Schaltungsanordnung zur Bereitstellung einer Betriebs- Gleichspannung

Technisches Gebiet

Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf Schaltungsanordnungen zum Bereitstellen einer Betriebs-Gleichspannung aus einer Netzspannung. Insbesondere handelt es sich dabei um Betriebsschaltungen, die einen getakteten elektronischen Wandler ent- halten. Solche Betriebsschaltungen werden bevorzugt für Lampen oder andere Lichtquellen eingesetzt. Die vorliegende Erfindung behandelt den Schutz derartiger Schaltungsanordnungen vor Netzüberspannung. Unter Netzüberspannung wird im folgenden eine transiente überspannung verstanden, die zur Zerstörung der Schaltungsanordnung führen kann. Nicht betrachtet werden dauerhaft überhöhte Werte für die Netzspannung über einem Nominalwert.

Stand der Technik

Schaltungsanordnungen, die zum Anschluss an eine Netzspannung vorgesehen sind, sind durch überspannungen gefährdet, die die Netzspannung aufweisen kann. Schaltungsanordnungen, die eine Betriebs-Gleichspannung bereitstellen, besitzen in der Regel einen Speicherkondensator, an dem die Betriebs-Gleichspannung für weitere Schaltungsteile bereit steht. Im Stand der Technik werden oft Schaltungstopologien verwendet, bei denen der Speicherkondensator ohne strombegrenzende Mittel wie z. B. Drosseln mit der Netzspannung gekoppelt ist. Falls der Speicherkondensator einen genügend großen Kapazitätswert aufweist, kann in diesem Fall der Speicherkondensator die Energie der Netzüberspannung aufnehmen, ohne Zerstörung der Schal- tungsanordnung.

Weiterhin ist im Stand der Technik die Verwendung von Varistoren oder Suppres- sordioden, die bei überschreiten einer vorgegebenen Spannung in einen leitenden Zustand übergehen und die Netzspannung begrenzen. Der Nachteil dieser Mittel liegt in der sicheren Begrenzung der Netzspannung bei starken Störungen der Netzspan-

nung. Regelmäßig enthalten Betriebschaltungen für Lampen oder andere Schaltungsanordnungen zur Bereitstellung einer Gleichspannung mindestens einen Schalttransistor, dessen Spannungsfestigkeit begrenzt ist. Eine durch den Typ des Schalttransistors bedingte Maximalspannung darf am Schalttransistor nicht überschritten wer- den. Um dies auch bei stark gestörter Netzspannung sicher zu stellen, muss ein Varistor oder eine Suppressordiode entsprechend groß dimensioniert sein. Dies führt zu großen und teueren Varistoren oder Suppressordioden. Besser ist in diesem Fall die oben beschriebene Methode mit dem Speicherkondensator. Diese ist jedoch nicht anwendbar bei Schaltungstoplogien, bei denen der Speicherkondensator nicht direkt mit Netzspannung gekoppelt ist.

Darstellung der Erfindung

Der Erfindung liegt das technische Problem zugrunde, eine Schaltungsanordnung zur Verfügung zu stellen, die gegen Netzüberspannung geschützt ist, ohne die oben genannten Nachteile aufzuweisen.

Der Erfindung liegt die Erkenntnis zu Grunde, dass sich ein Speicherkondensator zur Begrenzung der Spannung an einem Schalttransistor nutzen lässt, indem ein Ableitschalter den Schalttransistor mit dem Speicherkondensator verbindet, falls eine Netzüberspannung vorliegt.

