Sehaltungsanordnung Die Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung mit einem Antennenport, einem Sendeport und einem Empfangsport, wobei der Sende- und der Empfangsport jeweils mit dem Antennenport verbunden sind. Im Stand der Technik sind Schaltungen bekannt, bei denen

Sende-, Empfangs- und Antennenport jeweils mit einem Eingang eines Duplexers verbunden sind. Hierbei werden an den

Duplexer sehr hohe Anforderungen gestellt, da dieser sehr hohe Sendeleistungen zur Antenne leiten muss und gleichzeitig Signale mit einer kleinen Empfangsleistung von der Antenne verlustarm zum Empfängerport leiten muss. Eine wichtige

Kenngröße der Duplexerschaltung ist die Isolation, die angibt, wie gut ein Empfangsport vor der hohen Sendeleistung eines Sendeports geschützt ist. Aufgrund der endlichen

Isolation eines realen Duplexers gelangt stets ein kleiner parasitärer Anteil eines Sendesignals vom Sendeport zum

Empfangsport .

US2009/0296790A1 beschreibt eine Schaltung, bei der die drei Ports über drei 90° Hybride sowie zwei Ferrit-Zirkulatoren miteinander verschaltet sind. Eine solche Schaltung gewährleistet eine gute Isolation. Das vom Sendeport gesendete Signal wird zunächst in zwei um 90° relativ zueinander phasenverschobene Signale aufgespalten. Diese beiden Signale interferieren am Antennenport konstruktiv und am Empfangsport destruktiv. Die in dieser Schrift beschriebene Schaltung wird in der Radartechnik eingesetzt, in der keine hohen

Anforderungen an die Selektion gestellt werden, so dass letztere hier keine Rolle spielt. Die Selektion beschreibt das Verhältnis zwischen der Abstrahlleistung im Durchlassbereich und der Dämpfung außerhalb des Durchlassbereichs. Dementsprechend können hier Ferrit-Zirkulatoren verwendet werden, die eine sehr schlechte Selektion aufweisen.

In der Mobilfunktechnik sind dagegen Sende- und Empfangsfrequenz unterschiedlich, wobei die Empfangsleistung sehr gering ist. Um das Empfangssignal verarbeiten zu können, ist hier eine hohe Selektion zwischen Sende- und Empfangsfrequenz entscheidend .

US 2010/0148886 AI beschreibt einen Duplexer, der zwei 90° Hybride aufweist. Die 90° Hybride sind derart verschaltet, dass ein parasitäres Signal auf zwei Pfaden von einem

Sendeport zu einem Empfangsport gelangt. Auf einem der beiden Signalpfade wird das Signal um 180° phasenverschoben, so dass Signale, die entlang verschiedener Pfade zum Empfangsport gelangen, am Empfangsport destruktiv interferieren.

Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es, die Isolation und die Selektion für eine Schaltung mit Sende-, Empfangs- und Antennenport weiter zu verbessern. Diese Aufgabe wird durch eine Schaltungsanordnung mit den

Merkmalen von Anspruch 1 gelöst. Vorteilhafte Ausgestaltungen der Erfindung ergeben sich aus weiteren Ansprüchen.

Es wird eine Schaltungsanordnung mit einem Antennenport, einem Sendeport und einem Empfangsport vorgeschlagen, bei der der Antennen-, der Sende- und der Empfangsport jeweils mit zumindest einem 90° Hybrid verbunden sind. Ein 90° Hybrid teilt ein Eingangssignal in zwei Ausgangssignale auf, wobei die beiden Ausgangssignale eine relative Phasenverschiebung von 90° zueinander aufweisen. Die erfindungsgemäße

Schaltungsanordnung weist ferner zwei Duplexer auf, die derart verschaltet sind, dass die beiden Ausgangssignale, die der an den Sendeport angeschlossene Hybrid ausgibt, an dem Antennenport konstruktiv interferieren und von den beiden Ausgangssignale verursachte parasitäre Signale an dem

Empfangsport destruktiv interferieren. Eine konstruktive Interferenz zweier Signale entsteht, wenn die beiden Signale zueinander nicht phasenverschoben sind. Zur destruktiven Interferenz kommt es, wenn die beiden Signale eine

Phasenverschiebung von 180° relativ zueinander aufweisen.

Der Einsatz von Duplexern in der erfindungsgemäßen

Schaltungsanordnung bietet gegenüber der aus dem Stand der Technik bekannten Verwendung von Zirkulatoren deutliche

Vorteile. Während ein Zirkulator ein eingehendes Signal lediglich an den entsprechenden Anschluss weiterleitet, besitzt ein Duplexer eine Filtercharakteristik. Dementspre- chend ist die Selektion bei Duplexern deutlich besser.

Außerdem ist eine Schaltung mit Zirkulatoren fehleranfällig bezüglich Falschzuordnungen am Antennenport. Ein weiterer Nachteil der Zirkulatoren ist ihre hohe Größe. Ein 90° Hybrid ist ein Schaltungsnetzwerk mit vier

Anschlüssen 101, 102, 103, 104. Die Funktionsweise wird anhand eines 90° Hybrids aus diskreten Elementen erläutert, wie in Figur 16 dargestellt. Der 90° Hybrid ist symmetrisch aufgebaut. Es werde am Anschluss 101 ein Signal angelegt. Die Verbindung des Anschlusses 101 mit dem Anschluss 102 wird dann zur Hauptleitung 105. Die Hauptleitung 105 weist eine Induktivität 106 auf. Diese Induktivität 106 ist mit einer weiteren Induktivität 107 in einer Nebenleitung 108 magnetisch gekoppelt. Dementsprechend wird ein Anteil des Eingangssignals aus der Hauptleitung 105 ausgekoppelt und in die Nebenleitung 108 eingekoppelt. Der Anschluss 103 ist mit einer Impedanz Zo verbunden und durch diese Impedanz

terminiert. Sind die Impedanzen der Anschlüsse 102 und 103 entsprechend angepasst, so wird fast das gesamte am Anschluss

101 eingekoppelte Signal an diesen beiden Anschlüssen 102, 103 ausgekoppelt. Dementsprechend wird am Anschluss 104 fast kein Signalanteil ausgegeben und dieser ist praktisch

isoliert.

Die Signale, die an den beiden Anschlüssen 102 und 103 ausgegeben werden, sind relativ zueinander phasenverschoben. Die relative Phasenverschiebung zueinander beträgt 90°+Δη. Δη beträgt für einen idealen 90° Hybrid 0°. In einem realen 90° Hybrid sind für Δη etwa 3° üblich.

