Schaltungsanordnung zum Betreiben mindestens einer LED

Technisches Gebiet

Die vorliegende Erfindung betrifft eine Schaltungsanord ^¬ nung zum Betreiben mindestens einer LED mit einem Eingang mit einem ersten und einem zweiten Eingangsanschluss zum Koppeln mit einer Versorgungsspannung, einem Ausgang mit einem ersten und einem zweiten Ausgangsanschluss zum Bereitstellen einer Ausgangsgleichspannung an die mindestens eine LED, einem Wechselrichter mit einer Brückenschaltung mit mindestens einem ersten und einem zweiten elektronischen Schalter, wobei der erste und der zweite elektronische Schalter jeweils eine Steuerelektrode, eine Bezugselektrode und eine Arbeitselektrode umfassen, wobei der erste und der zweite elektronische Schalter unter Ausbildung eines ersten Brückenmittelpunkts seriell zwi- sehen den ersten und den zweiten Eingangsanschluss gekop ^¬ pelt sind, einer ersten Induktivität, die seriell zwi ^¬ schen den ersten Brückenmittelpunkt und einen der Aus ^¬ gangsanschlüsse gekoppelt ist, und einer Ansteuerschal ^¬ tung mit mindestens einem ersten und einem zweiten Aus- gangsanschluss , wobei der erste Ausgangsanschluss mit der Steuerelektrode des ersten und der zweite Ausgangsan ^¬ schluss mit der Steuerelektrode des zweiten elektroni ^¬ schen Schalters gekoppelt ist.

Stand der Technik

Eine derartige Schaltungsanordnung ist bekannt aus der WO 2007/065815 AI. Bei dieser bekannten Schaltungsanord ^¬ nung werden die Schalter des Wechselrichters über eine relativ komplizierte Ansteuervorrichtung angesteuert, die zwei integrierte Schaltkreise umfasst. Neben einem Halb ^¬ brückentreiber mit integriertem Oszillator enthält die Schaltung einen Regelverstärker (AMP) , um Toleranzen der Bauteile und Netzspannungsänderungen, die sich auf den LED-Strom auswirken, auszugleichen. Damit ist die Schaltung vergleichsweise aufwendig und teuer. Zudem ist eine Gleichspannungsversorgung der Ansteuervorrichtung notwendig .

Darstellung der Erfindung Der vorliegenden Erfindung liegt deshalb die Aufgabe zugrunde, eine gattungsgemäße Schaltungsanordnung derart weiterzubilden, dass sie ohne integrierten Schaltkreis und mit möglichst wenigen Standardbauteilen auskommt.

Diese Aufgabe wird gelöst durch eine Schaltungsanordnung mit den Merkmalen von Patentanspruch 1.

Der vorliegenden Erfindung liegt die Erkenntnis zugrunde, dass diese Aufgabe auf besonders einfache Weise gelöst werden kann, wenn die Schaltungsanordnung als Freischwinger konzipiert wird. Insofern umfasst die Ansteuerschal- tung eine erste und eine zweite Steuervorrichtung, wobei die erste Steuervorrichtung eine zweite Induktivität um ^¬ fasst, die mit der ersten Induktivität magnetisch gekop ^¬ pelt ist, und wobei die zweite Steuervorrichtung eine dritte Induktivität umfasst, die mit der ersten Indukti- vität magnetisch gekoppelt ist. Durch diese Maßnahmen entfällt die Notwendigkeit eines integrierten Schaltkrei ^¬ ses. Als Folge davon können die Erfordernisse entfallen, die im Stand der Technik zur Ableitung einer Versorgungs- Spannung für den integrierten Schaltkreis aus der gleichgerichteten Netzspannung erforderlich waren. Die Schaltung zeichnet sich überdies durch einen hohen Wirkungs ^¬ grad aus sowie durch eine symmetrische magnetische Aus- Steuerung der ersten Induktivität.

