit einem begradigten Bogen, mit

- mindestens einem ersten (Ql) und einem zweiten elektronischen Schalter (Q2) in einer ersten Halbbrü- cke (6) ;

- einem Versorgungsspannungsanschluss und einem Be- zugsmassenanschluss zum Versorgen der Halbbrückenanordnung mit einem Gleichspannungssignal (Uo) ;

- einem Lastkreis (9), der eine Lampendrossel (Li) und eine Blockkapazität (7) aufweist und einerseits an den Halbbrückenmittelpunkt und andererseits an mindestens einen Anschluss zum Anschließen der Hochdruckentladungslampe (5) gekoppelt ist;

- einer Ansteuerschaltung (8) zur Bereitstellung zu- mindest eines ersten (Gl) und eines zweiten (G2) Ansteuersignals für den ersten (Ql) und den zweiten elektronischen Schalter (Q2), dadurch gekennzeichnet, dass das erste und zweite Ansteuersignal (Gl, G2) pulsweitenmodulierte Signale gleicher Frequenz sind, wobei das Tastverhältnis der beiden Ansteuersignale und die Phasenlagen der beiden Ansteuersignale zueinander jeweils unabhängig voneinander einstellbar sind und die beiden Ansteuersignale jeweils in einem niederfrequenten Takt invertierbar sind.

2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass der Lastkreis eine Blockkapazität aus einem Blockkondensator (CB) aufweist, der in Serie zu dem mindestens einen Anschluss der Hochdruckentla- dungslampe geschaltet ist.

3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass der Lastkreis eine Blockkapazität aus zwei Blockkondensatoren (CBi, CB2) aufweist, die symmetrisch von mindestens einem Anschluss der Hoch- druckentladungslampe je an den Versorgungsspannungs- anschluss und den Bezugsmassenanschluss angeschlossen sind.

4. Schaltungsanordnung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die Schaltungs- anordnung eine zweite Halbbrücke (66) mit einem dritten (Q3) und einem vierten (Q4) elektronischem Schalter zum Anregen eines Resonanzkreises (67) zum Zünden der Gasentladungslampe (5) aufweist, die zwischen den Mittelpunkt der ersten Halbbrücke (6) und einer Schaltungsmasse angeordnet ist.

5. Schaltungsanordnung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, dass der dritte (Q3) und der vierte (Q4) elektronische Schalter der zweiten Halbbrücke (66) ebenfalls von der Ansteuerschaltung (8) ansteuerbar sind.

6. Verfahren zum Betreiben einer Hochdruckentladungslampe (5) mit einer Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1-5, gekennzeichnet durch folgende während des Betriebs der Gasentladungslampe (5) ablaufende Schritte:

- Ansteuern des ersten und zweiten elektronischen Schalters (Ql, Q2) mit einem ersten und zweiten Ansteuersignal (Gl, G2), wobei die Ansteuersignale pulsweitenmodulierte Signale gleicher Frequenz sind, - Variieren beziehungsweise Einstellen der Tastverhältnisse der Ansteuersignale (Gl, G2),

- Einstellen der Phasenlage der beiden Ansteuersignale zueinander, - Invertieren der beiden Ansteuersignale in einem niederfrequenten Takt.

7. Verfahren nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, dass Phasenlage der beiden Ansteuersignale zueinander während des Betriebes variiert wird.

8. Verfahren nach Anspruch 6 oder 7, dadurch gekennzeichnet, dass das Tastverhältnis des Ansteuersignals (Gl, G2) jeweils für den ersten elektronischen Schalter (Ql) und den zweiten elektronischen Schalter (Q2) separat und unabhängig voneinander eingestellt wird.

9. Verfahren nach Anspruch 7 oder 8 zum Betreiben einer Schaltungsanordnung nach Anspruch 4, gekennzeichnet durch folgende zum Zünden der Hochdruckentladungslampe (5) ablaufende Schritte:

- Schließen des ersten elektronischen Schalters (Ql) und Öffnen des zweiten elektronischen Schalters (Q2),

- Ansteuern der zweiten Halbbrücke (66) derart, dass der Resonanzkreis (67) angeregt wird und eine Spannung erzeugt, die an die Anschlüsse der Hochdruckentladungslampe (5) zum Zünden der Hochdruckentladungs- lampe (5) führt,

- Einschalten des dritten elektronischen Schalters (Q3) und Ausschalten des vierten elektronischen Schalters (Q4) .

10. Verfahren nach Anspruch 7 oder 8, gekennzeichnet durch folgende zum Zünden der Hochdruckentladungslampe (5) ablaufende Schritte:

- Schließen des ersten elektronischen Schalters (Ql) und Öffnen des zweiten elektronischen Schalters (Q2),

- Ansteuern der zweiten Halbbrücke (66) derart, dass der Resonanzkreis (67) angeregt wird und eine Spannung erzeugt, die an die Anschlüsse der Hochdruckentladungslampe (5) zum Zünden der Hochdruckentladungs- lampe (5) führt,

- Ansteuern der zweiten Halbbrücke (66) mit einer vorbestimmten Frequenz derart, dass eine vorbestimmte Leistung in die Gasentladungslampe fließt,

- Einschalten des dritten elektronischen Schalters (Q3) und Ausschalten des vierten elektronischen

Schalters (Q4) .

Description:
Beschreibung

[1] Schaltungsanordnung und Verfahren zum Betreiben einer Hochdruckentladungslampe.

Technisches Gebiet

[2] Die Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung und ein Verfahren zum Betreiben einer Hochdruckentladungslampe mit einen begradigten Bogen, aufweisend mindestens einen ersten und einen zweiten elektronischen Schalter in einer ersten Halbbrücke, einen Versorgungsspannungsan- schluss und einen Bezugsmassenanschluss zum Versorgen der Halbbrückenanordnung mit einem Gleichspannungssignal, einen Lastkreis, der eine Lampendrossel und eine Blockkapazität aufweist und einerseits an den Halbbrückenmittelpunkt und andererseits an mindestens einen Anschluss zum Anschließen der Hochdruckentladungslampe gekoppelt ist, sowie eine Ansteuerschaltung zur Bereitstellung zumindest eines ersten und eines zweiten Ansteuersignals für den ersten und den zweiten elektronischen Schalter.

Stand der Technik

[3] Die Erfindung geht aus von einer Schaltungsanordnung und einem Verfahren zum Betrieb von Gasentladungslampen nach der Gattung des Hauptanspruchs. Die Erfindung handelt insbesondere von einer Schaltungsanordnung zum bogenbegradigten Betrieb von Gasentladungslampen.