Im allgemeinsten Fall gibt der 90° Hybrid an dem Anschluss

102 ein Signal aus, das um den Winkel Φι gegenüber dem

Eingangssignal phasenverschoben ist, während am Anschluss 103 ein Signal ausgegeben wird, das um den Winkel Φ ₂ gegenüber dem Eingangssignal phasenverschoben ist. Bei einem idealen 90° Hybrid gilt ferner 1 Φ ₂ - Φι | = 90°. Die Winkel Φι und Φ ₂ können beispielsweise die Werte 0° und 90° oder die Werte - 45° und +45° annehmen.

Über die Kopplungskonstante der magnetischen Kopplung kann eingestellt werden, welcher Signalanteil von der Hauptleitung 105 ausgekoppelt und in die Nebenleitung 108 eingekoppelt wird.

Es sind verschiedene Alternativen zu einem 90° Hybrid, der aus diskreten Elementen aufgebaut ist, bekannt. Ein 90° kann beispielsweise aus Mikrostreifenleitern aufgebaut sein, wie der sogenannter Lange Coupler. Eine weitere Möglichkeit ist ein Branch-Line-Coupler . Das Funktionsprinzip bleibt jedoch stets unverändert. Aus einer Hauptleitung wird ein gewisser Signalanteil ausgekoppelt und in eine Nebenleitung eingekop ^¬ pelt. Ein Anschluss dieser Nebenleitung ist in seiner

Impedanz angepasst, so dass hier ein phasenverschobenes Signal ausgegeben wird. Der andere Anschluss ist isoliert. Wird keine Impedanzanpassung vorgenommen, so wird auch an dem isolierten Anschluss ein nicht zu vernachlässigender

Signalanteil ausgegeben.

Der 90° Hybrid wird im Wesentlichen für die folgenden zwei Funktionen verwendet: ein Eingangssignal, das an einem ersten Anschluss eines 90° Hybrids anliegt, wird in Form von zwei Ausgangssignalen an zwei weiteren Anschlüssen wieder

ausgegeben. Die Ausgangssignale weisen je etwa die halbe Signalstärke des Eingangssignals auf und haben daher eine Signalstärke, die jeweils um etwa 3 dB geringer ist als die Signalstärke des Eingangssignals. Bei einem idealen 90°

Hybrid ist die Signalstärke der beiden Ausgangssignale um genau 3 dB geringer. Bei einem realen 90° Hybrid wird dieser Wert jedoch auf Grund von Verlusten nicht exakt erreicht. Außerdem liegt eine relative Phasenverschiebung zwischen den beiden Ausgangssignalen von etwa 90° vor.

Komplementär dazu kann ein 90° Hybrid auch dazu verwendet werden, zwei Signale, die an zwei Anschlüssen anliegen, zu addieren. Dabei wird eines der Signale vor der Addition um 90° phasenverschoben.

Ferner weist ein 90° Hybrid einen vierten Anschluss auf. Wird ein Eingangssignal an einem ersten Anschluss angelegt, so wird an dem zweiten und dritten Anschluss ein Ausgangssignal mit einer um etwa 3dB geringeren Signalstärke ausgegeben. Am vierten Anschluss wird im Regelfall kein Signal ausgegeben. Dabei wird allerdings davon ausgegangen, dass eine Impedanz- anpassung zwischen allen vier Anschlüssen des 90° Hybrids besteht. Ist die Impedanz der Anschlüsse nicht angepasst, so wird ein nicht zu vernachlässigender Signalanteil über den vierten Anschluss ausgegeben. Die vier Anschlüsse werden oft entsprechend ihrer Funktion mit „Input", „Output 1", „Output 2" und „Isolated" bezeich ^¬ net. Da ein 90° Hybrid symmetrisch aufgebaut ist, kann jeder der vier Anschlüsse jede der Funktionen „Input", „Output 1", „Output 2" oder „Isolated" übernehmen. Dieses ist lediglich davon abhängig, an welchen Anschluss ein Eingangssignal angelegt wird.

Die Charakteristik eines 90° Hybrids wird anhand der Figuren 1 und 2 verdeutlicht. Figur 1 zeigt die Durchlasscharak- teristik eines 90° Hybrids, bei dem am Anschluss „Input" ein Signal angelegt wird. Der 90° Hybrid ist für eine Design ^¬ frequenz von 2 GHz ausgelegt und der Anschluss „Isolated" ist mit 50Ω terminiert. Die Kurve S12 beschreibt die

Einfügedämpfung für den Anschluss „Output 1" und die Kurve S13 gibt entsprechend die Einfügedämpfung für den Anschluss „Output 2" an. Die Kurven S12 und S13 schneiden sich bei der Designfrequenz von 2 GHz. Dementsprechend sind bei dieser Frequenz die Signalstärken der beiden Ausgangssignale

identisch. Die Kurve S23 gibt ferner die Isolation des 90° Hybrids an. Bei der Designfrequenz ist diese Isolation maximal . Figur 2 zeigt ferner die relative Phasenverschiebung der beiden Ausgangssignale abhängig von der Frequenz eines

Eingangssignals. Es wird wiederum von einem 90° Hybrid mit einer Designfrequenz von 2 GHz ausgegangen. Figur 2 ist zu entnehmen, dass im Idealfall nur bei dieser Designfrequenz auch wirklich eine relative Phasenverschiebung von 90° zwischen den beiden Ausgangssignalen auftritt. Weist das Eingangssignal eine geringere Frequenz auf, so ist auch die relative Phasenverschiebung der beiden Ausgangssignale kleiner als 90°. Umgekehrt führt ein Eingangssignal mit einer Frequenz, die größer ist als Designfrequenz, zu zwei

Ausgangssignalen, die eine relative Phasenverschiebung von mehr als 90° zueinander aufweisen. Alternativ sind auch

Designs eines 90° Hybriden möglich, bei denen eine Eingangs- frequenz, die geringer ist als die Designfrequenz, zu einer relativen Phasenverschiebung von mehr als 90° der beiden Ausgangssignale führt und eine Eingangsfrequenz, die größer ist als die Designfrequenz, zu einer relativen Phasenverschiebung von weniger als 90° der beiden Ausgangssignale führt.