Im allgemeinen weist eine gattungsgemäße Schaltungsanordnung einen Gleichrichter auf, der an einem ersten und einem zweiten Netzanschluss eine gleichgerichtete Netzspannung zur Verfügung stellt. Ohne Begrenzung der Allgemeinheit wird der erste Netzanschluss als Bezugspotenzial verwendet. Die gleichgerichtete Netzspannung speist eine getaktete Wandlerschaltung, die meist an einem Speicherkondensator eine Betriebsgleichspannung zum Betrieb von weiteren Schaltungsteilen zur Verfügung stellt. Der Speicherkondensator stellt die Betriebsgleichspannung mit Bezug auf das Bezugspotenzial zur Verfügung. Der Speicherkondensator dient also meist als Puffer für die Betriebsgleichspannung und ist demnach in gattungsgemäßen Schaltungsanordnungen vorteilhaft bereits vorhanden, auch wenn die Schaltungsanordnung die vorliegende Erfindung nicht enthält. Bei der Realisierung der Erfindung

muss aber nicht zwangsläufig ein bereits vorhandener Speicherkondensator herangezogen werden. Es kann für die Erfindung auch ein separater Speicherkondensator benutzt werden.

Die getaktete Wandlerschaltung umfasst mindestens einen Schalttransistor, der mit einem zweiten Arbeitsanschluss mit dem Bezugspotenzial gekoppelt ist. Tritt an den Netzanschlüssen eine Netzüberspannung auf, so kann zwischen dem zweiten Arbeitsanschluss des Schalttransistors und einem ersten Arbeitsanschluss des Schalttransistors ein Spannungswert auftreten, der zur Zerstörung des Schalttransistors führt.

Eine erfindungsgemäße Schaltungsanordnung umfasst einen Ableitschalter, der im Fall einer Netzüberspannung den ersten Arbeitsanschluss des Schalttransistors mit dem Speicherkondensator verbindet und dadurch einen Anstieg der Spannung am Schalttransistor auf zerstörende Werte verhindert.

Von besonderem Nutzen ist die Erfindung bei sog. Leistungsfaktorkorrekturschal- tungen (PFC-Schaltungen, Power Factor Correction Circuits), die bei modernen Betriebsgeräten für Lampen häufig Verwendung finden. Sie sind an sich dem Fachmann bekannt und werden daher hier nicht im Einzelnen zu erläutert. Solche Leistungsfaktorkorrekturschaltungen enthalten neben einem Schalttransistor auch meist eine Speicherdrossel. In diesen Fällen ist der Schalttransistor auch durch Sättigungs- ströme der Speicherdrossel in Folge von transienten Störungen gefährdet.

Besonders bevorzugt ist die Anwendung der Erfindung bei sog. Abwärtswandlern (step-down-Konverter), die kleinere Spannungen als die Versorgungsspannungsamp- litude erzeugen. Ein besonders bevorzugtes Beispiel, das sowohl als Aufwärtswandler als auch als Abwärtswandler arbeiten kann und damit im Sinn dieser Erfindung als Abwärtswandler betrachtet wird, ist ein SEPIC- Wandler. Auch das Prinzip des SEPIC- Wandlers soll hier nicht im Einzelnen erläutert werden. Stattdessen wird verwiesen auf die Literatur und beispielhaft auf die deutsche Patentanmeldung 101 10 239.9.

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Ein weiterer Aspekt der vorliegenden Erfindung betrifft die Realisierung des Ableitschalters. Vorteilhaft wird er mit einem Thyristor ausgeführt, der von einer Treiberschaltung getriggert wird, die ein über- Kopf -Zünden des Thyristors unterbindet. Dies geschieht durch Anlegen einer negativen Spannung an das Gate des Thyristors, solange er nicht gezündet werden soll, wobei die negative Spannung aus einer Hilfs- drossel gewonnen wird, die mit der Speicherdrossel magnetisch gekoppelt ist.

Kurze Beschreibung der Zeichnungen

Fig. 1 zeigt ein Schaltbild einer erfindungsgegenständlichen Schaltungsanordnung.

Fig. 2 zeigt ein Schaltbild für die Realisierung eines Ableitschalters, wie er für eine erfindungsgemäße Schaltungsanordnung geeignet ist.

