Die vorliegende Erfindung betrifft das Gebiet der Elektromobilität, insbesondere der Elektronikmodule für einen Elektroantrieb.

Die Verwendung von Elektronikmodulen, etwa Leistungselektronikmodulen, bei Kraftfahrzeugen hat in den vergangenen Jahrzehnten stark zugenommen. Dies ist einerseits auf die Notwendigkeit, die Kraftstoffeinsparung und die Fahrzeugleistung zu verbessern, und andererseits auf die Fortschritte in der Halbleitertechnologie zurückzuführen. Hauptbestandteil eines solchen Elektronikmoduls ist ein DC/AC-Wechsel- richter (Inverter), der dazu dient, elektrische Maschinen wie Elektromotoren oder Generatoren mit einem mehrphasigen Wechselstrom (AC) zu bestromen. Dabei wird ein aus einem mittels einer DC-Energiequelle, etwa einer Batterie, erzeugter Gleichstrom in einen mehrphasigen Wechselstrom umgewandelt. Zu diesem Zweck umfassen die Inverter eine Vielzahl von Elektronikbauteilen, mit denen Brückenschaltungen (etwa Halbbrücken) realisiert werden, beispielsweise Halbleiterleistungsschalter, die auch als Leistungshalbleiter bezeichnet werden.

Eine gängige Methode zur Leistungssteigerung und Effizienzsteigerung von Stromrichtern wie Invertern (DC/AC) und Umrichtern (AC/AC) ist die Parallelschaltung von Leistungshalbleitern unterschiedlicher Materialien, z.B. SiC-MOSFET und Si-IGBT. Aus Sicht der Zuverlässigkeit des Systems ist es sinnvoll für den normalen, fehlerfreien Betrieb des Inverters, eine exklusive ODER-Ansteuerung der Schalter vorzunehmen. Somit ist sichergestellt, dass von den parallelen Schaltern (Si oder SiC) jeweils nur ein Schalter im Eingriff ist.

Es können Fehlerfälle im Inverter auftreten, welche zur Ansteuerung eines sogenannten aktiven Kurzschlusses (AKS) führen. In dieser Ansteuerung wird eine Bank des Wechselrichters permanent eingeschaltet und die dazu komplementäre Bank permanent ausgeschaltet. Dies führt dazu, dass die Phasen der angeschlossenen Maschine inverterseitig auf einen Kurzschluss geschaltet werden und, je nach Betriebszustand der Maschine, ein Kurzschlussstrom in den Phasen fließt. Dieser Kurzschlussstrom muss von den im AKS aktiven Schaltern geführt werden und darf nicht zu einer unzulässigen elektrischen oder thermischen Belastung der Bauteile führen. Prinzipiell lässt sich diese Belastung unter den parallelen Si und SiC Schaltern aufteilen. Durch die umgesetzte exklusive ODER-Ansteuerung ist dies jedoch in der Ansteuerlogik nicht umsetzbar. Es lassen sich nicht beide Schalter gleichzeitig zuschalten und somit muss entschieden werden, welcher der Schalter den Kurzschlussstrom im AKS der Maschine übernehmen muss.

Je nach Anwendung kann dieses Fehlerszenario somit relevant für die zu installierende Chip-Fläche und damit die Größe und Kosten des Inverters werden.

Somit liegt der Erfindung die Aufgabe zu Grunde, ein eine Schaltungsanordnung und ein Verfahren zur Ansteuerung der Schaltungsanordnung für parallel geschaltete Leistungshalbleiter bereitzustellen, welche im AKS ein paralleles Einschalten der Si- und SiC-Schalter durchzuführen, ohne prinzipiell die exklusive ODER-Ansteuerung deaktivieren zu müssen.

Diese Aufgabe wird gelöst durch die Merkmale der unabhängigen Ansprüche. Vorteilhafte Ausgestaltungen sind Gegenstand der abhängigen Ansprüche.