In einer bevorzugten Ausgestaltung der Erfindung sind die drei Anschlüsse jedes der beiden Duplexer jeweils mit einem 90° Hybrid verbunden. Dabei ist zwischen Sende-, Empfangs ^¬ und Antennenport und den beiden Duplexern jeweils ein 90° Hybrid angeordnet. Dementsprechend liegt an den beiden

Duplexern jeweils ein Signal mit einer um etwa 3dB geringeren Signalstärke an verglichen mit einer Schaltung, bei der

Sende-, Empfangs- und Antennenport direkt mit einem Duplexer verbunden sind. Daraus ergibt sich, dass es nunmehr möglich ist, Duplexer zu verwenden, die einer kleineren Maximalleistung standhalten. Solche Duplexer bieten häufig Vorteile, etwa eine geringere Größe, einen einfacheren Aufbau und damit einen geringeren Preis oder alternativ bei gleichem Preis eine bessere Einfügedämpfung im Durchlassbereich.

In dieser Ausgestaltung wird einer der beiden Duplexer mit dem 90° Hybrid am Empfangsport derart verbunden, dass dieser 90° Hybrid ein relativ zu seinem Eingangssignal vom Empfangs ^¬ port ein um den Winkel Φι phasenverschobenes Ausgangssignal an den Duplexer ausgibt. Dieser erste Duplexer ist ferner derart mit dem 90° Hybrid am Sendeport verbunden, dass dieser 90° Hybrid ein relativ zu seinem Eingangssignal vom Sendeport um den Winkel Φι phasenverschobenes Ausgangssignal an den Duplexer ausgibt. Auf diese Weise wird ein erster Signalpfad von Sendeport zu Empfangsport definiert, auf dem eine

Gesamtphasenverschiebung von zweimal Φι entsteht.

Ferner ist hier der andere der beiden Duplexer derart mit dem mit dem Empfangsport verbundenen 90° Hybrid verbunden, dass dieser 90° Hybrid ein relativ zu seinem Eingangssignal vom Empfangsport um um den Winkel Φ ₂ phasenverschobenes

Ausgangssignal an den Duplexer ausgibt. Dieser andere der beiden Duplexer ist des Weiteren derart mit dem mit dem

Sendeport verbundenen 90° Hybrid verbunden, dass dieser 90° Hybrid ein relativ zu seinem Eingangssignal vom Sendeport um den Winkel Φ ₂ phasenverschobenes Ausgangssignal an den

Duplexer ausgibt. In diesem zweiten Pfad zwischen Empfangsport und Sendeport addieren sich die Phasenverschiebungen so, dass sich insgesamt für das Signal eine Phasenverschiebung von zweimal Φ ₂ ergibt.

Dementsprechend liegen nun zwei Signalpfade zwischen Sende- und Empfangsport vor, die eine Phasenverschiebung von zweimal Φι bzw. zweimal Φ ₂ relativ zum Signal, das vom Sendeport ausgegeben wurde, aufweisen. Die 90° Hybride sind derart eingestellt, dass der Betrag der Differenz der Winkel Φι und Φ2 etwa 90° \ Φ - Φ ₂ \ ~ 90° beträgt. In diesem Fall weisen die beiden Signalpfade eine relative Phasenverschiebung von 180° zueinander auf. Daher ergibt sich am Empfangsport eine destruktive Interferenz, so dass sich die beiden Signale quasi auslöschen. Idealerweise löschen sich bei einem

symmetrischen Aufbau mit zwei baugleichen Duplexern 4, 5 und gleicher Pfadlänge, der Signalpfade 24, 25 die beiden Signale zu 100% aus.

Ferner sind in dieser Ausgestaltung beide Duplexer jeweils mit einem der Ausgänge des mit dem Antennenport verbundenen Hybrids verbunden. Die erfindungsgemäße Schaltungsanordnung ermöglicht es, die Isolation von Sende- und Empfangskanal zu verbessern.

Dementsprechend ist nunmehr auch der Einsatz von Duplexern möglich, die für sich alleine genommen keine hinreichende Isolation der beiden Kanäle liefern. Hierzu zählen insbeson- dere Duplexer, die in der Frequenz abstimmbar ausgebildet sind. Ein solcher so genannten tunable Duplexer erlaubt es, das Passband dieses Duplexers innerhalb eines Abstimmbereichs (Tuningbereichs) zu verschieben und so an die jeweils

erforderlichen Sende- und Empfangskanäle anzupassen. Durch die erfindungsgemäße Schaltungsanordnung kann auch bei tunable Duplexern die Isolation zwischen Sende- und

Empfangsport maximiert werden.

Die 90° Hybride können aus diskreten Elementen oder als

Mikrostreifenleiter aufgebaut sein. 90° Hybride, die als

Mikrostreifenleiter ausgestaltet sind, werden auch als Lange- Coupler bezeichnet. Die Duplexer können akustische Bauelemente sein, insbesondere SAW-Duplexer (Surface Acoustic Wave) oder BAW-Duplexer (Bulk Acoustic Wave) . Ferner könnte auch ein Hybrid-Duplexer eingesetzt werden, der SAW- und BAW-Wandler aufweist. Alternativ sind auch Duplexer aus diskreten Elementen möglich, sowie Duplexer, deren Sende- und Empfangsfilter unterschiedliche Technologien verwenden, sogenannte Hybridduplexer . Ferner können die Duplexer auch Kombinationen von Hochpässen und Tiefpässen aufweisen.

Die erfindungsgemäße Schaltungsanordnung kann auch ohne

Einsatz von frequenzabstimmbaren Duplexern für verschiedene Frequenzbänder ausgelegt sein, wobei die Schaltungsanordnung dann pro Frequenzband zwei Duplexer umfasst und Mittel zum Umschalten zwischen den verschiedenen Duplexern und Frequenzbändern aufweist. Hierbei ist es ferner möglich, dass die Schaltungsanordnung für jedes Frequenzband einen getrennten Empfangsport und einen eigenen 90° Hybrid aufweist, wobei die Mittel zum Umschalten den Sendeport wahlweise mit den

unterschiedlichen Frequenzbändern zugeordneten Duplexern verbinden .