[4] Zum Betrieb von Hochdruckentladungslampen, insbeson- dere von Standard-HCI-Lampen, aber auch zum Betrieb von quecksilberfreien, molekularstrahlungsdominierten MF- Lampen, wird meist eine relativ niederfrequente rechteck- förmige Lampenstromversorgung mit schneller Kommutierung verwendet. Die Stromkommutierung dient zur Verhinderung der einseitigen Elektrodenabnutzung und muss mit hinreichend schneller Umpolung bewerkstelligt werden, damit die Lampe während der Kommutierung nicht erlöscht. Die Kommutierungszeit sollte typischerweise im Bereich <100μs erfolgen. Die Kommutierungsfrequenz wird im Allgemeinen so gewählt, dass einerseits die kurzzeitigen Diskontinuitäten während des Kommutierungsvorgangs sich im Licht nicht als Flackern zeigen, was heißt, dass die Kommutierungsfrequenz möglichst > 50Hz sein sollte, und ander- seits die akustischen Emissionen sowohl vom elektronischen Betriebsgerät als auch von der heißen Gasentladungslampe möglichst nicht in den hörbaren Frequenzbereich fallen, d.h. die Kommutierungsfrequenz sollte möglichst <200Hz sein. Die besten Ergebnisse erzielt man, wenn man die Kommutierungsfrequenz bei 100Hz auf das Versorgungsnetz synchronisiert und damit die niederfrequenten und leicht sichtbaren Mischungsmoden zwischen dem allfälligen Ripple der Netzversorgung und den Schwankungen während den Kommutierungsübergängen unterdrückt werden. Die Kommutierungsfrequenz sollte aber auch nicht über den hörbaren Frequenzbereich bei >20 kHz gelegt werden, damit beim Betrieb der Lampe die akustischen Eigenresonanzen des Entladungsbogens, die bei gängigen Lampengeometrien ja zwischen 2OkHz und 15OkHz liegen, nicht willkürlich angeregt werden. Eine resonante Anregung des Lichtbogens würde in den meisten Fällen zu Bogenfluktuation und Bogeninstabilitäten führen, die letztlich zum Erlöschen der Lampe oder gar zur Zerstörung der Lampe führen können.

[5] Mit dem oben beschriebenen einfachen Rechteckbetrieb können in der Regel die meisten standardisierten Hoch- druckentladungslampen betrieben werden, ohne dass es dabei zu nennenswerten Bogeninstabilititäten und Bogen- auslenkungen kommt. Anders verhält es sich hingegen bei speziellen Lampengeometrien mit hohen Aspektverhältnis- sen, d.h. Lampen mit hohem Verhältnis zwischen Lampenge- fäßlänge und Lampengefäßdurchmesser, bzw. Bogenlänge zu Bogendurchmesser, oder auch bei Lampen mit speziellen Lampengasfüllungen .

[6] In diesen Fällen tritt neben der Möglichkeit der Anregung stabilitätsmindernder akustischer Eigenresonanzen auch die Möglichkeit auf, dass der Lichtbogen in Abhängigkeit von seiner Orientierung, wie vertikale oder horizontale Brennlage, infolge von Auftriebskräften in der heißen Lampe selbst, systematisch aus seinem axialen Zentrum heraus nach oben hin ausgelenkt wird und sich damit bogenförmig zwischen den Elektroden ausbildet. Diese bogenförmigen Auslenkungen führen im allgemeinen wegen der Änderung der effektiven Bogenlänge auch zu zur Änderung der elektrischen Plasmabetriebsparameter, wie z.B. der Brennspannung oder der Lage der akustischen

Eigenresonanzen, welche aber anderseits für den stabilen

Betrieb des Bogens mit einem elektronischen Betriebsgerät

(EVG) von eminenter Wichtigkeit sind. Eine derartige systematische Bogenauslenkung kann also ebenfalls zu Problemen beim elektrischen Betrieb der Lampe und zu inherenten Bogeninstabilität führen.

[7] Des Weiteren verstehen sich die Nachteile eines sich auslenkenden Bogens von selbst, wenn man die praktische

Anwendung der Lampe in einer Leuchte und die damit ver- bundenen goniometrischen Lichtauskopplungseffizienzen in einem Reflektorsystem betrachtet. [8] Zur Vermeidung dieser meist auftriebsbedingten Bogenauslenkungen in der Lampe und zur allgemeinen Stabilisierung von Entladungsbögen mit hohem Aspektverhältnis können nun die Betriebsmethoden der Bogenbegradigung bzw. des Arc-Straightenings angewandt werden.

[9] Beim Arc-Straightening wird durch das elektrische Betriebsgerät gezielt eine spezielle akustische Eigenresonanz im Entladungsbögen der Lampe angeregt, die infolge ihrer modalen Eigenschaften nicht zu den allgemein übli- chen Fluktuationen oder Bogeninstabilitäten führt, sondern vielmehr zu einer erhöhten Stabilität des Bogens insbesondere in seiner axialen Richtung. Die hierzu in Frage kommenden Eigenresonanzen sind meist die mit azimutaler Modenstruktur. Man spricht von der Anregung der 2. azimutalen akustischen Mode zum Zwecke der Bogenbegradigung bzw. zum Arc-Straightening.

[10] Die Lage der für die Bogenbegradigung aktiven azimutalen Eigenfrequenzen hängt einerseits von der Geometrie der Lampe (Länge, Aspektverhältnis) aber auch von den allgemeinen Betriebsparametern der Lampe, wie Druck, Temperatur, Füllgas, Leistung etc. ab. Bei vorliegenden Lampen liegen die azimutalen Eigenmoden im Bereich zwischen 2OkHz bis 15OkHz , typ. 6OkHz.

[11] Die einfachste Methode zur gezielten Anregung einer speziellen akustischen Eigenfrequenz in der Lampe ist die, dass man mit dem elektronischen Betriebsgerät den Lichtbogen bereits mit einer hochfrequenten Versorgungsspannung oder Versorgungsstrom betreibt.

[12] Im Gegensatz zum Rechteckbetrieb spricht man hier von einem Hochfrequenzbetrieb oder von Direkt-Drive . Will man z.B. mit dem elektronischen Betriebsgerät im Direct- Drive gezielt eine azimutale Mode in der Lampe bei 60KHz anregen, so muss das elektronische Betriebsgerät die Lampe genau mit der halben Betriebswechselfrequenz bei 3OkHz sinusförmig betreiben. Das Amplitudenspektrum dieser Versorgungsspannung bzw. dieses Versorgungsstroms würde bei 3OkHz eine singuläre Frequenzkomponente aufweisen, während das zugehörige Leistungsspektrum, also das Spektrum des Produkts aus Strom und Spannung, neben der allgemeinen Leistungslinie bei Null, genau bei der doppelten Frequenz, also bei 6OkHz eine singuläre Frequenzlinie aufweisen wird, mit der dann die entsprechende akustische Mode in der Lampe angeregt wird.