Eine bevorzugte Ausführungsform zeichnet sich dadurch aus, dass zwischen die zweite Induktivität und den ersten elektronischen Schalter eine erste Abschaltvorrichtung gekoppelt ist, die ausgelegt ist, den ersten elektroni- sehen Schalter sperrend zu schalten, wenn der Strom durch den ersten elektronischen Schalter einen vorgebbaren Maximalwert erreicht hat.

Alternativ oder zusätzlich kann zwischen die dritte Induktivität und den zweiten elektronischen Schalter eine zweite Abschaltvorrichtung gekoppelt sein, die ausgelegt ist, den zweiten elektronischen Schalter sperrend zu schalten, wenn der Strom durch den zweiten elektronischen Schalter einen vorgebbaren Maximalwert erreicht hat. Da bei gegebener Stromkurvenform der arithmetische Mittel- wert durch den Spitzenwert definiert ist, wird hierdurch eine sehr gute Stromregelung der LED erzielt.

Bevorzugt ist in diesem Zusammenhang vorgesehen, dass die erste und die zweite Abschaltvorrichtung jeweils eine Strommessvorrichtung zum Messen des Stroms durch den je- weiligen elektronischen Schalter umfassen, sowie jeweils eine Thyristornachbildung mit einem Einschalt- und einem Abschalteingang, wobei der Einschalteingang mit der jeweiligen Strommessvorrichtung und der Abschalteingang mit der jeweiligen Induktivität gekoppelt ist. Die Verwendung von Thyristornachbildungen ermöglicht ein sehr schnelles Ausräumen der Steuerelektrode des jeweiligen Schalters des Wechselrichters. Damit lässt sich der an die LED be ^¬ reitgestellte Strom sehr präzise regeln. Wird als Strom ^¬ messvorrichtung ein Shunt verwendet, um den Strom durch den jeweiligen Schalter des Wechselrichters zu messen, so kann die über dem Shunt abfallende Spannung unmittelbar zum Triggern der jeweiligen Thyristornachbildung und damit zum Ausschalten des jeweiligen elektronischen Schalters verwendet werden. Der Begriff Einschalten bezieht sich hier auf ein Einschalten der Thyristornachbildung, was in der Folge dann ein Abschalten des jeweiligen e- lektronischen Schalters zur Folge hat.

Bevorzugt ist in diesem Zusammenhang zwischen die jeweilige Strommessvorrichtung und den jeweiligen Einschalt- eingang jeweils eine erste Filtervorrichtung gekoppelt. Bevorzugt ist weiterhin zwischen die jeweilige Induktivität und die jeweilige Thyristornachbildung jeweils ein Zeitglied gekoppelt. Weiterhin bevorzugt ist zwischen das jeweilige Zeitglied und den jeweiligen Abschalteingang jeweils eine zweite Filtervorrichtung gekoppelt. Die ers ^¬ te und die zweite Filtervorrichtung dienen dazu, kapazitive Kopplungen, die ein versehentliches Triggern der Thyristornachbildung bewirken könnten, zu verhindern. Wenn man sich vor Augen hält, dass die Änderung dU/dt der Spannung am ersten Brückenmittelpunkt typisch 300 V/ys beträgt, so wird die Relevanz kapazitiver Kopplungen deutlich. Durch die Verwendung von Zeitgliedern zwischen der jeweiligen Induktivität und dem jeweiligen Abschalteingang der jeweiligen Thyristornachbildung kann auf be- sonders einfache Weise eine Totzeit eingestellt werden, in der die Schalter des Wechselrichters aus, d.h. sper- rend, sind. Da die elektrischen Schalter des Wechselrichters bei der beschriebenen Vorgehensweise erst nach Er ^¬ reichen eines vorgebbaren Maximalwerts ausgeschaltet wer ^¬ den, ist eine Funkentstörung der Schaltung mit sehr ein- fachen Mitteln möglich. Bei Verwendung einer pulsierenden Gleichspannung als Versorgungsspannung ergibt sich ein frequenzmodulierter Betrieb des Wechselrichters, da je nach der momentanen Amplitude der Versorgungsspannung unterschiedliche Zeitdauern bis zum Erreichen des jeweili- gen maximalen Stromwerts benötigt werden.