Die vorliegende Erfindung betrifft ferner ein Modul, das eine erfindungsgemäße Schaltungsanordnung aufweist. Dabei können die Duplexer und/oder die 90° Hybride als diskrete Bauele ^¬ mente auf dem Modulsubstrat montiert oder in Form von

strukturierten Metallisierungen zumindest teilweise in das Modulsubstrat integriert sein. Ferner können in das Modul ^¬ substrat Bauelemente integriert sein, die es ermöglichen, die Duplexer auf verschiedene Frequenzen einzustellen. Hierzu zählen beispielsweise Schalter oder abstimmbare Komponenten. Duplexer und Hybride können insbesondere in Form von L-, C- und R-Gliedern in ein mehrschichtiges Modulsubstrat

integriert sein. Ferner betrifft die Erfindung ein Gerät zur drahtlosen

Kommunikation im Hochfrequenzbereich, das eine Schaltungsanordnung gemäß einem der Ansprüche 1-19 aufweist. Außerdem betrifft die Erfindung ein Gerät zur drahtlosen Kommunikation im Hochfrequenzbereich, das ein Front-End Modul aufweist, welches wiederum ein Modul gemäß einem der Ansprüche 20-23 aufweist .

Im Folgenden wird die Erfindung anhand von Ausführungsbei ^¬ spielen und der dazugehörigen Figuren näher erläutert. Die Figuren zeigen anhand schematischer und nicht maßstabsgetreuer Darstellungen verschiedene Ausführungsbeispiele der Erfindung .

Figur 1 zeigt die Durchlasscharakteristik eines 90°

Hybrids . zeigt die relative Phasenverschiebung der beiden Ausgangssignale abhängig von der Frequenz eines Eingangssignals für einen 90° Hybrid. zeigt eine erfindungsgemäße Schaltungsanordnung.

Figur 4 zeigt die Schaltungsanordnung aus Figur 1, wobei zwei Signalpfade zwischen Sendeport und

Empfangsport markiert sind. Figur 5 zeigt die Durchlasscharakteristik und Isolation eines abstimmbaren Duplexers aus diskreten Elementen . Figur 6 zeigt die Durchlasscharakteristik und Isolation

einer erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung aufweisend drei 90° Hybride und zwei abstimmbare Duplexer aus diskreten Elementen. Figur 7 zeigt die Durchlasscharakteristik und Isolation

eines SAW-Duplexers .

Figur 8 zeigt die Durchlasscharakteristik und Isolation

einer erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung aufweisend drei 90° Hybride und zwei SAW-Duplexer .

Figur 9 zeigt die Durchlasscharakteristik und Isolation

eines SAW-Duplexers bei einem Stehwellenverhält ^¬ nissen von 3:1 und verschiedenen Belastungswinkeln.

Figur 10 zeigt die Durchlasscharakteristik und Isolation

einer erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung aufweisend drei 90°Hybride und zwei SAW-Duplexer bei einem Stehwellenverhältnissen von 3:1 und verschiedenen Belastungswinkeln.

Figur 11 zeigt die Durchlasscharakteristik und Isolation

eines SAW-Duplexers, der nicht in der Frequenz innerhalb eines Frequenzbandes einstellbar ist.

Figur 12 zeigt die Durchlasscharakteristik und Isolation

eines tunable Duplexers für verschiedene Einstellungen . Figur 13 zeigt eine erfindungsgemäße Schaltungsanordnung, bei der zwischen verschiedenen Frequenzbändern umgeschaltet werden kann. Figur 14 zeigt ein ähnliche Schaltungsanordnung wie Figur

11, wobei hier für jedes Frequenzband ein eigener Empfangsport vorgesehen ist.

Figur 15 zeigt eine Ausgestaltung der erfindungsgemäßen

Schaltungsanordnung mit unbalanced/balanced-

Duplexern und einem balanced-Empfangsport .

Figur 16 zeigt einen 90° Hybrid aus diskreten Elementen Figur 3 zeigt eine erfindungsgemäße Schaltungsanordnung.

Diese Schaltungsanordnung weist einen Sendeport 1, einen Antennenport 2 und einen Empfangsport 3 auf. Eine solche Schaltungsanordnung kann beispielsweise im Mobilfunk

eingesetzt werden. Hier sind Sendeport 1 und Empfangsport 3 über verschiedene Pfade mit dem gleichen Antennenport 2 verbunden. Entscheidende Kenngrößen einer solchen Schaltung sind die Selektion sowie die Isolation. Die Isolation ist ein Maß dafür, welcher Anteil eines Sendesignals vom Sendeport 1 den Empfangsport 3 erreicht. Ein solches Signal ist üblicher- weise unerwünscht. Die vom Empfangsport 3 empfangenen Signale weisen im Mobilfunk lediglich eine sehr kleine Signalstärke auf. Daher ist es entscheidend, dass dieses Signal nicht zusätzlich noch durch ein parasitäres Signal vom Sendeport 1 gestört wird.

Die Selektion beschreibt das Verhältnis zwischen der

Abstrahlleistung im Durchlassbereich und der Dämpfung

außerhalb des Durchlassbereichs. Auf Grund der im Mobilfunk sehr kleinen Empfangsleistungen ist eine hohe Selektion von Empfangssignal und Sendesignal wichtig.

Die erfindungsgemäße Schaltungsanordnung weist ferner zwei Duplexer 4, 5 und drei 90° Hybride 6, 7, 8 auf. Der Sendeport 1 ist an einen Anschluss 9 eines 90° Hybrids 6 angeschlossen. Ein Eingangssignal, das an diesem Anschluss 9 anliegt, wird von dem 90° Hybrid 6 an den Anschlüssen 10 und 11 ausgegeben, wobei die ausgegebenen Signale zueinander um 90° phasenver- schoben sind und eine um etwa 3 dB geringere Signalstärke gegenüber dem Eingangssignal aufweisen. Am Anschluss 10 wird ein Signal ausgegeben, das um Φ2 gegenüber dem Eingangssignal des 90° Hybrids 6 phasenverschoben ist. Das am Anschluss 11 ausgegebene Signal ist um den Winkel Φι gegenüber dem

Eingangssignal phasenverschoben. Des Weiteren liegt am vierten Anschluss 12 des 90° Hybrids 6 ein Lastwiderstand 13 an, beispielsweise ein Lastwiderstand 13 von 50 Ω. Dieser sorgt für eine Impedanzanpassung. Die Anschlüsse 10 und 11 des 90° Hybrids 6 sind jeweils mit einem Duplexer 4 bzw. 5 verbunden.