Vorgeschlagen wird eine Schaltungsanordnung, die Teil eines Stromrichters zur Ansteuerung des Elektroantriebs eines mit einem elektrischen Antrieb ausgestatteten Fahrzeugs ist, aufweisend mindestens zwei zueinander parallel geschaltete Leistungshalbleiter, wobei ein erster Leistungshalbleiter als Si-Schalter gebildet ist, und ein zweiter Leistungshalbleiter als SiC-Schalter gebildet ist, und einen Gate-T eiber, aufweisend eine Treiberstufe je Leistungshalbleiter, von denen jede einen der Schalter ansteuert, und wobei jede Treiberstufe jeweils einen Einschaltpfad mit einem zugehörigen Gate-Widerstand und einen Ausschaltpfad mit einem zugehörigen Gate- Widerstand zum Ein- und Ausschalten der Schalter aufweist, wobei ein weiterer Ausschaltpfad je Treiberstufe vorgesehen ist, der einen um einen vorgegebenen Wert höheren Gate-Widerstandaufweist als der Einschaltpfad, und der Gate-Treiber im Falle eines aktiven Kurzschlusses dazu eingerichtet ist, die Treiberstufen jeweils mit einer vorgegebenen Taktfrequenz und/oder Pulsdauer derart intermittierend ein- und auszuschalten, dass der im Ausschaltvorgang befindliche Schalter kurz bevor er einen vorgegebenen Spannungswert unterschreitet wieder eingeschaltet wird. In einer Ausführung weist die Schaltungsanordnung ferner je Treiberstufe einen Soft- Turn-Off-Pfad auf, der als weiterer Ausschaltpfad verwendet wird, wobei der Gate- Treiber dazu eingerichtet ist, einen Modus bereitzustellen, der eine komplementäre Nutzung des Soft-Turn-Off-Pfads zu dem Einschaltpfad erlaubt.

In einer Ausführung weist die Schaltungsanordnung ferner je Treiberstufe einen Soft- Turn-Off-Pfad zum Ausschalten eines Schalters im Kurzschlussfall auf, wobei als weiterer Ausschaltpfad je Treiberstufe eine zusätzliche Endstufe mit einem zugehörigen Gate-Widerstand vorgesehen ist.

In einer Ausführung weist die Schaltungsanordnung ferner je Treiberstufe einen Soft- Turn-Off-Pfad zum Ausschalten eines Schalters im Kurzschlussfall auf, wobei der Gate-Treiber dazu eingerichtet ist, einen Enable-Modus bereitzustellen und der Enable-Eingang des Gate-T eibers als weiterer Ausschaltpfad dient, wobei im Falle, dass der Gate-T eiber in einen aktiven Kurzschluss versetzt wird, zeitgleich zu einem Ausschalt-Ansteuersignal der Enable-Eingang des Gate-Treibers invertiert wird, so dass der Ausgang des Gate-Treibers intermittierend zwischen eingeschaltetem Zustand und hochohmigem Zustand wechselt.

In einer Ausführung ist vorgesehen, dass der Gate-T eiber dazu eingerichtet ist, eine Aussteuerung den Schalter von größer als 50% bereitzustellen.

Ferner ist ein Verfahren zur Ansteuerung der Schaltungsanordnung nach vorgesehen, wobei der Gate-Treiber im Falle eines aktiven Kurzschlusses die Treiberstufen jeweils mit einer vorgegebenen Taktfrequenz und/oder Pulsdauer derart intermittierend ein- und ausschaltet, dass der im Ausschaltvorgang befindliche Schalter kurz bevor er einen vorgegebenen Spannungswert unterschreitet wieder eingeschaltet wird.

Ferner ist eine Leistungselektronikeinrichtung, insbesondere ein Inverter, mit der Schaltungsanordnung vorgesehen.

Ferner ist ein Elektronikmodul zur Ansteuerung des Elektroantriebs vorgesehen, welches die Leistungselektronikeinrichtung aufweist. Ferner ist ein Elektroantrieb für ein Kraftfahrzeug vorgesehen, insbesondere elektrischer Achsantrieb, mit wenigstens einer elektrischen Maschine, einer Getriebeeinrichtung und dem Elektronikmodul. Ferner ist ein Fahrzeug vorgesehen, aufweisend den Elektroantrieb.