Bevorzugt ist zwischen die jeweilige Induktivität und die jeweilige Thyristornachbildung eine jeweilige Diode ge ^¬ koppelt. Dies sorgt dafür, dass nur die jeweils gewünsch ^¬ te Steuerspannung an den jeweiligen Schalter des Wechsel- richters geleitet wird.

Bevorzugt umfasst die jeweilige Thyristornachbildung je ^¬ weils einen P P-Transistor und jeweils einen NPN- Transistor, wobei die Arbe i t s e 1 e ktrode des PNP- Transistors mit dem Abschalteingang und die Steuerelekt- rode des NPN-Transistors mit dem Einschalteingang der je ^¬ weiligen Thyristornachbildung gekoppelt ist. Auf diese Weise lässt sich mit sehr geringem Materialaufwand ein Thyristor nachbilden, der gegenüber einem echten Thyristor den Vorteil bietet, dass durch seine externe Be- Schaltung die statischen und dynamischen Eigenschaften präzise und wunschgemäß einstellbar sind. Bevorzugt ist der erste und der zweite elektronische Schalter als MOSFET ausgebildet. Dies ermöglicht ein Ein- und Aus ^¬ schalten mittels kleiner Spannungen und nahezu ohne Strom. Bei einer bevorzugten Ausführungsform ist parallel zu zumindest einem der beiden elektronischen Schalter ein Trapezkondensator gekoppelt. Dies ermöglicht die Verhinde ^¬ rung eines so genannten „harten" Schaltens. Mit anderen Worten wird dadurch auf einfache Weise ein schaltentlas ^¬ tetes Schalten der Schalter des Wechselrichters ermög ^¬ licht. Dies führt zu einer weiteren Reduktion von Funk- Störungen .

Bevorzugt umfasst eine erfindungsgemäße Schaltungsanord- nung weiterhin eine Startschaltung, die zwischen den ersten Eingangsanschluss und die Steuerelektrode des zweiten elektronischen Schalters gekoppelt ist. Da der zweite e- lektronische Schalter mit seiner Bezugselektrode mit dem Massepotenzial gekoppelt ist, kann auf diese Weise sehr einfach ein Anlaufen des Freischwingers ermöglicht wer ^¬ den .

Bei einer bevorzugten Ausführungsform ist ein Speicherkondensator vorgesehen, der zwischen den ersten und den zweiten Eingangsanschluss gekoppelt ist, wobei der Spei- cherkondensator in Verbindung mit dem dazu parallel geschalteten Lastkreis derart ausgelegt ist, dass die Ver ^¬ sorgungsspannung einen Wechselanteil von bis zu 50 % be ^¬ zogen auf ihren Spitzenwert umfasst. Durch eine derartige Pulsation der Versorgungsspannung stellt sich, wie er- wähnt, eine Frequenzmodulation ein, das heißt die Zeit ^¬ dauer bis zum Erreichen des Maximalstroms durch den jeweiligen Schalter der Brückenschaltung variiert in Abhängigkeit der Versorgungsspannung. Dadurch verteilen sich die Funk-Störungen auf ein größeres Frequenzband, wodurch die Einhaltung der jeweiligen EMV-Normen deutlich erleichtert wird. Bevorzugt ist zwischen die erste Induktivität und den Ausgang der Schaltungsanordnung ein Gleichrichter gekoppelt. Dieser stellt dann sicher, dass ein Gleichstrom an die LED bereitgestellt wird. Die LED kann aber auch ohne Veränderung der prinzipiellen Funktion der Schaltung über einen separaten Transformator, dessen Primärwicklung in Serie zur ersten Induktivität gekoppelt ist und an dessen Sekundärwicklung der Gleichrichter angeschlossen ist, gekoppelt sein. Dadurch kann eine Potenzialfreiheit für die LED hergestellt werden.