Im folgenden werden Drosseln durch den Buchstaben L, Kondensatoren durch den Buchstaben C, Widerstände durch den Buchstaben R, Anschlüsse durch den Buchstaben J und Schalter durch den Buchstaben S jeweils gefolgt von einer Zahl be- schrieben.

Bevorzugte Ausführung der Erfindung

Figur 1 zeigt ein Ausführungsbeispiel für eine erfindungsgemäße Schaltungsanordnung. Für den getakteten Wandler wird im Ausführungsbeispiel ein SEPIC gewählt. Ein Fachmann kann jedoch die Erfindung auch auf andere Wandlertypen wie z. B. einen Hochsetzer (Boost-Konverter) anwenden.

Anschlüsse Jl und J2 stellen die Netz-Eingänge dar, an denen eine gleichgerichtete Netzspannung anschließbar ist. An Anschlüssen J3 und J4 kann die Schaltungsanordnung eine Betriebsgleichspannung bereitstellen. Ein Speicherkondensator C12 ist zwischen die Anschlüsse J3 und J4 geschaltet und dient neben der erfindungsgemä-

ßen Funktion, die unten beschrieben wird, zum Puffern der Betriebsgleichspannung. Die Anschlüsse Jl und J 3 sind verbunden und bilden ein Bezugspotenzial.

Eine Speicherdrossel LI l, ein Schalttransistor Si l, ein zweiter Speicherkondensator CI l, eine zweite Speicherdrossel L12 und eine Freilauf-Diode Di l bilden einen aus der Literatur bekannten SEPIC. Zwischen dem Netzanschluss J2 und dem Anschluss J4 sind in der angegebenen Reihenfolge die Speicherdrossel Ll 1, der zweite Speicherkondensator CI l und die Freilauf diode Di l in Serie geschaltet. Zwischen der Speicherdrossel Ll 1 und dem zweiten Speicherkondensator Cl 1 bildet sich ein erster Knoten NI l und zwischen dem Speicherkondensator CI l und der Freilauf diode bil- det sich ein zweiter Knoten N12. Der Schalttransistor Si l ist zwischen den ersten Knoten NI l und das Bezugspotenzial geschaltet. Die zweite Speicherdrossel L12 ist zwischen den zweiten Knoten N 12 geschaltet. Die Funktionsweise des SEPIC ist für die vorliegende Erfindung unerheblich und wird deshalb nicht beschrieben.

Zwischen den ersten Knoten NI l und den Anschluss J4 ist ein Ableitschalter Th ge- schaltet. Der Ableitschalter Th liegt somit zwischen einem zweiten Arbeitsanschluss des Schalters Si l und einem zweiten Anschluss des Speicherkondensators C12.

Den Ableitschalter Th steuert eine Treiberschaltung DRV mit einem Schaltsignal, an einem Steueranschluss des Ableitschalters Th. Die Treiberschaltung DRV ist gekoppelt mit einer Detektorschaltung DET, die wiederum mit dem Netzanschluss J2 ge- koppelt ist. Die Treiberschaltung DRV und die Detektorschaltung DET können zu einer Auswerteschaltung zusammengefasst werden.

Erfindungsgemäß ist die Auswerteschaltung so ausgelegt, dass sie den Ableitschalter Th schließt für den Fall, dass die Spannung oder der Spannungsanstieg zwischen den Anschlüssen Jl und J2 über einem gegebenen Grenzwert liegt. Die Aufgabe der Auswerteschaltung kann in die Detektion der Netzspannung und das Ansteuern des Ableitschalters aufgeteilt werden.

Die Detektion wird in Figur 1 durch die Detektorschaltung DET wahrgenommen. Zur Realisierung stehen dem Fachmann zahlreiche Schwellwertschaltungen zur Verfügung. Auch die Detektion eines Spannungsanstiegs ist dem Fachmann geläufig.