Weitere Merkmale und Vorteile der Erfindung ergeben sich aus der nachfolgenden Beschreibung von Ausführungsbeispielen der Erfindung, anhand der Figuren der Zeichnung, die erfindungsgemäße Einzelheiten zeigt, und aus den Ansprüchen. Die einzelnen Merkmale können je einzeln für sich oder zu mehreren in beliebiger Kombination bei einer Variante der Erfindung verwirklicht sein.

Bevorzugte Ausführungsformen der Erfindung werden nachfolgend anhand der beigefügten Zeichnung näher erläutert.

Figur 1 zeigt eine Schaltungsanordnung in Form eines Gate-Treibers gemäß einer Ausführung der vorliegenden Erfindung.

Figur 2 zeigt ein Spannungs-Zeit-Diagramm für eine Ansteuerung der Schalter mit unterschiedlichen Gate-Widerständen des zusätzlichen Ausschaltpfades gemäß einer Ausführung der vorliegenden Erfindung.

Figuren 3 und 4 zeigen jeweils eine Schaltungsanordnung gemäß einer alternativen Ausführung der vorliegenden Erfindung.

Figur 5 zeigt ein Spannungs-Zeit-Diagramm für eine Ansteuerung der Schalter mit einer vorgegebenen Aussteuerung gemäß einer Ausführung der vorliegenden Erfindung.

Figur 6 zeigt ein Fahrzeug mit einem elektrischen Antrieb und einem die vorgeschlagene Schaltungsanordnung aufweisenden Inverter gemäß einer Ausführung der vorliegenden Erfindung.

In den nachfolgenden Figurenbeschreibungen sind gleiche Elemente bzw. Funktionen mit gleichen Bezugszeichen versehen. Wie bereits eingangs erwähnt, ist ein Ziel der Auslegung von Schaltungen für Leistungshalbleiter eines Inverters 102 im Automobilbereich, möglichst effizient zu arbeiten und möglichst wenig Chipfläche zu benötigen.

Die Erfindung erlaubt - trotz einer hardwareseitigen Verriegelung - zwei Leistungshalbleiter 1 , 2 parallel im eingeschalteten Zustand zu betreiben. Das strukturelle Merkmal bezieht sich auf das schnelle intermittierende Wechseln der Steuerspannung, wobei der Pfad zum Ausschalten des Leistungshalbleiters 1 oder 2 mit einem deutlich höheren Vorwiderstand geschaltet wird als der Pfad zum Einschalten des Leistungshalbleiters 1 , 2.

Nachfolgend wird die Erfindung anhand einer Ausführung beschrieben, in welcher mindestens zwei zueinander parallel geschaltete Leistungshalbleiter 1 , 2 vorgesehen sind, wobei ein erster Leistungshalbleiter als Si-Schalter 1 gebildet ist, und ein zweiter Leistungshalbleiter als SiC-Schalter 2 gebildet ist. Es kann aber auch eine andere Anzahl an Leistungshalbleitern angesteuert werden, wenn hier dasselbe, nachfolgend beschriebene Problem auftritt. Vorteilhaft ist der Si-Schalter 1 ein IGBT und der SiC-Schalter 2 ist ein SiC-MOSFET, wobei auch andere Schalterarten verwendet werden können.

In der nachfolgenden Beschreibung wird von einer Schaltungsanordnung für Leistungshalbleiter eines Inverters 102, also eines DC/AC-Wandlers ausgegangen, der insbesondere als Traktionswechselrichter im Bereich der elektrischen Antriebe 101 , also z.B. für elektrische Achsantriebe eines (zumindest teilweise) elektrisch betriebenen Fahrzeugs 100 Verwendung findet.