Alternativ kann vorgesehen sein, dass die Schaltungsanordnung weiterhin eine vierte Induktivität und einen Gleichrichter umfasst, wobei die vierte Induktivität mag ^¬ netisch mit der ersten, der zweiten und der dritten In- duktivität gekoppelt ist, wobei der Gleichrichter zwi ^¬ schen die vierte Induktivität und den Ausgang der Schal ^¬ tungsanordnung gekoppelt ist. Auch hierdurch wird die Potenzialfreiheit der LED sichergestellt, wobei in beson ^¬ ders raumsparender Weise die vierte Induktivität mit zu- mindest einer der anderen Induktivitäten räumlich gekoppelt ist. Dies kann dadurch erzielt werden, dass die vierte Induktivität eine Hilfswicklung darstellt, das heißt, dass zweite, dritte und vierte Induktivität Hilf ^¬ wicklungen darstellen und alle vier Induktivitäten auf demselben Kern gewickelt sind.

Weitere vorteilhafte Ausführungsformen ergeben sich aus den Unteransprüchen. Kurze Beschreibung der Zeichnung (en)

Im Nachfolgenden wird nunmehr ein Ausführungsbeispiel unter Bezugnahme auf die beigefügte Zeichnung näher be ^¬ schrieben. Diese zeigt in schematischer Darstellung ein Ausführungsbeispiel einer erfindungsgemäßen Schaltungsan- Ordnung.

Bevorzugte Ausführung der Erfindung

Die einzige Figur zeigt in schematischer Darstellung ein Ausführungsbeispiel einer erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung. An einem Eingang mit einem ersten und einem zweiten Eingangsanschluss ist eine Versorgungsspannung U _Zw angeschlossen, die insbesondere die so genannte Zwi- schenkreisspannung darstellen kann. Zur Stabilisierung dieser Spannung ist ein Kondensator C2 vorgesehen. Durch die Dimensionierung des Kondensators C2 kann der Wechsel ^¬ anteil der am Eingang anliegenden Spannung U _Zw beein- flusst werden. Das Verhältnis von Wechselanteil zu Gleichanteil der Spannung U _Zw beeinflusst die von der Schaltungsanordnung verursachten Funk-Störungen.

Die Schaltung umfasst einen Wechselrichter mit zwei Transistoren VI, V2 in Halbbrückenanordnung. Dem jeweiligen Transistor VI, V2 ist ein Sourcewiderstand Rl, R2 zuge ^¬ schaltet, der der Messung des Stroms durch den jeweiligen Transistor VI, V2 dient. Zwischen VI, Rl einerseits und V2, R2 andererseits ist ein erster Halbbrückenmittelpunkt HBM1 der Schaltungsanordnung gebildet. Die Schaltungsanordnung umfasst weiterhin einen Ausgang mit einem ersten AI und einem zweiten Ausgangsanschluss A2 zum Bereitstellen einer Ausgangsgleichspannung U _out an mindestens eine LED. Vorliegend ist zwischen dem ersten Halbbrückenmittelpunkt HBM1 und dem Ausgang AI, A2 der Schaltungsanordnung zunächst eine Drossel LI vorgesehen, wobei seriell zur Drossel LI ein Gleichrichter GR gekop- pelt ist. Die Drossel LI ist mit einem ersten Eingang ei ^¬ nes Gleichrichters gekoppelt. Der zweite Eingang des Gleichrichters ist einerseits über einen Kondensator CIO mit dem Eingangsanschluss El und andererseits über einen Kondensator Cll mit dem Eingangsanschluss E2 gekoppelt. Zwischen den Kondensatoren CIO und Cll ist ein zweiter Halbbrückenmittelpunkt HBM 2 gebildet. Die am Ausgang des Gleichrichters abfallende Spannung ist die Spannung U _ou t _/ die mittels eines Kondensators C4 stabilisiert wird.