Der Empfangsport 3 ist ebenfalls mit einem 90° Hybrid 8 verbunden und zwar mit einem Anschluss 14 dieses 90° Hybrids 8. Die Anschlüsse 15 und 16 dieses 90° Hybrids 8 sind

ebenfalls jeweils mit einem Duplexer 4 bzw. 5 verbunden. Der vierte Anschluss 17 des 90° Hybrids 8 ist über einen

Lastwiderstand 18 geerdet.

Der Antennenport 2 ist mit einem 90° Hybrid 7 verbunden, und zwar mit dem Anschluss 19 des 90° Hybrids 7. Die Anschlüsse 20 und 21 dieses 90° Hybrids 7 sind jeweils mit einem

Duplexer 4 bzw. 5 verbunden. Der Anschluss 22 des 90° Hybrids 7 ist über einen Lastwiderstand 23 geerdet. Die 90° Hybride 6, 7, 8 und die Duplexer 4, 5 sind derart miteinander verschaltet, dass sich Sendesignale, die aufgrund einer endlichen Isolation der Duplexer 4, 5 den Empfangsport 3 erreichen, im Idealfall gegenseitig aufheben.

Figur 4 zeigt die in Figur 3 dargestellte Schaltungsanord ^¬ nung, wobei verschiedene Signalpfade 24, 25 zwischen

Sendeport 1 und Empfangsport 3 markiert sind. Ein Signal, das vom Sendeport 1 ausgeht, wird in dem 90° Hybrid 6 zunächst in zwei um 90° relativ zueinander phasenverschobene Ausgangs ^¬ signale aufgeteilt, wobei das Signal, das an Anschluss 11 ausgegeben wird, um Φι gegenüber dem Eingangssignal

phasenverschoben ist und das Signal, das an Anschluss 10 ausgegeben wird, um Φ ₂ gegenüber dem Eingangssignal

phasenverschoben ist. Das am Anschluss 11 ausgegebene

Ausgangssignal erreicht den Duplexer 4 und wird an diesem über den Hybrid 7 zum Antennenport 2 weitergeleitet. Aufgrund der endlichen Isolation des Duplexers 4 wird ein gewisser Anteil des Signals als parasitäres Signal an den 90° Hybrid 8 weitergegeben, der mit dem Empfangsport 3 verbunden ist. Der 90° Hybrid 8 leitet das Signal von Anschluss 16 an den

Anschluss 14 weiter, wobei eine Phasenverschiebung um Φι auftritt. Dementsprechend erreicht das Sendesignal über den Signalpfad 24, der durch eine durchgezogene Linie markiert ist, den Empfangsport 3 mit einer Phasenverschiebung von zweimal Φι .

Ein zweiter Anteil des vom Sendeport 1 ausgegebenen Signals wird von dem 90° Hybrid 6 an den Anschluss 10 ausgegeben. Dabei wird das Signal um Φ ₂ phasenverschoben. Dieses Signal erreicht nun den zweiten Duplexer 5. Dort wird es zum

Antennenport 2 weitergeleitet. Aufgrund der endlichen

Isolation wird jedoch ein gewisser Signalanteil an den 90° Hybrid 8 weitergeleitet, der mit dem Empfangsport 2 verbunden ist. Das Signal wird in diesem 90° Hybrid 8 erneut um Φ ₂ phasenverschoben, so dass es insgesamt mit einer Phasenverschiebung von zweimal Φ ₂ den Empfangsport 3 erreicht. In Figur 4 ist der Signalpfad 25 als gestrichelte Linie

eingezeichnet .

Die 90° Hybride sind derart gewählt, dass für die beiden Ausgangssignale stets gilt, dass der Betrag der Differenz der beiden Phasenverschiebungen nahezu 90° beträgt, | Φι - Φ2 | * 90°. Dementsprechend erreichen über die beiden Signalpfade 24, 25 zwei parasitäre Signale, die eine relative Phasen ^¬ verschiebung von idealerweise -180° zueinander aufweisen, den Empfangsport 3. Hier löschen sie sich aufgrund von destruk- tiver Interferenz gegenseitig aus. Um eine möglichst gute

Übereinstimmung der Signalintensitäten und Phasen der beiden parasitären Signale zu erzielen, sollten die beiden Duplexer 4, 5 baugleich zueinander sein und die Längen der beiden Signalpfade 24, 25 übereinstimmen.

Um eine möglichst geringe Bauteilhöhe zu erreichen, könnten sich aber durch das Design Einschränkungen hinsichtlich der Länge der beiden Signalpfade 24, 25 ergeben. Designbedingt könnte beispielsweise der Pfad 24 geringfügig länger sein als der Pfad 25. Um ein solches asymmetrisches Layout auszuglei ^¬ chen, könnten die 90° Hybride 6, 7, 8 derart eingestellt werden, dass die Phasenverschiebung der beiden Ausgangssignale nicht exakt 90° beträgt, sondern von diesem Wert geringfügig abweicht. Es könnte beispielsweise eine

Phasenverschiebung von 92° gewählt werden. Hierzu könnten die 90° Hybride auf eine Designfrequenz ausgelegt sein, die geringfügig geringer als die tatsächlichen Frequenz eines Sendesignals ist. Wie im Zusammenhang mit Figur 2 bereits oben diskutiert wurde, ergibt sich dadurch eine relative Phasenverschiebung zwischen den beiden Ausgangssignalen von etwas mehr als 90°. Natürlich ist auch der umgekehrte Fall möglich. Aus

Designgründen könnte eine relative Phasenverschiebung

zwischen den beiden Ausgangssignalen von etwas weniger als 90° gewünscht sein. In diesem Fall könnten die 90° Hybride auf eine Designfrequenz eingestellt sein, die etwas höher als die Frequenz des Eingangssignals ist.

Insgesamt erlauben es die 90° Hybride 6, 7, 8 somit, kleine Asymmetrien in der Länge der Signalpfade 24, 25

auszugleichen .