[13] Meist wird zur gezielten Dosierung der Anregung die Anregungsfrequenz im EVG leicht gesweept oder gewobbelt, typischerweise +-5kHz, damit die tatsächliche Frequenzlage der gewünschten Mode auf jeden Fall getroffen wird. Die Sweepwiederholungsrate liegt dabei gängigerweise bei ca.lOOHz und kann bei Bedarf auch auf die Netzversorgung einsynchronisiert werden. Der Vorteil bei dieser Methode ist, dass die sogenannten Direkt-Drives mit einfachen Schaltanordnungen wie z.B. einer Halbbrücke realisiert werden können und das EVG damit mit geringerem elektronischen Aufwand aufgebaut werden kann. Der Nachtteil bei der Methode des Direkt-Drives ist der, dass es relativ schwierig ist, die Anregungsstärke der gewünschten akustischen Eigenmode zu steuern, da beim direkten Betrieb der Durchmodulationsgrad stets 100% beträgt und die beiden Freiheitsgrade, die Größe des Sweepbereichs oder die Wiederholfrequenz des Sweeps, nur bedingt ausgenützt werden können. [14] Die Größe des Sweepbereichs lässt sich nicht beliebig verbreitern, da meist in unmittelbarer Nähe der angezielten und bogenbegradigungsaktiven Linie sich weitere akustische Eigenfrequenzen befinden, die mög- liehst nicht getroffen werden sollten, da diese bei Anregung mit ihrer negativen Auswirkung auf die Bogensta- bilität sich dann nachteilig bemerkbar machen würden.

[15] Die Sweepwiederholungsrate bzw. die Sweepwie- derholfrequenz lässt sich in der Regel auch nicht belie- big erniedrigen, da unvermeidliche Leistungsschwankungen während des Sweepvorgangs sich regelungstechnisch nur mit hohem Aufwand exakt kompensieren lassen und diese Leistungsschwankungen sich gerade bei Frequenzen <50Hz als Fluktuation im Licht bemerkbar machen würden.

[16] Eine alternative Methode zur gezielten und wohldosierten Anregung einer speziellen akustischen Eigenfrequenz des Entladungsbogens mittels des Betriebsgeräts lässt sich dagegen mit dem Rechteckbetrieb erreichen. Man spricht hier von der Rechteck-Amplitudenmodulation. Im niederfrequenten Rechteckbetrieb muss zur elektrischen Anregung einer speziellen Lampeneigenfrequenz die entsprechende Frequenzkomponente als Amplitudenmodulation auf die rechteckförmige Lampenversorgung additiv aufgesetzt werden.

[17] Bei dieser Modulationsmethode deckt sich die aufmodulierte Frequenzkomponente betragsmäßig mit dem Wert der tatsächlichen Eigenfrequenz in der Lampe und die aufmodulierte Frequenzkomponente erscheint direkt im Leistungsspektrum des Rechtecksignals. Eine Frequenzverdopplung wie beim Direkt-Drive gibt es hierbei nicht. [18] Liegt beispielsweise die tatsächliche Eigenfrequenz in der Lampe bei 6OkHz, so muss die aufmodulierte Frequenzkomponente ebenfalls bei 6OkHz liegen. Damit die Linie auf alle Fälle getroffen wird, wird in der Regel ebenfalls ein kleiner Sweepbereich vorgesehen, so dass Streuungen der Lampengeometrie oder Streuungen der Füllungseigenschaften abgedeckt werden.

[19] Bezüglich der gewünschten Stärke der Anregung hat man hierbei durch die Wahl der Modulationstiefe einen klaren Parameter, mit dem man die Anregungsstärke beliebig und unabhängig von anderen Gegebenheiten verändern kann, so dass die gezielte Anregung oder weitere negative Nebeneffekte zum gewünschten Effekt des Arc-Straightening führt. Ein Nachteil der Amplitudenmodulation im Rechteck- betrieb ist aber im Allgemeinen deren technisch aufwändige Realisierung im elektronischen Betriebsgerät, weshalb sie bislang in der Regel in elektronischen Betriebsgeräten kaum umgesetzt wird.

[20] Zu dieser alternativen Methode gibt es im Stand der Technik verschiedene Schriften, die aber alle einen eher formalen Charakter besitzen, indem der Sachverhalt einer

Amplitudenmodulation zum Zwecke der Bogenbegradigung beschrieben wird, und die technische Implementierung nur mit schematischen Prinzipschaltungen dargestellt wird, die aber kaum als kostengünstige und marktfähige Lösung umsetzbar sind.

[21] In der US 6147461 wird z.B. als technische Lösung ein Verfahren beschrieben, bei dem die Versorgungsspannung einer Vollbrücken-Schaltung, die gängigerweise als Auskoppelstufe zum rechteckförmigen Betrieb einer Hoch- druckentladungslampe dient, mit einer modulierten Gleichspannungsversorgung betrieben wird, wobei die Modulation als Überlagerung auf dem Rechtecksignal der Lampenversorgung auftritt.

[22] Zur Erzeugung der Amplitudenmodulierten Gleichspan- nungsversorgungsspannung wird eine separate Modulationsstufe in der Form eines Standard-Tiefsetzer-Konverters verwendet, der mit der anvisierten Modulationsfrequenz betrieben wird. Die Glättungscharakteristik wird dabei mit dem Glättungskondensator so abgestimmt, dass die Betriebsfrequenz der Tiefsetzerstufe nicht vollständig ausgefiltert wird und damit als Residium in der gewünschter Tiefe auf dem Gleichstrompegel der Versorgungsspannung verbleibt.

[23] Fig. 8 zeigt die Prinzip-Schaltung der Schaltungsanordnung 11 nach dem Stand der Technik. Die Schaltungsanordnung 11 besteht aus einem Gleichspannungswandler 110, einer Wechselspannungserzeugungseinheit 120 und einer Vollbrückenanordnung 130. In dieser Ausführung weist die dargelegte Schaltung zunächst mindestens 2 Drosseln und 5 Schalter auf. Wird hier der Aufbau einer Leistungsfaktorkorrekturschaltung und der Aufbau einer Zündeinheit mitberücksichtigt, so würde ein elektronisches Betriebsgerät mit dieser Topologie mindestens 3 Drosseln und 7 bis 8 Schalter benötigen, was hohe Kosten verursacht. Die Modulationstiefe wird hier durch die Beschaltung vorgegeben und lässt sich während des Betriebs nicht mehr über eine Software-Steuerung stufenlos verstellen.

[24] Übliche elektronische Betriebsgeräte ohne Amplitu- denmodulation lassen sich in der Regel mit weniger als 6 Schaltern realisieren. Die nach dem Stand der Technik vorgeschlagene Methode der Modulation der Versorgungsspannung für eine Schaltungsanordnung mit einer Vollbrücke lässt sich auch auf andere Schaltungstopologien übertragen, die zur Erzeugung einer Rechteck- Versorgungsspannung für eine Hochdruckentladungslampe herangezogen werden.