Eine Schaltungsanordnung für die vorgeschlagene Implementierung in Form eines Gate-Treibers ist in Figur 1 dargestellt. Es sind zwei identische Treiberstufen T1 , T2 dargestellt, von denen eine den ersten Schalter 1 (z.B. Si. Schalter) ansteuert, und die andere den zweiten Schalter 2, z.B. den SiC-Schalter, komplementär ansteuert. Im normalen Betrieb werden die Gate-Widerstände R1 und R1 1 bzw. R3 und R13 zum Ein- und Ausschalten der Schalter 1 und 2 verwendet (Einschaltpfad E und Ausschaltpfad A). Ferner ist ein in der Regel in Gate-Treiber-Bausteinen sowieso vorhandener Soft-Turn-Off Pfad S vorhanden, um einen Kurzschlussfehler aufzufangen, welcher als zusätzlicher Ausschaltpfad verwendet wird. Beispielsweise werden bei der Detektion eines Phasenkurzschlusses die Pfade der normalen Gate-Widerstände R 11 ; R13 deaktiviert und der Schalter 1 , 2 wird über den (deutlich hochohmigeren) Soft-Turn-Off Pfad S ausgeschaltet.

Wie bereits erwähnt, ist es ein Ziel dieser Erfindung, im aktiven Kurzschluss, kurz als AKS bezeichnet, ein paralleles Einschalten der Si- und SiC-Schalter 1 , 2 durchzuführen, ohne prinzipiell die exklusive ODER-Ansteuerung deaktivieren zu müssen.

Zur Lösung des Problems wird ein intermittierendes, also in einer vorgegebenen Frequenz abwechselndes, Schalten zwischen Si- und SiC-Schaltern 1 , 2 vorgeschlagen. Da der Einschaltvorgang schneller als der Ausschaltvorgang abläuft, wird der ausschaltende Schalter 1 , 2 durch die vorgegebene Taktfrequenz der Ansteuerung kurz bevor er einen vorgegebenen Spannungswert unterschreitet, wieder eingeschaltet, wie auch in Figur 5 zu sehen. Der vorgegebene Spannungswert ist bevorzugt wenigstens minimal höher als die Spannung, ab welcher der Schalter 1 , 2 als AUS gilt, z.B. 12 V.

Durch eine geeignete Wahl der entsprechenden Gate-Widerstände R1 , R2; R3, R4 des Einschaltpfades E und des zusätzlichen Ausschaltpfades (Soft-Turn-Off Pfad S), sowie der Pulsdauer des Wechselvorganges sind beide Schalter 1 , 2 somit quasi ständig in einem eingeschalteten Zustand. Um dies zu ermöglichen, wird ein hohes Verhältnis von Aus- zu Einschaltwiderstand benötigt. Dabei gilt, dass mit steigendem Gate-Widerstand im zusätzlichen Ausschaltpfad S die Pulsdauer des Wechselvorganges ansteigen kann. Die beiden Parameter „Gate-Widerstand im weiteren Pfad (Soft-Turn-Off Pfad S)“ und „Pulsdauer des Wechselvorganges“ stellen einen Zielkonflikt dar. Für eine geringe Verlustleistung des Gate-Treibers beim Umschalten ist eine hohe Pulsdauer wünschenswert. Damit einher geht die Notwendigkeit eines hohen Gate-Widerstandes R2; R4 im Ausschaltpfad (Soft-Turn-Off Pfad S). Beispielsweise wird für die Gate-Widerstände R2; R4 im als Ausschaltpfad dienenden Soft- Turn-Off Pfad S ein Faktor von 5 bezogen auf die Gate-Widerstände R1 ; R3 im Einschaltpfad E verwendet. Wird hingegen zum Sicherstellen einer kurzen Dauer des Soft-Turn-Off-Ausschaltvorganges ein niedriger Gate-Widerstand im Soft-Turn-Off Pfad S gefordert, muss die Pulsdauer des Wechselvorganges entsprechend reduziert werden.