Es ist ferner möglich, dass die 90° Hybride hinsichtlich einer möglichst geringen Bauteilgröße optimiert werden. Dabei könnte es designbedingt nicht möglich sein, die 90° Hybride auf eine relative Phasenverschiebung von 90° zwischen den beiden Ausgangssignalen einzustellen. In diesem Fall könnten eine durch die 90° Hybride vorgegeben Phasenverschiebung von nicht exakt 90° dadurch ausgeglichen werden, dass ein leicht unsymmetrisches Layout gewählt wird. Im Folgenden wird von 90° Hybriden, die zwei Ausgangssignale mit einer relativen Phasenverschiebung von exakt 90°

ausgeben, und von einem symmetrischen Layout mit identischen Signalpfadlängen ausgegangen, dabei weist das eine Ausgangssignal eine relative Phasenverschiebung von Φι gegenüber dem Eingangssignal und das andere Ausgangssignal eine relative Phasenverschiebung von Φ ₂ gegenüber dem Eingangssignal auf. Es gilt im Idealfall die Bedingung | Φ ₂ - Φι I = 90°. Der erste Anteil des Sendesignals, der vom Duplexer 4 in Richtung des Antennenports 2 geleitet wurde, erreicht den 90° Hybrid 7. Hier wird dieses Signal um Φ2 phasenverschoben und am Anschluss 19 ausgegeben. Der zweite Anteil des Sendesig- nals wird vom Duplexer 5 ebenfalls zum Antennenport 2

weitergeleitet. In dem 90° Hybrid 7 erfährt dieses Signal eine Phasenverschiebung um Φι . Dementsprechend besitzen beide Signalanteile beim Antennenport 2 eine relative Phasenver ^¬ schiebung von 90°. Dementsprechend interferieren sie

konstruktiv und die Signalstärken addieren sich.

Figur 5 zeigt die Durchlasscharakteristik für einen einzelnen aus diskreten Elementen aufgebauten Duplexer. Es wird dabei von einem abstimmbaren Duplexer ausgegangen. Die Kurve S2 ₁ beschreibt die Einfügedämpfung des Tx Filters, d. h. die Transmission vom Sendeport 1 zum Antennenport 2 in

Abhängigkeit von der Frequenz des Signals. Die Kurve S32 beschreibt die Einfügedämpfung des Rx Filters, d. h. die Transmission vom Antennenport 2 zum Empfangsport 3 in

Abhängigkeit von der Frequenz des Signals. Die Kurve S31 beschreibt die Isolation des Duplexers, d. h. die Trans ^¬ mission eines Signals vom Sendeport 1 zum Empfangsport 3.

Der Sendekanal liegt hier bei 880 MHz und der Empfangskanal bei 925 MHz. Da hier ein abstimmbarer Duplexer angesetzt wurde, deckt der Duplexer kein gesamtes Frequenzband, wie in den Mobilfunkstandards WCDMA (Wideband Code Division Multiple Access) oder LTE (Long Term Evolution) definiert, ab.

Sämtliche Ports des Duplexers sind mit 50 Ω terminiert. Die Markierung 26 in Figur 5 gibt die Isolation bei der Frequenz des Empfangskanals an. Bei einer Frequenz von 0,925 GHz liegt eine Isolation von weniger als 30 dB, insbesondere 28 dB, vor. Diese Isolation ist nicht ausreichend für WCDMA- Anwendungen .

Des Weiteren beschreibt die Kurve Sn die Reflexion am

Sendeport 1. Die Kurve S22 gibt die Rückkopplungsdämpfung am Antennenport an und die Kurve S33 beschreibt die

Rückkopplungsdämpfung am Empfangsport 3. Für diese drei Kurven Sn, S22 und S ₃₃ gilt die auf der rechten Seite

aufgetragene dB-Skala.

Figur 6 zeigt die Durchlasscharakteristik für eine Schaltungsanordnung gemäß der vorliegenden Erfindung. Bei der in Figur 6 gezeigten Kurve werden Duplexer 4, 5 aus diskreten Elementen verwendet und sämtliche Ports 1, 2, 3 sind mit 50 Ω terminiert. In Figur 6 wird die Durchlasscharakteristik für eine Schaltungsanordnung mit abstimmbaren Duplexern gezeigt. Es sind aber auch Schaltungsanordnungen mit Duplexern aus starren, fixen diskreten Elementen im Rahmen der Erfindung möglich .

Genau wie in Figur 5 beschreibt die Kurve S21 die Einfüge ^¬ dämpfung des Tx Filters, d. h. die Transmission vom Sendeport 1 zum Antennenport 2 in Abhängigkeit von der Frequenz des Signals. Die Kurve S ₃ 2 beschreibt die Einfügedämpfung des Rx Filters, d. h. die Transmission vom Antennenport 2 zum

Empfangsport 3 in Abhängigkeit von der Frequenz des Signals. Die Kurve S31 beschriebt die Isolation des Duplexers, d.h. die Transmission eines Signals vom Sendeport 1 zum

Empfangsport 3.

Die Markierung 27 gibt die Isolation bei der Frequenz des Empfangskanals an. Bei einer Frequenz von 0,925 GHz liegt eine Isolation von mehr als 50dB vor. Somit kann durch die erfindungsgemäße Schaltungsanordnung die Isolation um mehr als 20 dB verbessert werden im Vergleich zu einem einzigen Duplexer, wie in Figur 5 gezeigt. Durch die Verwendung von Duplexern 4, 5 mit akustischen

Bauelementen kann die Isolation weiter verbessert werden. Die Figur 7 zeigt die Durchlasscharakteristik eines SAW-Duplexers und Figur 8 zeigt die Durchlasscharakteristik einer

erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung aufweisend drei 90° Hybride 6, 7, 8 und zwei SAW-Duplexer 4, 5. Die Duplexer in den Figuren 7 und 8 sind jeweils für Band VIII ausgelegt.

In Figur 7 zeigt die Markierung 28, dass ein einzelner SAW- Duplexer für eine Empfangsfrequenz von 0,925 GHz eine

Isolation von 45 dB erreicht. Dementsprechend bietet ein SAW- Duplexer für sich genommen bereits eine Isolation, die den in den Standards definierten Anforderungen genügt.

Durch die erfindungsgemäße Schaltungsanordnung und die

Verwendung von SAW-Duplexern kann die Isolation jedoch noch weiter verbessert werden. Figur 8 ist zu entnehmen, dass eine erfindungsgemäße Schaltungsanordnung mit zwei SAW-Duplexern 4, 5 sogar eine Isolation von mehr als -70 dB für die

Empfangsfrequenz von 0,925 GHz ermöglicht. Der entsprechende Punkt der Kurve S±3 ist mit der Markierung 29 gekennzeichnet. Insgesamt zeigen die Figuren 7 und 8, dass sich die Isolation durch die erfindungsgemäße Schaltungsanordnung um fast 30 dB verbessern lässt. Eine solche Verbesserung in der Isolierung bietet deutliche Vorteile hinsichtlich der Designfreiheit bei der Gestaltung der Schaltung. Es ist denkbar, Schaltungsanordnungen in Form von Abzweigfiltern (Ladder Type- und Lattice Type Filter) zu verwenden, die eine geringere Zahl von Resonatoren in den Filtern aufweist. Dadurch kann die Chipgröße verringert werden. Es ist ferner möglich, die Schaltung derart

auszugestalten, dass die verbesserte Isolation eingetauscht wird gegen eine verbesserte Einfügedämpfung, insbesondere da bei der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung an den

Duplexern 4, 5 eine um etwa 3 dB verringerte Signalstärke anliegt und die Duplexer 4, 5 für geringere Maximalsignalen ausgelegt werden können.