[25] Nach dem Stand der Technik gibt es neben dem VoIl- brückenkonzept zur Erzeugung einer unmodulierten Recht- eckspannung noch weitere Konzepte. Eines davon basiert auf der Technik einer Halbbrückenschaltung mit hinreichend großen Blockkondensatoren. Bei diesem Konzept, das in Fig. 9 dargestellt ist, werden die beiden Schalter Ql, Q2 der Halbbrücke komplementär im Takt der gewünschten niederfrequenten Rechteckspannung betrieben, wobei die gegenüberliegenden Blockkondensatoren C B in ihrer Kapazität so groß gewählt wurden, damit sie den Strom durch die Lampe während der langen Vorwärtsphase vollständig aufnehmen können und ihn während der anschließenden Rück- wärtsphase durch die Lampe vollständig wieder abgeben können. Die Lade- sowie Entladezeit der Blockkondensatoren C B beträgt hierbei 2*5ms, was einer Frequenz von 100Hz entspricht. Die Schaltungsanordnung mit einer Halbbrücke 131 und großen Blockkondensatoren C B ist zum Zwecke der Aufprägung einer Amplitudenmodulation ebenfalls mit einer Wechselspannungserzeugungseinheit 120 ausgerüstet, wobei diese Modulation dann additiv auf dem zur Lampe gehenden Rechteckstrom wirksam wird. Die dargelegte Schaltung besteht zunächst aus 2 Drosseln und 3 Schaltern. Wird der Aufbau einer Leistungsfaktorkorrekturschaltung und der Aufbau einer Zündeinheit mitberück- sichtigt, so würde ein elektronisches Betriebsgerät mit dieser Topologie mindestens 3 Drosseln und 5 bis 6 Schalter aufweisen. Die Modulationstiefe wird in der Regel durch die Beschaltung vorgegeben und lässt sich auch hierbei während des Betriebs nicht mehr über eine Software-Steuerung stufenlos verstellen. Übliche Betriebsgeräte in dieser Halbbrücken-Topologie ohne Amplitudenmodulation lassen sich in der Regel mit weniger als 4 Schaltern realisieren.

Aufgabe

[26] Es ist Aufgabe der Erfindung, eine Schaltungsanordnung zum Betreiben einer Hochdruckentladungslampe mit einem begradigten Bogen anzugeben, aufweisend mindestens einen ersten (Ql) und einen zweiten elektronischen Schal- ter (Q2) in Halbbrückenanordnung, einen Versorgungsspan- nungsanschluss und einen Bezugsmassenanschluss zum Versorgen der Halbbrückenanordnung mit einem Gleichspannungssignal (Uo), einen Lastkreis (9), der eine Lampendrossel (Li) und eine Blockkapazität (7) umfasst und einerseits an den Halbbrückenmittelpunkt und andererseits an mindestens einen Anschluss zum Anschließen der Hochdruckentladungslampe (5) gekoppelt ist und eine Ansteuerschaltung (8) zur Bereitstellung zumindest eines ersten und eines zweiten Ansteuersignals für den ersten (Ql) und den zweiten elektronischen Schalter (Q2), bei der die Modulationstiefe während des Betriebs stufenlos einstellbar ist und die kostengünstig herzustellen ist.

[27] Es ist ebenfalls Aufgabe der Erfindung, ein Verfahren zum Betreiben einer Hochdruckentladungslampe an- zugeben, das mit der Schaltungsanordnung ausführbar ist und über das die Modulationstiefe während des Betriebs stufenlos eingestellt werden kann.

Darstellung der Erfindung

[28] Die Lösung der Aufgabe bezüglich der Schaltungsan- Ordnung erfolgt erfindungsgemäß mit einer Schaltungsanordnung zum Betreiben einer Hochdruckentladungslampe mit einem begradigten Bogen, mit mindestens einem ersten und einem zweiten elektronischen Schalter in einer ersten Halbbrücke, einem Versorgungsspannungsanschluss und einem Bezugsmassenanschluss zum Versorgen der Halbbrückenanordnung mit einem Gleichspannungssignal, einem Lastkreis, der eine Lampendrossel und eine Blockkapazität aufweist und einerseits an den Halbbrückenmittelpunkt und andererseits an mindestens einen Anschluss zum Anschließen der Hochdruckentladungslampe gekoppelt ist; einer Ansteuerschaltung zur Bereitstellung zumindest eines ersten und eines zweiten Ansteuersignals für den ersten und den zweiten elektronischen Schalter, wobei das erste und zweite Ansteuersignal pulsweitenmodulierte Signale glei- eher Frequenz sind, und die Pulsweiten der beiden Ansteuersignale und die Phasenlagen der beiden Ansteuersignale zueinander jeweils unabhängig voneinander einstellbar sind und die beiden Ansteuersignale jeweils in einem niederfrequenten Takt invertiert werden. Dadurch, dass beide Schalter mit hochfrequenten pulsweitenmodulierten Signalen angesteuert werden, die mit niedriger Frequenz invertiert werden, und in der Phasenlage zueinander sowie in der Pulsweitenmodulation individuell einstellbar sind, kann eine frei einstellbare Amplitudenmodulation des erzeugten Betriebsrechtecksignals für die Hochdruckentladungslampe erzeugt werden. [29] Dabei ist im Lastkreis der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung vorteilhafter Weise eine Blockkapazität aus einem Blockkondensator, der in Serie zur Entladungslampe geschaltet ist, eingesetzt. Die erfindungsgemäße Schaltungsanordnung funktioniert besonders gut, wenn im Lastkreis eine Blockkapazität aus zwei Blockkondensatoren eingesetzt wird, die symmetrisch von der Entladungslampe an die Versorgungsspannungsanschlüsse angeschlossen sind. Dadurch wird die an die Hochdruckentladungslampe angeleg- te Spannung besonders gut symmetrisiert .

[30] Wenn die Schaltungsanordnung eine zweite Halbbrücke mit einem dritten und einem vierten elektronischem Schalter aufweist, die einen Resonanzkreis zum Zünden der Gasentladungslampe anregt, kann eine vorteilhafte Reso- nanzzündung für die Hochdruckentladungslampe verwendet werden. Die zweite Halbbrücke ist dabei vorteilhaft zwischen den Mittelpunkt der ersten Halbbrücke und der Schaltungsmasse angeordnet. Der dritte und der vierte elektronische Schalter der zweiten Halbbrücke ist dabei vorzugsweise ebenfalls von der Ansteuerschaltung angesteuert .