Beispielsweise kann dazu einer Schwellwertschaltung ein Hochpass vorgeschaltet werden. Neben der Detektion des Spannungswertes auch dessen Anstieg zu detektie- ren ist vorteilhaft, da dadurch bei schnellem Anstieg frühzeitig der Ableitschalter schließt. Die alleinige Detektion des Spannungswerts kann wegen nicht vermeidbarer Schaltzeiten dazu führen, dass der Ableitschalter erst schließt, wenn die Netzspannung bereits einen Wert erreicht hat, der zur Zerstörung des Schalttransistors Si l führt.

Die Treiberschaltung DRV wandelt die Information der Detektorschaltung DET in ein Schaltsignal um, das zur Ansteuerung des Ableitschalters Th geeignet ist. Da für den Ableitschalter Th prinzipiell alle elektronischen Schalter in Frage kommen, muss der Fachmann eine zum Typ des Ableitschalters Th passende Treiberschaltung DRV wählen.

Erreicht die Spannung oder der Spannungsanstieg am Anschluss J2 Werte, die zur Zerstörung des Schalters Si l führen könnten, schaltet der Ableitschalter den Spei- cherkondensator C 12 parallel zum zu schützenden Schalter Si l. Die Energie dieser Netzüberspannung lädt damit den Speicherkondensator C12. üblicherweise haben Speicherkondensatoren Werte im Bereich von einigen Mikrofarad. Die Energie, die transiente Netzüberspannungen üblicherweise aufweisen, führt am Speicherkondensator C 12 nur zu einem Spannungsanstieg von einigen Volt, die keine Gefahr für den Schalttransistor Si l darstellen. Wird für den Speicherkondensator C 12 ein Elektrolytkondensator gewählt, so kann auch dessen bekannter Zenereffekt genutzt werden.

Vorteilhaft, wird für den Ableitschalter Th ein Thyristor eingesetzt, da bereits kostengünstige Thyristoren hohe Ströme tragen können. Auch die Eigenschaft eines Thyristors sich selbst zu löschen, kann vorteilhaft genutzt werden.

In Figur 2 ist ein Ausführungsbeispiel einer Treiberschaltung gezeigt, die dafür geeignet ist einen Thyristor anzusteuern, der für den Ableitschalter Th verwendet wird. Bei der Verwendung eines Thyristors muss darauf geachtet werden, dass er nicht durch eine bekannte, unerwünschte über- Kopf -Zündung gezündet wird. Immer wenn der Schalttransistor Si l öffnet steigt die Spannung an der Anode des Thyristors

schnell an und es besteht die Gefahr einer über- Kopf -Zündung. Besonders hoch ist die Gefahr bei der Inbetriebnahme einer erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung. Der Speicherkondensator C 12 am Ausgang des Spannungswandlers ist bei der Inbetriebnahme noch entladen womit die Ausgangsspannung Null ist. Damit ergibt sich eine hohe momentane Spannung zwischen Anode und Kathode des Thyristors und die Gefahr einer über-Kopf-Zündung.

Um dies zu verhindern legt die Treiberschaltung gemäß Figur 2 am Gate des Thyristors Th bezüglich der Kathode des Thyristors Th immer dann eine negative Spannung an, falls ein Steuerschalter S22 geöffnet ist, d.h. wenn aufgrund fehlender Netzüberspannung keine Triggerung des Thyristors Th gewünscht ist. Beim Steuerschalter S22 handelt es sich um einen Bipolartransistor, dessen Basis mit der Detektorschaltung DET gekoppelt ist. Wenn die Detektorschaltung eine Netzüberspannung registriert, gibt sie eine Signal an den Steuerschalter S22 ab, das diesen in den leitenden Zustand versetzt und damit die Triggerung des Thyristors Th auslöst. Liegt keine Netzüberspannung vor, liegt am Gate des Thyristors Th eine negative Spannung an.