In einer Ausführung wird der sowieso vorhandene Soft-Turn-Off Pfad S des Gate- T eibers, genauer jeder T reiberstufe T1 , T2, aufgrund seines hohen Gate-Widerstands R2; R4 als weiterer Ausschaltpfad im AKS für die Realisierung des parallelen Einschaltens der Schalter 1 , 2 verwendet, wie in Figur 1 gezeigt. Der Gate-T eiber schaltet komplementär zwischen R1 bzw. R3 und R2 bzw. R4. Durch die Verwendung des Soft-Turn-Off Pfades S als weiteren Ausschaltpfad ist keine zusätzliche Hardware für die Funktion notwendig. Weiterhin wird der normale Betrieb mit R1 und R11 bzw. R3 und R13 von der Methode nicht beeinflusst.

Allerdings muss der Gate-Treiber einen Modus bereitstellen, in welchem es möglich ist, den Soft-Turn-Off Pfad S komplementär mit dem normalen Einschaltpfad E zu verwenden. Weiterhin muss der Gate-Treiber eine hohe Taktfrequenz von z.B. einem MHz bereitstellen. Diese Taktfrequenz sollte thermisch kein Problem darstellen, da nicht die volle Gatekapazität umgeladen wird. Der Hauptschalter verursacht in diesem Modus keinerlei Schaltverluste.

In Figur 2 sind beispielhaft die Gate-Spannung U_gate der Schalter 1 , 2 (Si oben und SiC unten) bei einer Ansteuerfrequenz von 1 MHz (Rechtecksignale) für vier verschiedene Werte des als Ausschalt-Widerstand dienenden Gate-Widerstands R2 bzw. R4 des Soft-Turn-Off Pfades S als Spannung U (Y-Achse) über die Zeit t (X- Achse) gezeigt. Der Einschalt-Gate-Widerstand R1 bzw. R3 ist in diesem Beispiel auf 1 Ohm gesetzt. Durch die intermittierende Ansteuerung wird eine zwar schwankende, aber stets für ein sauberes Einschalten des Schalters 1 bzw. 2 ausreichende Gate- Spannung U_gate gehalten. Die Taktfrequenz von 1 MHz für die Umschaltung ist hoch gewählt. Es ist anzumerken, dass für das Schalten zwischen den beiden Typen desselben topologischen Schalters keine Totzeit notwendig ist, da kein Phasenkurzschluss auftreten kann.

Die Schaltdauer bis zum sicheren AUS-Zustand des ausschaltenden Schalters 1 , 2 bildet mit der maximalen Schwankung der Gate-Spannung U_gate im parallel eingeschalteten Zustand der Schalter 1 , 2 einen Zielkonflikt bezüglich der Höhe des Ausschalt-Widerstands R2; R4 des Soft-Turn-Off Pfades S, wie bereits erwähnt. In den in Figur 2 gezeigten Beispielen ist zu sehen, dass die Parameterkombination bei einer Ausschaltdauer von ca. 1 ps (unterste am schnellsten und steilsten - bis ca. 8V - abfallende Kurve) zu einer maximalen Schwankung der Gate-Spannung U_gate von über 3 V führt. Im Gegensatz dazu kann für diese Schwankung ein Wert von ca. 0,5 V erreicht werden, wobei sich die Ausschaltdauer auf ca. 11 ps erhöht (oberste, flachste Kurve). Obwohl für beide Schalter 1 , 2 davon ausgegangen werden kann, dass der Schalter sich bei einer minimalen Gate-Spannung U_gate von 12 V noch im eingeschalteten Zustand befindet, kann eine hohe Schwankung der Gate-Spannung U_gate dennoch zu höheren Durchlassverlusten führen. Der Durchlasswiderstand des Schalters 1 , 2 (insbesondere des unipolaren SiC Bauteils) ist stark abhängig von der Gate-Spannung U_gate. Weiterhin muss betrachtet werden, dass bei abnehmender Gate-Spannung U_gate der Temperaturkoeffizient des Durchlasswiderstandes sinkt bzw. negativ werden kann. Dies kann zu einer Instabilität in der Parallelschaltung führen.