[31] Die Lösung der Aufgabe bezüglich des Verfahrens erfolgt erfindungsgemäß mit einem Verfahren zum Betreiben einer Hochdruckentladungslampe mit einer oben beschriebe- nen Schaltungsanordnung, bei dem während des Betriebs der Gasentladungslampe folgende Schritte ablaufen: - Ansteuern des ersten und zweiten elektronischen Schalters mit einem ersten und zweiten Ansteuersignal, wobei die Ansteuersignale pulsweitenmodulierte Signale gleicher Frequenz sind,

Einstellen der Tastverhältnisse der Ansteuersignale, - Einstellen der Phasenlage der beiden Ansteuersignale zueinander,

- Invertieren der beiden Ansteuersignale in einem niederfrequenten Takt. Mit diesem Verfahren wird an der Hochdruckentladungslampe eine niederfrequente Rechteckspannung angelegt, die eine hochfrequente Amplitudenmodulation aufweist, die mittels des Verfahrens einfach und stufenlos eingestellt werden kann. Bevorzugt lässt sich dabei das Tastverhältnis des Ansteuersignals jeweils für den ersten elektronischen Schalter und den zweiten elektronischen Schalter separat und unabhängig voneinander einstellen. In einer darauf aufbauenden bevorzugten Ausbildung wird das Tastverhältnis beziehungsweise die Phasenlage während des Betriebes noch variiert. Dies kann z.B. notwendig sein, um auf geänderte Randbedingungen, wie z.B. der Eingangsspannung zu reagieren.

[32] Zum Zünden der Hochdruckentladungslampe werden bevorzugt folgende Schritte ausgeführt. Zu diesem Zweck muss die Schaltungsanordnung eine zweite Halbbrücke mit einem dritten und einem vierten elektronischem Schalter sowie einen Resonanzkreis aufweisen:

Schließen des ersten elektronischen Schalters und

Öffnen des zweiten elektronischen Schalters,

Ansteuern der zweiten Halbbrücke derart, dass der Resonanzkreis angeregt wird und eine Spannung erzeugt, die an die Gasentladungslampe angelegt zum Zünden der

Gasentladungslampe (5) führt,

- Einschalten des dritten elektronischen Schalters und Ausschalten des vierten elektronischen Schalters, sowie Betreiben der ersten Halbbrücke nach dem oben beschriebenen Verfahren. Mit diesem Verfahren wird eine vorteilhaf- te Resonanzzündung der Hochdruckentladungslampe durchgeführt.

[33] Wenn folgende Schritte ausgeführt werden, wird die Hochdruckentladungslampe nicht nur durch eine Resonanz- zündung gestartet, sondern auch gleich mit einer vorteilhaften Hochlaufkurve betrieben. Zu diesem Zweck muss die Schaltungsanordnung eine zweite Halbbrücke mit einem dritten und einem vierten elektronischem Schalter sowie einen Resonanzkreis aufweisen: - Schließen des ersten elektronischen Schalters und Öffnen des zweiten elektronischen Schalters, Ansteuern der zweiten Halbbrücke derart, dass der Resonanzkreis angeregt wird und eine Spannung erzeugt, die an die Gasentladungslampe angelegt zum Zünden der Gasentladungslampe führt,

- Ansteuern der zweiten Halbbrücke mit einer vorbestimmten Frequenz derart, dass eine vorbestimmte Leistung in die Gasentladungslampe fließt,

- Einschalten des dritten elektronischen Schalters und Ausschalten des vierten elektronischen Schalters, sowie

Betreiben der ersten Halbbrücke nach dem oben beschriebenen Verfahren.

[34] Diese beiden gerade beschriebenen Zündverfahren werden zum Starten der Hochdruckentladungslampe ausge- führt, bevor der eigentliche erfindungsgemäße Lampenbetrieb durchgeführt wird.

[35] Weitere vorteilhafte Weiterbildungen und Ausgestaltungen der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung und des erfindungsgemäßen Verfahrens zum Betreiben einer Hoch- druckentladungslampe ergeben sich aus weiteren abhängigen Ansprüchen und aus der folgenden Beschreibung.

Kurze Beschreibung der Zeichnung (en)

[36] Weitere Vorteile, Merkmale und Einzelheiten der Erfindung ergeben sich anhand der nachfolgenden Beschreibung von Ausführungsbeispielen sowie anhand der Zeichnungen, in welchen gleiche oder funktionsgleiche Elemente mit identischen Bezugszeichen versehen sind. Dabei zeigen :

[37] Fig. 1 eine erfindungsgemäße Schaltungsanordnung zur Erzeugung eines Amplitudenmodulierten Wechselstromsignals zum Betreiben einer Gasentladungslampe in einer ersten Ausführungsform mit einer Halbbrückenanordnung mit einem Blockkondensator,

[38] Fig. 2a-e einige Ansteuersignale während des Vorwärtsbetriebes (oberer Transistor leitend) bei niedriger Amplitudenmodulation,

[39] Fig. 3a-e einige Ansteuersignale während des Vorwärtsbetriebes (oberer Transistor leitend) bei hoher Amplitudenmodulation,

[40] Fig. 4a-e einige Ansteuersignale während des Rückwärtsbetriebes (unterer Transistor leitend) bei niedriger Amplitudenmodulation,

[41] Fig. 5a-e einige Ansteuersignale während des Rück- wärtsbetriebes (unterer Transistor leitend) bei hoher Amplitudenmodulation, [42] Fig. 6 eine erfindungsgemäße Schaltungsanordnung zur Erzeugung eines amplitudenmodulierten Wechselstromsignals zum Betrieb einer Gasentladungslampe in einer zweiten Ausführungsform mit einer Halbbrückenanordnung mit zwei symmetrisch angeordneten Blockkondensatoren,

[43] Fig. 7 eine erfindungsgemäße Schaltungsanordnung zur Erzeugung eines Amplitudenmodulierten Wechselstromsignals zum Betreiben einer Gasentladungslampe in einer dritten Ausführungsform mit einer Halbbrückenanordnung mit zwei symmetrisch angeordneten Blockkondensatoren und einer Resonanzzündvorrichtung,

[44] Fig. 8 eine Schaltungsanordnung nach dem Stand der Technik zur Erzeugung eines Amplitudenmodulierten Wechselstromsignals zum Betreiben einer Gasentladungslam- pe in einer Vollbrückenanordnung,

[45] Fig. 9 eine Schaltungsanordnung nach dem Stand der Technik zur Erzeugung eines Amplitudenmodulierten Wechselstromsignals zum Betreiben einer Gasentladungslampe in einer Halbbrückenanordnung.