Em weiterer Vorteil der erfindungsgemäßen Schaltungsanord nung sind Verbesserungen bei der Impedanzanpassung von Sen und Empfangsport. Bei realen Antennen ändert sich die

Impedanz während der Benutzung durch Interaktion mit den Nutzern .

Den Kurven Sn und S33 in Figur 7 ist zu entnehmen, dass der Reflexionsverlust am Sendeport 1 und am Empfangsport 3 für einen einzelnen SAW-Duplexer, bei dem der Antennenport 2 mit genau 50 Ω terminiert ist, im Durchlassbereich bis zu -20dB beträgt. Figur 8 zeigt, dass bei einer erfindungsgemäßen Schaltung die Reflexionsverluste an Sende- und Empfangsport deutlich geringer sind. Im Durchlassbereich betragen die Reflexionsverluste hier weniger als -40dB.

Die erfindungsgemäße Schaltungsanordnung ist robust gegen Änderungen der Impedanz am Antennenport. Figur 9 zeigt die Durchlasscharakteristik und die Isolation eines Band VIII SAW-Duplexers bei einem Stehwellenverhältnis von 3:1 am Antennenport, wobei verschiedene Belastungswinkel von 0° bis 360° in Schritten von 30° dargestellt sind. Figur 9 ist zu entnehmen, dass die Einfügedämpfung des Tx- und des Rx- Filters im Durchlassbereich Schwankungen von mehr als 2dB unterliegt. Diese Schwankungen sind auf Fehlanpassungen bei dem Antennenport zurückzuführen, die beispielsweise durch den Nutzer herbeigeführt sein können. Figur 10 zeigt die Durchlasscharakteristik einer erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung mit SAW-Duplexern und 90°

Hybriden. Die Figuren 9 und 10 zeigen ferner, dass Verluste bei der Signalübertragung vom Sende- bzw. Empfangsport zur Antenne bei einer erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung vermieden werden können. Wird eine erfindungsgemäße

Schaltungsanordnung verwendet, so wird die Einfügedämpfung des Tx- und des Rx-Filers im Durchlassbereich konstanter. Die Einfügedämpfung unterliegt nun nur noch Schwingungen mit einer Amplitude von weniger als 0,5dB.

Ein Vergleich von Figur 9 und 10 zeigt ferner, dass auch bei einem Stehwellenverhältnis von 3:1 am Antennenport die

Isolation durch die erfindungsgemäße Schaltung deutlich verbessert wird. Ein einzelner Duplexer weist bei einem

Empfangskanal von 0,925 GHz eine minimale Isolation von -42dB auf. Dagegen erreicht die erfindungsgemäße Schaltung für diesen Fall eine minimale Isolation von -52dB, unabhängig von den Fehlanpassungen an der Antenne. Auch hinsichtlich der Reflexionsverluste Sn S22 _/ S33 werden durch die erfindungsgemäße Schaltungsanordnung Verbesserungen erzielt. In Figur 9 beträgt der Reflexionsverlust für einen einzelnen Duplexer am Antennenport -5dB, am Sendeport -lOdB und am Empfangsport -15dB. Bei der erfindungsgemäßen

Schaltung können diese Werte verbessert werden. Der

Reflexionsverlust am Antennenport auf -lOdB und an Sende- und Empfangsport jeweils auf mehr als -15dB. Da insgesamt die Isolation der Schaltungsanordnung entscheidend verbessert wird, ist es nunmehr möglich Bauteile einzusetzen, die für sich allein genommen eine nicht

hinreichende Isolation bieten. Hier sind insbesondere

abstimmbare Duplexer zu nennen. Diese Duplexer können auf gewünschte Frequenzen innerhalb eines Frequenzbandes

eingestellt werden.

Ein Duplexer, der in seiner Frequenz nicht verstellbar ist, muss stets das gesamte Passband abdecken, das in einem

Standard definiert ist. Für das Band 8 beispielsweise

erstreckt sich das Passband des Sendeports von 880 MHz bis 915 MHz und entsprechend für den Empfangsport von 925 MHz bis 960 MHz. Innerhalb dieser Passbänder können verschiedene Sende- und Empfangskanäle gewählt werden. Dabei sind Sende- und Empfangskanal jeweils so gewählt, dass sie gegenseitig einen Frequenzunterschied von 45 MHz, den so genannten

Duplexabstand, aufweisen. Wird dagegen ein in der Frequenz einstellbarer Duplexer verwendet, so kann die Durchlass- Charakteristik dieses Duplexers derart gewählt werden, dass es sich genau auf die verwendeten Sende- und Empfangskanäle einstellt und den gesamten Duplexabstand von 45 MHz ausnutzt, um die Isolation von Sende- und Empfangsport zu maximieren. Dieses ist in den Figuren 11 und 12 gezeigt.

Figur 11 zeigt die Durchlasscharakteristik eines nicht in der Frequenz abstimmbaren Duplexers für Band 8. Es sind die

Passbänder 30 und 31 zum Senden und Empfangen eingetragen. Dabei sind die äußersten Kanäle 32, 33, 34, 35 eingetragen, die diese Passbänder 30, 31 begrenzen. Wird ein Sendekanal 32 mit einer Frequenz von 880 MHz verwendet, so hat der

entsprechende Empfangskanal 34 eine Frequenz von 925 MHz. Am entgegengesetzten Ende des Spektrums hat der Sendekanal 33 eine Frequenz von 915 MHz und der Empfangskanal 35 eine

Frequenz von 960 MHz. Da a priori nicht bekannt ist, welcher Sende- und Empfangskanal genutzt wird, muss die Durchlass ^¬ charakteristik des Duplexers stets so gewählt werden, dass das Sende-Passband 30 und das Empfangs-Passband 31 komplett abgedeckt wird.