Dies wird gemäß Figur 2 erreicht durch eine Hilfsdrossel L21, die mit ihrem ersten Anschluss galvanisch mit der Kathode des Thyristors Th gekoppelt ist, wobei die Hilfsdrossel L21 mit der Speicherdrossel LI l derart magnetisch gekoppelt ist, dass an ihrem zweiten Anschluss eine negative Schutz-Spannung bezüglich ihres ersten Anschlusses anliegt, falls an der Speicherdrossel LI l eine negative Spannung bezüglich der Eingangsklemme J2 anliegt.

Die negative Schutz-Spannung lädt über eine Diode D22 einen Kondensator C22. Die Spannung an C22 ist über eine Serienschaltung von Widerständen R23 und R24 zwischen Gate und Kathode des Thyristors geschaltet. Zwischen R23 und R24 bildet sich ein dritter Knoten N3.

Eine positive Spannung an der Hilfsdrossel lädt über eine Diode D21 einen Kondensator C21. Die Spannung an C21 wird über einen Hilfsschalter S21, den Knoten N3 und R24 zwischen Gate und Kathode des Thyristors Th geschaltet. Solange S21 geöffnet ist liegt also am Gate eine negative Spannung an, wodurch ein über-Kopf-

Zünden vermieden wird. Sobald S21 schließt wird der Thyristor Th durch die positive Spannung an C21 gezündet.

Im Ausführungsbeispiel nach Figur 2 wird der Hilfsschalter S21 von einem PNP Bipolartransistor gebildet, der mit dem Emitter an C21 und mit dem Kollektor mit dem dritten Knoten N 3 gekoppelt ist. Zwischen Basis und Emitter ist ein Widerstand R21 geschaltet. Der Steuerschalter S22 ist ein NPN Bipolartransistor der mit seinem Emitter am Bezugspotenzial M angeschlossen ist. Der Kollektor von S22 ist über einen Widerstand R22 mit der Basis von S21 verbunden. Die Basis von S22 ist mit Detektorschaltung DET verbunden.

Solange die Detektorschaltung DET kein Signal abgibt, ist S22 geöffnet, womit auch S21 geöffnet ist und am Gate des Thyristors eine negative Spannung anliegt. Es liegt keine Netzüberspannung vor.

Liegt eine Netzüberspannung vor, schaltet die Detektorschaltung DET den Steuerschalter S22 durch, wodurch auch S21 durchschaltet und der Thyristor zündet. Der Schalter Si l des Wandlers ist geschützt.

Die Schaltungsanordnung bestehend aus R21, R22, R23, R24, S22 und S21 ist in der Literatur als Boostrap-Schaltung bekannt. Diese Schaltung findet Verwendung, wenn ein Schalter, dessen Ansteuersignal nicht massebezogen ist, wie im vorliegenden Fall das Gate des Thyristors, durch ein massebezogenes Signal einer Steuereinrichtung geschaltet werden soll. Dieses massebezogenes Signal kommt im vorliegenden Fall von der Detektorschaltung DET. Die Boostrap-Schaltung in Figur 2 ist nur beispielhaft zu verstehen. In gleicher Weise können auch andere dem Fachmann geläufige Boostrap-Schaltungen Verwendung finden. Beispielsweise kann die Boostrap- Schaltung mit Feldeffekt- Transistoren aufgebaut sein oder die Potenzialdifferenz, die im Beispiel durch S22 überbrückt wird kann durch einen übertrager überbrückt sein.

Wesentlich ist die Bereitstellung einer positiven und einer negativen Spannung an C21 und C22. Beliebig ist die Boostrap-Schaltung, die abhängig von der Detektor-

schaltung DET entweder die positive oder die negative Spannung auf das Gate des Thyristors schaltet.

Am ersten Knoten NI l und am Anschluss J4 wird der Wandler, beispielsweise der SEPIC aus Figur 1 angeschlossen. Dies ist in Figur 2 durch gestrichelte Linien ange- deutet. Dabei entsprechen sich jeweils Knoten NI l und Anschluss J4 aus Figur 1 und Figur 2.