Bevorzugte Ausführung der Erfindung

[46] Fig. 1 zeigt eine erfindungsgemäße Schaltungsanordnung zur Erzeugung eines Amplitudenmodulierten Wechselstromsignals zum Betreiben einer Gasentladungslampe in einer ersten Ausführungsform mit einer Halbbrückenanord- nung mit einem Blockkondensator. Diese Schaltungsanordnung beinhaltet ein Konzept, bei dem eine rechteckförmige Stromversorgung für eine Lampe erzeugt werden kann, auf der sich additiv eine Amplitudenmodulation aufprägen lässt und bei dem die Amplitudenmodulationstiefe per Software-Steuerung stufenlos eingestellt werden kann. Das rechteckförmige Signal weist eine sehr niedrige Frequenz auf (ca. 50-150Hz), während das aufmodulierte Signal eine hohe Frequenz einstellbar im Bereich um die 6OkHz auf- weist. Das Grundkonzept der Schaltungsanordnung kommt mit zwei MOS-FETs (Feldeffekttransistoren) aus, was sich bei Betrachtung eines Gesamtkonzeptes für ein elektronisches Betriebsgerät mit Leistungsfaktorkorrekturschaltung und Zündschaltung auf weniger als fünf MOS-FETs erhöhen würde. Die erfindungsgemäße Schaltungsanordnung weist eine Halbbrückenanordnung 6 mit zwei MOS-FETs auf, an die ein Lastkreis 7 zur Versorgung einer Gasentladungslampe 5 angeschlossen ist. Der Lastkreis 7 weist eine Lampendrossel Li, einen Kondensator Ci und einen Block- kondensator C B auf. Die Halbbrückenanordnung 6 wird von einer Versorgungsspannung gespeist, die über einen Ver- sorgungsspannungsanschluss und einen Bezugsmassenan- schluss zum Versorgen der Halbbrückenanordnung 6 mit einem Gleichspannungssignal Uo zugeführt wird. Ein Mikro- Controller 8 dient zum Steuern der Schaltungsanordnung und erzeugt ein erstes und zweites Ansteuersignal für den ersten MOS-FET Ql und den zweiten MOS-FET Q2. Ein Strommesswiderstand R s ist in Serie zur Halbbrücke 6 geschaltet, wobei der MikroController 8 die Spannung über dem Strommesswiderstand R s abgreift.

[47] Die Schaltungsanordnung nach Fig. 1 erzeugt an der Gasentladungslampe 5 eine niederfrequente Rechteckspannung mit über die Programmierung des MikroControllers 8 einstellbarer Amplitudenmodulationstiefe. Die Schaltungs- anordnung beruht auf dem Prinzip des Halbrücken-Inverters mit einem großen Blockkondensator C B . Die Größe bzw. die Kapazität des Blockkondensators muss so gewählt werden, dass der an ihm sich einstellende Gleichspannungslevel während des gesamten langen Rechteck-Zyklus (ca. 5ms) weitgehend konstant bleibt. Der Gleichspannungslevel am Blockkondensator liegt im stationären Zustand bei ca. U CB = ^*U O . Die Amplitudenmodulation wird hierbei aber nicht über eine separate Modulationsstufe wie im Eingangs erwähnten Stand der Technik bewerkstelligt, sondern dadurch, dass die beiden MOS-FETs Ql, Q2 während der jeweiligen Halbzyklen jeweils so angesteuert werden, dass sich an der Lampe die gewünschte Strom -bzw. Spannungshöhe einstellt, und gleichzeitig der Lampenstrom in der gewünschten Tiefe moduliert wird. Die Amplitudenmodulationstiefe kann dabei ebenfalls über die Ansteuerung der beiden Halbbrücken-MOS-FETs eingestellt werden. Die hierzu erforderlichen Schaltsequenzen zur Ansteuerung der Gates werden in einem Mikrokontroller softwaretechnisch erzeugt und werden von dort über handelsübliche Gate- Treiberstufen den Gates zugeführt. Die einzelnen Schritte zur Umsetzung dieses Verfahrens werden im folgendem dargestellt :

[48] Zunächst wird die Halbbrücke mit einer konstanten Zwischenkreisspannung Uo versorgt. Die Zwischenkreisspan- nung Uo wird von einer Leistungsfaktorkorrekturschaltung (nicht gezeigt) bereitgestellt und beträgt typischerweise U 0 =400VDC bis 500VDC. Anschließend werden die beiden rechteckförmigen niederfrequenten Stromzyklen über die jeweiligen Schaltschemen der beiden MOS-MOS-FETs bewerkstelligt. Vorwärts und Rückwärtsphasen des niederfrequen- ten Signals dauern hierbei, wie oben bereits erwähnt jeweils ca. 5msec. Beim Vorwärtszyklus wird der obere MOS-FET Ql im Sinne eines TiefSetzerschalters angesteuert, wobei die Schaltfrequenz f mod =l/T mod =l/T konstant gehalten wird. Die konstante Betriebsfrequenz des MOS- FETs Ql entspricht der anvisierten Modulationsfrequenz. Die gewählte Betriebsfrequenz kann natürlich auch ohne Einschränkung im Sinne der gesweepten Amplitudenmodulationsfrequenz leicht variiert, bzw. gesweept werden, z.B. um +-5kHz .

[49] Die Einschaltzeit ti des oberen MOS-FETs Ql, also die Pulsdauer t on des ersten Ansteuersignals wird zunächst so gewählt, dass die TiefSetzbedingung v=U ou t/Uo=ton/T vorliegt, also t on <= (U out /Uo) *T . Für Modula ¬ tionsfrequenz f mod =60kHz würde sich eine Periodendauer von T=16μs ergeben und bei einer gewünschten Tiefsetzung der Ausgangsspannung U out von Uo=45OV auf U out =340V würde sich eine Pulsdauer von t on =12.6 μs ergeben. Der sich während dieser Einschaltzeit in der Drossel Li einstellende maximale Strom I max ergibt sich aus (Uo-U ou t) bzw. I max = (l/Li) * (Uo-U 0 Ut) *t on mit U 0 =450V und U out =340V und (U 0 -U 0Ut ) = (450V-345V)=110V und mit L x =O.5mH ergibt sich I max zu 2,77A.

[50] Am Ende dieser kurzen Einschaltphase beginnt die allgemeine Stromfreilaufphase in der Tiefsetzerdrossel . Die Dauer tf re i des Freilaufs hängt von der momentanen Ausgangsspannung U out und dem Wert der Induktivität Li ab. Es gilt U O ut = Li*I max /tf r ei bzw. t frei = Li*I max /U 0Ut • Mit den obigen Werten ergibt sich eine Freilaufzeit tf re i=4. Oμs . Im Ergebnis wäre also die Tiefsetzerdrossel bei diesen Bedingungen nach 4. Oμs freigelaufen und der Beginn der nächsten Öffnungszeit könnte somit umgehend erneut eingeleitet werden. In diesem Zustand kann die Halbbrücke bei konstanter Betriebsfrequenz entsprechend dem Prinzip eines gewöhnlichen Tiefsetzers arbeiten, wobei als Last die zum Blockkondensator C B geschlossene Lampe vorliegt. Wegen der großen, aber doch begrenzten Kapazität des Blockkondensators C B muss nach einer gewissen Zeit, hier also nach 5ms, eine Kommutierung, d.h. die Umkehrung der Stromrichtung eingleitet werden, was ja auch aus lampentechnischen Gründen erwünscht ist.