Die Schaltungsanordnung umfasst weiterhin eine zweite L2 und eine dritte Induktivität L3, die magnetisch mit der Drossel LI gekoppelt sind. Zwischen die zweite Induktivi ^¬ tät L2 und den Schalter VI ist eine erste Abschaltvorrichtung 10 gekoppelt, die ausgelegt ist, den Schalter VI sperrend zu schalten, wenn der Strom I _Pv i durch den Schal- ter VI einen vorgebbaren Maximalwert I _max i erreicht hat. In entsprechender Weise ist zwischen die dritte Indukti ^¬ vität L3 und den Schalter V2 eine zweite Abschaltvorrichtung 12 gekoppelt, die ausgelegt ist, den Schalter V2 sperrend zu schalten, wenn der Strom I _Pv 2 durch den zwei- ten elektronischen Schalter V2 einen Wert I _ma x2 erreicht hat .

Die erste 10 und die zweite Abschaltvorrichtung 12 verwenden den jeweiligen Source-Widerstand Rl, R2 zum Messen des Stroms Ip _v i, Ip _V 2 durch den jeweiligen Schalter VI, V2. Jede Abschaltvorrichtung 10, 12 umfasst überdies eine Thyristornachbildung 14, 16 mit jeweils einem Einschalt- eingang E _T und einem Abschalteingang A _T . Der jeweilige Einschalteingang E _T ist mit der jeweiligen Strommessvorrichtung Rl, R2 gekoppelt, während der jeweilige Ab ^¬ schalteingang A _T mit der jeweiligen Induktivität L2, L3 gekoppelt ist. Die jeweilige Thyristornachbildung 14, 16 umfasst zwei Transistoren: Die Thyristornachbildung 14 die Transistoren V5, V6 und die Thyristornachbildung 16 die Transistoren V3, V4.

Zwischen die Strommessvorrichtung Rl und den Eingang E _T der Thyristornachbildung 14 ist eine Filtervorrichtung gekoppelt, die den ohmschen Widerstand RH und den Kon ^¬ densator C8 umfasst. Diese sorgt dafür, dass keine kapa ^¬ zitiven Kopplungen ein versehentliches Triggern der Thyristornachbildung 14 bewirken. Eine entsprechende Funkti- on nehmen der ohmsche Widerstand R4 und der Kondensator C5 mit Bezug auf die Thyristornachbildung 16 wahr.

Eine entsprechende Filtervorrichtung ist für den Steuer- anschluss des jeweils anderen Transistors V5, V3 der je ^¬ weiligen Thyristornachbildung 14, 16 vorgesehen. Mit Be- zug auf die Thyristornachbildung 14 sind dies der ohmsche Widerstand R12 und der Kondensator C9, während für die Thyristornachbildung 16 diese Funktion der Kondensator C6 und der ohmsche Widerstand R6 übernehmen. Jede Abschalt ^¬ vorrichtung umfasst überdies ein Zeitglied, mit dem die Totzeit einstellbar ist, in der beide Schalter VI, V2 der Halbbrückenanordnung aus, d.h. sperrend geschaltet sind. Für die Abschaltvorrichtung 10 übernehmen diese Aufgaben die ohmschen Widerstände R14, R13 sowie der Kondensator C12. Für die Abschaltvorrichtung 12 wird diese Funktion wahrgenommen von den ohmschen Widerständen R9, R7 sowie dem Kondensator C7. Zwischen die Steuerelektrode des Schalters VI und den Emitter des Transistors V5 ist ein ohmscher Widerstand RIO gekoppelt. Entsprechend ist zwi ^¬ schen die Steuerelektrode des Schalters V2 und den Emit ^¬ ter des Transistors V3 ein Widerstand R3 gekoppelt. Eine zwischen die jeweilige Induktivität L2, L3 und die jeweilige Thyristornachbildung 14, 16 gekoppelte jeweili ^¬ ge Diode D5, D2 stellt sicher, dass nur die jeweils ge ^¬ wünschte Polarität der Spannung der jeweiligen Induktivität L2, L3 zur Ansteuerung des jeweiligen Schalters VI, V2 verwendet wird.