Um den oben genannten Zielkonflikt zu lösen, wird in weiteren Ausführungen vorgeschlagen, einen alternativen Ausschaltpfad A2 zu verwenden. Dabei ist in dem Gate- Treiber stets ein Soft-Turn-Off Pfad S pro Treiberstufe T1 , T2 vorgesehen, um einen Kurzschlussfall abzudecken. Der Soft-Turn-Off Pfad S wird allerdings nicht mehr als weiterer Ausschaltpfad verwendet.

In einer ersten alternativen Ausführung ist als weiterer Ausschaltpfad A2 eine zusätzliche Endstufe mit einem zugehörigen Gate-Widerstand R15 bzw. R17 vorgesehen, wie in Figur 3 gezeigt. Diese Umsetzung kann genutzt werden, um den Zielkonflikt einer geringen Schwankung der Gate-Spannung U_gate und einer niedrigen Zeitdauer des Soft-Turn-Off Vorganges aufzulösen. Während der Gate-Treiber in den AKS-Modus versetzt wird, wird der vom Soft-Turn-Off-Pfad S unabhängige zusätzliche Ausschaltpfad A2 für den Schaltvorgang aktiviert. Sobald der AKS-Modus erlischt, wird der deutlich niedrigere Gate-Widerstand R2; R4 des Soft-Turn-Off Pfades S aktiviert und der Ausschaltvorgang wird beschleunigt.

Vorteilhaft an dieser Variante ist die Auflösung des Zielkonfliktes zwischen Schwankung der Gate-Spannung U_gate und Dauer des Soft-Turn-Off Vorganges. Auch für den Fall einer fehlerhaften Deaktivierung des AKS-Signals wird der Schalter 1 bzw. 2 über den höheren Gate-Widerstand des zusätzlichen Ausschaltpfads A2 bei Bedarf zuverlässig ausgeschaltet.

In einer zweiten alternativen Ausführung wird ein von Gate-T eibern häufig zur Verfügung gestellter ENABLE-Modus als zusätzlicher Ausschaltpfad A2 verwendet, wie in Figur 4 gezeigt. Dieser Modus führt dazu, dass jede Treiberendstufe erst ihre Funktion aufnimmt, sobald der LV-Eingang ENABLE aktiviert ist (der Schalter geschlossen ist). Ist er deaktiviert (der Schalter geöffnet), wird der Ausgang des Gate-Treibers hochohmig geschaltet. Diese Funktion kann ebenfalls für das Aufheben der exklusiven ODER-Ansteuerung verwendet werden. Wird der Gate-Treiber in den AKS-Mo- dus versetzt, wird zeitgleich zum Ausschalt-Ansteuersignal der ENABLE Eingang des Gate-Treibers invertiert. Der Ausgang des Gate-T eibers wird somit intermittierend zwischen eingeschaltetem Zustand und hochohmigem Zustand gewechselt.

Als Vorteil dieser Ausführung wird der Zielkonflikt zwischen Schwankung der Gate- Spannung U_gate und Ausschaltdauer im Soft-Turn-Off aufgelöst.

Grundsätzlich kann in jeder Ausführung über die Aussteuerung der Einschaltsignale zwischen Si und SiC Schalter 1 , 2 eine Aufteilung der thermischen Belastung realisiert werden. Figur 5 zeigt beispielhaft die Aufteilung der Aussteuerung. Allgemein ist unter Aussteuerung der Anteil des positiven Signals (>0V) an der Gesamtperiode zu verstehen. Für die Funktionsbeschreibung wird weiterhin der Begriff Aufteilung eingeführt. Die Aufteilung beschreibt die Aussteuerung für Schalter 1 . Dabei sollte sich die Aussteuerung von Schalter 1 und Schalter 2 stets zu 100% aufsummieren. Liegt die Aufteilung beispielsweise bei 80%, so ist die Aussteuerung von Schalter 1 bei diesen 80%, jene von Schalter 2 beträgt entsprechend 20%.