[51] Die Kommutierung wird einfach dadurch bewerkstel- ligt, dass die momentan für den Vorwärtzyklus verwendeten Ansteuerungssequenzen spiegelbildlich an den beiden Gates ausgetauscht werden und die Halbbrücke jetzt statt eines von Uo ausgehenden Tiefsetzstellers als ein von Schaltungsmasse ausgehender Hochsetzsteller fungiert. Im Vorwärtszyklus wurde z.B. von Uo ausgehend um HOV nach unten auf 340V tiefgesetzt, im Rückwärtszyklus wird nun ausgehend von Schaltungsmasse um HOV nach oben auf HOV hochgesetzt. Die Amplitudenmodulation am Ausgang der Halbbrücke kann dabei auf folgende Weise variiert werden: Zunächst wird die Größe des Glättungs-Kondensators Ci am Ausgang so gewählt, dass sich bei einer Grundvorgabe der Schaltzeitwerte ein mittlerer Zielwert einer Amplitudenmodulation einstellt, um den herum dann variiert werden kann. Hält man nun den unteren MOS-FET Q 2 über die natür- liehe Freilaufzeit hinaus (z.B. 4.0μs+xμs) weiterhin aktiv im leitenden Zustand, wird der Glättungskondensator Ci in geringem Maße über die Drossel und den unteren MOS- FET rückwärts entladen, was sich im Ergebnis als eine erhöhte Modulationsschwankung auf dem Glättungskondensa- tor Ci auswirkt. [52] Die Dauer des leitenden Zustands des unteren MOS- FETs Q2 über die natürliche Freilaufzeit hinaus bestimmt also die Amplitudenmodulationstiefe auf dem Glättungskon- densator Ci am Ausgang der Drossel Li. Die Einschaltzeit des oberen MOS-FETs Qi muss natürlich in gleicher Weise nach hinten verschoben werden, damit der Einschaltvorgang weiterhin unter schaltentlasteten Bedingungen stattfinden kann. Eine Leistungsabsenkung, die diese Nachjustierung mit sich bringt, muss mit einer vor der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung angeordneten Leistungsfaktorkorrekturschaltung durch die Nachregelung der Eingangsspannung, in diesem Fall Zwischenkreisspannung Uo abgefangen werden. Will man nun nach 5ms mit der Kommutierung die umgekehrte Stromrichtung einleiten, so muss, wie bereits gesagt, das eben aufgezeigte Schaltschema genau spiegelbildlich auf die beiden MOS-FETs Qi und Q 2 übertragen werden, das heisst, das Ansteuersignal muss invertiert werden. Die resultierende Signalentwicklung ist zur Vorwärtsphase spiegelbildlich identisch.

[53] Durch den alternierenden Betrieb der Halbbrücke sowohl als Tiefsetzsteiler und als auch als Hochsetzstel- ler kann die Halbbrücke in Kombination mit einem großen Blockkondensator C B als Rechteckgenerator verwendet werden. Die Kommutierung der Stromrichtung durch den Betriebswechsel von Tiefsetzsteiler auf Hochsetzsteller wird durch die Spiegelung beziehungsweise Invertierung der Signalsequenzen an den Gates der MOS-FETs Qi und Q2 bewerkstelligt. Durch die ausgewogenen Schaltsequenzen lässt sich die Halbbrücke mit einer konstanten Betriebs- frequenz betreiben. Durch die geeignete Wahl des Glät- tungskondensators Ci lässt sich auf dem erzeugten Recht- eckversorgungssignal vorab eine bestimmte Amplitudenmodulation aufprägen. Die Amplitudenmodulationsfrequenz lässt sich durch die Wahl der Betriebsfrequenz für die Halbbrücke einstellen. Die Variation der Amplitudenmodulations- tiefe lässt sich über das t on /t O ff-Verhältnis per Software stufenlos einstellen. Die langsamen Leistungsänderungen an der Lampe, die mit diesen Amplitudenmodulationsvariationen einhergehen, können per Leistungsregelung der Ausgangsspannung Uo der Leistungsfaktorkorrekturschaltung ausgeregelt werden.

[54] Falls während des Betriebs beziehungsweise während der Hochlaufphase der Gasentladungslampe 5 die Amplitudenmodulation unerwünscht ist und komplett abgeschaltet werden soll, so kann die Betriebsfrequenz der Halbbrücke 6 vom MikroController 8 optional auf einen höheren Wert, z.B. 120 kHz, gesetzt werden, bei dem der Glättungskon- densator Ci die Amplitudenschwankungen voll ausglättet.

[55] Die Figuren 2a bis 2d zeigen das Schema zur Ansteuerung der MOS-FETs Qi, Q2 im Vorwärtsbetriebes (oberer Transistor Qi leitend) bei niedriger Amplitudenmodulation und seine Auswirkungen auf den Betrieb. Die Gate-Signale UQ I , U Q 2 werden zusammen mit dem entsprechendem Verlauf der Steuersignale Gl und G2 sowie der entsprechenden Entwicklung der analogen Versorgungssignale Uo, U C i darge- stellt.

[56] In Summe wird dargestellt, wie sich eine Amplitudenmodulation realisieren lässt und wie durch die Variation der komplementären Ein- und Ausschaltzeiten der beiden MOS-FETs Ql, Q2 innerhalb der vorgegebenen Periodendauer T sich die Amplitudenmodulationstiefe auf dem Rechtecksignal einstellen lässt.

[57] Fig. 2a-d und Fig. 3a-d zeigt die Situation im

Vorwärtsbetrieb, wenn der Strom über die Lampe zum Block- kondensator fließt. Die Periodendauer beträgt T=16μs≡60kHz.

[58] Fig. 2 zeigt dabei den Vorwärtsbetrieb bei niedriger Amplitudenmodulation. Die Einschaltzeit des oberen MOS- FETs ist lang und die Einschaltzeit des unteren MOS-FETs ist kurz. Während der kurzen Einschaltzeit des unteren MOS-FETs ist die Entladung des Glättungs-Kondensators Ci nur klein, wodurch die Schwankung auf dem Kondensator und damit der Amplitudenmodulationsgrad nur klein ist.