Parallel zur Anordnung des Schalters VI und den ohmschen Widerstands Rl ist ein Trapezkondensator Cl gekoppelt. Überdies ist eine RC-Diac-Startschaltung vorgesehen, die den ohmschen Widerstand R5, den Kondensator C3, die Diode D4, den Diac Dl und den ohmschen Widerstand R8 umfasst.

Zur Funktionsweise: Der Freischwinger wird mittels der genannten Startschaltung zu Schwingungen angeregt und schwingt dann mithilfe der Rückkopplung über die Hilfs ^¬ wicklungen L2, L3 auf der Strombegrenzungsdrossel LI frei. Die Hilfswicklungen L2, L3 generieren genügend Sekundärspannung, um die als MOSFET ausgebildeten Schalter VI, V2 sicher einzuschalten. Das Einschalten wird definiert verzögert durch die genannten Zeitglieder sowie die jeweils aufzuladenden Gates der MOSFETs VI, V2 , um eine Totzeit in der aktiven Ansteuerung der Schalter VI, V2 zu realisieren .

In einer ersten Phase ist der Schalter VI geschlossen. Der Strom I _Pv i steigt an und fließt im Kreis VI, Rl, LI und einerseits über den Kondensator CIO, andererseits ü- ber die Kondensatoren Cll und C2 zurück zum Schalter VI. Erreicht der Spannungsabfall am Widerstand Rl einen vor ^¬ gebbaren Wert, der durch die Basis-Emitter-Flussspannung U _BEF des Transistors V6 der Thyristornachbildung 14 fest ^¬ gelegt ist, wird die Thyristornachbildung 14 getriggert, das heißt sie wird leitend, wodurch das Gate des Schal ^¬ ters VI ausgeräumt wird. Dadurch geht der Schalter VI in den sperrenden Zustand über. Durch entsprechende Kopplung der Induktivität L3 wird anschließend nach Ablauf einer Totzeit der entsprechende Schaltvorgang durch den Schal- ter V2 vollzogen. Dies wiederholt sich, so dass die Schaltungsanordnung frei schwingt.

Da bei einer gegebenen Stromkurvenform Spitzenwert und arithmetischer Mittelwert korreliert sind, das heißt der an die LED bereitgestellte Strom durch den Spitzenwert definiert ist, bewirkt die Schaltung eine gute Stromrege ^¬ lung. Da der Temperaturkoe f fi z ient der Basis-Emitter- Flussspannung negativ ist, ist die Schaltungsanordnung auch thermisch stabil. Eine Verringerung des thermischen Durchgriffs lässt sich durch Temperaturkompensation der Sourcewiderstände Rl, R2 mittels beispielsweise NTC- Widerstand oder Schottkydiode erzielen.

Wie bereits erwähnt ist die Betriebsfrequenz der Schal ^¬ tungsanordnung variabel und hängt von der Eingangsspannung, der Induktivität LI und dem abzuschaltenden Spit- zenstrom ab:

U _BFF (V6) . , . U _BFF (V )

^BEF ^ beziehungsweise Ι _^2 = ^BE ^ ^F .

Ist bei einem symmetrischen Betrieb I _max i gleich I _MAX2 , er ^¬ gibt sich die Frequenz näherungsweise zu Damit hat die Schaltungsanordnung sehr gute Voraussetzungen für eine einfache Funkentstörung, da die Schalter infolge des Trapezkondensators Cl nicht hart geschaltet werden und über die Frequenzabhängigkeit von der Ein ^¬ gangsspannung U _Zw eine Frequenzmodulation bei pulsierender Gleichspannung erfolgt.

Bei dem in der Figur dargestellten Ausführungsbeispiel ist die LED potenzialmäßig mit der restlichen Schaltungs ^¬ anordnung gekoppelt. Über eine zusätzliche Wicklung auf der Induktivität LI oder einen separaten Transformator lässt sich ohne Weiteres Potenzialfreiheit für die min ^¬ destens eine LED herstellen.

An einem praktischen Realisierungsbeispiel führte eine Änderung der Netzspannung von plus/minus 10 % zu Änderungen des LED-Stroms von lediglich zwischen plus 2,6 % und minus 3,7 % .