Im oberen Diagramm ist der Schalter 1 , 2 mit höherer Aussteuerung abgebildet. Die Schwankung der Gate-Spannung U_gate ist minimal. Somit ist auch der Durchlasswiderstand quasi konstant niedrig. Im unteren Diagramm ist die Aussteuerung des Schalters (hier Schalter 2) geringer (die Aussteuerung sollte in Summe immer 100% ergeben). Die Schwankung der Gate-Spannung U_gate ist deutlich erhöht und die mittlere Gate-Spannung U_gate weist einen deutlich niedrigeren Wert auf. Der Durchlasswiderstand ist zeitweise erhöht. Somit sieht der Schalter mit geringerer Aussteuerung (unteres Diagramm, hier Schalter 2) eine geringere Strombelastung. Die Durchlassspannung ist vom Schalter mit höherer Aussteuerung (oberes Diagramm, hier Schalter 1 ) dominiert, womit die gesamten Durchlassverluste geringgehalten werden. Diese Variante erlaubt somit eine relativ beliebige Verteilung der Gesamtbelastung auf die einzelnen Schalter 1 , 2. In der in Figur 2 gezeigten Ausführung ist die Aussteuerung beider Schalter bei 50%, also jeder Schalter sieht zu 50% ein positives Signal (eine positive Spannung U). In der in Figur 5 gezeigten Ausführung ist die Aussteuerung des Schalters im oberen Diagramm bei 80%, also sieht der Schalter im oberen Diagramm zu 80% ein positives Signal, während der Schalter im unteren Diagramm zu 20% ein positives Signal sieht. Der Wert der Aussteuerung kann mehr als 50% sein.

Die vorgeschlagene Schaltungsanordnung wird bevorzugt in einer Leistungselektronikeinrichtung, insbesondere einem Inverter, eingesetzt. Die Leistungselektronikeinrichtung ist dabei Teil eines Elektronikmoduls. Ein Elektronikmodul im Rahmen dieser Erfindung dient zum Betreiben eines Elektroantriebs 101 eines Fahrzeugs 100, insbesondere eines Elektrofahrzeugs und/oder eines Hybridfahrzeugs, und/oder elektrifizierten Achsen, wie in Figur 6 gezeigt. Das Elektronikmodul umfasst einen DC/AC- Wechselrichter 102 (Engi.: Inverter). Es kann außerdem einen AC/DC-Gleichrichter (Engl.: Rectifier), einen DC/DC-Wandler (Engl.: DC/DC Converter), Transformator (Engl.: Transformer) und/oder einen anderen elektrischen Wandler oder einen Teil eines solchen Wandlers umfassen oder ein Teil hiervon sein. Insbesondere dient das Elektronikmodul zum Bestromen einer E-Maschine, beispielsweise eines Elektromotors und/oder eines Generators. Ein DC/AC-Wechselrichter dient vorzugsweise dazu, aus einem mittels einer DC-Spannung einer Energiequelle, etwa einer Batterie, erzeugten Gleichstrom einen mehrphasigen Wechselstrom zu erzeugen.

Inverter 102 für Elektroantriebe 101 von Fahrzeugen 100, insbesondere PKW und

NKW, sowie Bussen, sind für den Hochvoltbereich ausgelegt und sind insbesondere in einer Sperrspannungsklasse von ab ca. 650 Volt ausgelegt. Bezuqszeichenliste

1 , 2 Leistu ngshalbleiter/Schalter

T1 , T2 Treiberstufe

E Einschaltpfad

S Soft-Turn-Off-Pfad

A Ausschaltpfad

A2 weiterer Ausschaltpfad

R1 , R11 Gate-Widerstand Einschaltpfad

R2; R4 Gate-Widerstand Soft-Turn-Off

R3, R13 Gate-Widerstand Ausschaltpfad S

R15, R17 Gate-Widerstand Ausschaltpfad A2

100 Fahrzeug

101 Elektrischer Antrieb / Elektroantrieb

102 Inverter