[59] Fig. 3 zeigt den Vorwärtsbetrieb bei höherer Ampli- tudenmodulation . Die Einschaltzeit des oberen MOS-FETs Qi ist kürzer und die Einschaltzeit des unteren MOS-FETs Q2 ist länger. Während der längeren Einschaltzeit des unteren MOS-FETs Q 2 ist die Entladung des Glättungs- Kondensators Ci höher, wodurch die Schwankung auf dem Kondensator und damit der Amplitudenmodulationsgrad hoch ist .

[60] Fig. 2a und Fig. 3a zeigen die Gate-Signale Gl, G2 wie sie direkt im MikroController erzeugt wurden. Die Ein/Ausschaltzeitpunkte während der vorgegeben Betriebs bzw. Modulationsfrequenz können per Software variiert werden. In Fig. 2a ist die Ausschaltzeit des oberen Signals Gl kürzer und die verbleibende Modulation wird kleiner sein. In Fig. 3a ist die Ausschaltzeit länger und die verbleibende Modulation wird größer sein. [61] Fig. 2b und Fig. 3b zeigen, wie die Halbbrücke von einer konstanten Zwischenkreisspannung Uo=45OV versorgt wird, und wie sich infolge das Schaltschema an den HaIb- brücken-MOS-FETs Qi und Q2, und die tiefgesetzte Spannung auf dem Glättungskondensator C mit ihren verbleibenden Schwankungen entwickelt. Die verbleibende Modulation ist in Fig. 2b kleiner und in Fig. 3b größer. Im unteren Bereich sind die aus den Gate-Signalen Gl, G2 erzeugten Ansteuersignale U Q i und U Q 2 dargestellt. Das Signal U Q 2 entspricht dem Signal G2, das Signal U Q i ist das vom Treiber aus dem Signal Gl erzeugte Signal.

[62] Fig. 2d und Fig. 3d zeigen das Fourier-Spektrum dieser tiefgesetzten Spannung, die nun infolge der Amplitudenmodulation neben der allgemeinen Leistungslinie bei Null auch eine Linie bei f=60kHz aufweist. Die Modulationslinie ist in Fig. 2c niedriger, und in Fig. 3c höher.

[63] Die Fig. 2c, e und Fig. 3c, e zeigen die Versorgungs sowie die Leistungssignale in geringeren Zeitauflösungen, so dass das Zusammenwirken zwischen der niederfrequenten Rechteckspannung und der hochfrequenten Modulationsspannung betrachtet werden kann. Vor allem die Spannung am Glättungskondensator U C i zeigt die niederfrequente Rechteckspannung, die von der hochfrequenten Rechteckspannung moduliert wird besonders deutlich. In Fig. 2e ist der Modulationsgrad niedrig, in Fig. 3e ist er dagegen hoch.

[64] Fig. 4 und Fig. 5 zeigen die Situation im Rückwärtsbetrieb, wenn der Strom über die Lampe vom Blockkondensator C B fließt. Fig. 4 und Fig. 5 sind zu Fig. 2 und Fig. 3 spiegelsymmetrisch. Es werden also die in Fig. 2 und Fig. 3 spiegelbildlich vertauschten Pulschemen gezeigt und wie sich die entsprechenden analogen Versorgungssignale entwickeln. Während im Vorwärtsfall bei Fig. 2 und Fig. 3 die tiefgesetzte Spannung am Glättungskondensator ausgehend von Uo=45OV um ca. HOV tiefer gesetzt worden ist, werden im Rückwärtsfall bei Fig. 4 und Fig. 5 die Spannungen am Glättungskondensator ausgehend von Gnd=0V um ca. HOV nach oben gesetzt. Die Differenz der Ausgangsspannungen des Vorwärtsfalles und des Rückwärtsfalles wird am Ende der Lampe als rechteckige Betriebsspan- nung zugeführt, die in diesem Fall zusätzlich mit einer Amplitudenmodulation versehen ist. Gut zu sehen ist, dass die Ansteuersignale Gl, G2, U Q i, U Q 2 gegenüber dem Vorwärtsbetrieb invertiert sind.

[65] Die Fig. 6 und 7 zeigen zwei weitere Ausführungsfor- men der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung auf: In Fig. 6 wird im wesentlichen die Schaltungstopologie von Fig. 1 gezeigt, mit dem Unterschied dass hier eine Blockkapazität 7 mit zwei Blockkondensatoren C B i, C B 2 verwendet wird, die im wesentlichen symmetrisch an Uo und Gnd angeschlossenen sind. Diese Art der Blockkondensatorenan- kopplung zeigt beim Übergang in den stationären Zustand ein besseres Verhalten, da sich nach dem Einschalten die stationäre Blockspannung U CB = ^*U O zwischen den beiden Blockkondensatoren C B i, C B 2 schneller aufbaut. Außerdem lässt sich in dieser Anordnung mit den beiden Blockkondensatoren C BI , C B 2 gleichzeitig noch die Zwischenkreis- spannung Uo abblocken, bzw. puffern.

[66] Fig. 7 zeigt eine dritte Ausführungsform der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung. Hier ist zusätzlich zur Halbbrücke 6 für den Betrieb der Gasentladungslampe 5 eine weitere Halbbrücke 66, bestehend aus Q3, Q 4 zur Zündung der Gasentladungslampe 5 mittels einer Resonanzzündung eingebracht. Vor dem Lampenstart kann zur Zündung der Lampe standardmäßig die Resonanzzündspannung durch Anfahren der weiteren Halbbrücke 66 mit der Resonanzfre- quenz erzeugt werden. Hierzu kann die Halbbrücke 6 im Vorwärtsbetrieb permanent auf eine konstante Ausgangsspannung gestellt werden, mit der dann die Zündhalbbrücke 66 versorgt wird. Der zusätzlich eingebrachte Zündresonanzkreis 67, bestehend aus einer Zünddrossel L 2 und einem Resonanzkondensator C 2 , eignet sich auch gut zum Betrieb der Lampe während der Startphase bzw. der Lampenanlaufs, wobei sich der benötigte Strombedarf leicht über die Wahl der Betriebsfrequenz für die Zündhalbbrücke 66 einstellen lässt. Die Umschaltung auf den Rechteckbe- triebmodus wird erst dann eingeleitet, wenn die Lampe bei ihrem Hochlauf nahezu in ihrem Nominalbereich ist, kurz bevor noch die akustischen Eigenresonanzen der Lampe aktiv werden. Nach dem Umschalten auf Rechteckbetrieb muss das Zündmodul natürlich inaktiv geschaltet werden, was sich dadurch realisieren lässt, dass der obere MOS- FET Q 3 im Zündkreis permanent auf eingeschaltet gestellt wird, während der untere MOS-FET Q 4 im Zündkreis permanent ausgeschaltet bleibt. In der nominalen Rechteckphase liegt die Zünddrossel L 2 dann nur noch als passive Dros- sei im Lampenkreis vor.