Figur 12 zeigt die entsprechenden Durchlasscharakteristik für einen Duplexer, der innerhalb eines Frequenzbandes auf verschiedene Frequenzen eingestellt werden kann. Dazu wird der Duplexer nun so eingestellt, dass die hochfrequentere, rechte Ecke des Passbandes für das Sendefilter dem

verwendeten Sendekanal entspricht. Die niederfrequente, linke Passbandecke des einstellbaren Empfangsfilters entspricht dem verwendeten Empfangskanal. Dementsprechend muss der Duplexer nunmehr nicht das gesamte Passband abdecken, sondern nur noch die tatsächlich verwendeten Kanäle. Figur 12 ist zu

entnehmen, dass dadurch die Isolation von Sende- und

Empfangsport verbessert wird.

Wird eine erfindungsgemäße Schaltung mit abstimmbaren

Duplexern verwendet, so wird die Durchlasscharakteristik derart eingestellt, dass die Einfügedämpfung des Tx Filters im Passband für die Frequenz des gerade verwendeten

Sendekanals minimal (= Maximum der Kurve) wird und im Bereich des Duplexabstands zwischen dem gerade verwendeten Sendekanal und dem gerade verwendeten Empfangskanal stark ansteigt.

Ferner wird die Durchlasscharakteristik derart eingestellt, dass die Einfügedämpfung des Rx Filters im Passband für die Frequenz des gerade verwendeten Empfangskanals minimal wird (= Maximum der Kurve) und im Bereich des Duplexabstands zwischen dem gerade verwendeten Empfangskanal und dem gerade verwendeten Sendekanal stark ansteigt. In Figur 12 sind die beiden Extremfalle für die Wahl des jeweiligen Sende-/Empfangskanals dargestellt. Die durchge ^¬ zogenen Linien beschreiben die Durchlasscharakteristik für den untersten Kanal 32 des Sende-Passbands 30 mit 880 MHz und entsprechend den untersten Kanal 34 des Empfangs-Passbands 31 mit 925 MHz. Die gestrichelten Linien beschreiben die

Durchlasscharakteristik für den obersten Kanal 33 des Sende- Passbands 30 mit 915 MHz und entsprechend den obersten Kanal 35 des Empfangs-Passbands 31 mit 960 MHz.

Figur 13 zeigt eine weitere Ausgestaltung einer erfindungs ^¬ gemäßen Schaltungsanordnung, bei der zwischen verschiedenen Mobilfunkbändern umgeschaltet werden kann. Figur 13 zeigt eine Ausführung für zwei Bänder V und VIII. Die Erfindung ist jedoch nicht auf zwei Bänder beschränkt, sondern kann auch für drei und mehr Bänder ausgelegt sein. Für jedes Frequenzband weist die Schaltungsanordnung zwei Duplexer 4a, 5a bzw. 4b, 5b auf. Zwischen diesen Duplexern 4a, 4b, 5a, 5b kann über drei Schalter 36, 37, 38 umgeschaltet werden. Diese Schalter 36, 37, 38 sind jeweils zwischen den 90° Hybriden 6, 7, 8 und den Duplexern 4a, 4b, 5a, 5b verschaltet. Mit anderen Worten ist jeder 90° Hybrid 6, 7, 8 über einen

Schalter 36, 37, 38 mit jeweils zwei Duplexern verbunden. Für Übertragungen im Frequenzband V werden die Schalter 36, 37, 38 derart geschaltet, dass die 90° Hybride 6, 7, 8 mit den entsprechenden Duplexern 4a, 5a für das Band V verbunden sind. Dieser Fall ist in Figur 13 dargestellt. Entsprechend werden bei Übertragungen im Frequenzband VIII die Schalter 36, 37, 38 derart geschaltet, dass die 90° Hybride 6, 7, 8 mit den entsprechenden Duplexern 4b, 5b für das Band VIII verbunden sind. Da die Signale der Ports 1, 2, 3 in den 90° Hybriden in zwei Signale mit einer um etwa 3dB kleineren Signalstärke aufgeteilt werden, liegt an den Schaltern 36, 37, 38 jeweils nur die halbe Signalstärke an. Dieses

ermöglicht es, von der Leistung her niedriger dimensionierte Schalter mit einer geringen Einfügedämpfung zu verwenden. Figur 14 zeigt eine weitere Ausgestaltung einer erfindungs ^¬ gemäßen Schaltungsanordnung. Die in Figur 14 gezeigte

Schaltungsanordnung entspricht im Wesentlichen der

Schaltungsanordnung aus Figur 13, wobei aber nun für jedes Band V, VIII ein getrennter Empfangsport 3a, 3b vorgesehen ist. Jedem dieser getrennten Empfangsports 3a, 3b ist ein eigener 90° Hybrid 8a, 8b zugeordnet. Die genau Ausgestaltung des Sende- und des Empfangsports hängt von den Schnittstellen der Schaltungsanordnung zu weiteren Bauteilen, wie etwa einem Verstärker, und der restlichen Schaltung ab. Die in Figur 14 gezeigte Ausgestaltung wird verwendet, wenn die Transceiver- Schaltung für jedes Frequenzband getrennte Low-Noise-Verstär- ker (LNA) vorsieht und dementsprechend separate Schnitt ^¬ stellen für jedes Frequenzband benötigt werden. Figur 15 zeigt eine weitere alternative Ausgestaltung einer erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung. Die beiden Duplexer 4, 5 weisen hier zwei Anschlüsse für den Empfangskanal auf. Sie werden auch als balanced-Duplexer bezeichnet. Ferner ist auch der Empfangsport 3 balanced und weist dementsprechend zwei Eingänge 3a und 3b auf.

Im Vergleich zu der in Figur 3 gezeigten Schaltungsanordnung wird der eine 90° Hybrid 8, der mit dem Empfangsport 3 verbunden ist, durch zwei 90° Hybride 8c, 8d ersetzt. Die beiden 90° Hybride 8c, 8d sind jeweils mit einem der beiden Eingänge 3a bzw. 3b des Empfangsports 3 verbunden. Bei der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung wird somit für jeden einfachen Port ein 90° Hybrid in der Schaltungsanord ^¬ nung vorgesehen. Ist ein Port balanced, so wird jeder Eingang mit einem separaten 90° Hybrid verbunden. Allgemein weist in einer Schaltungsanordnung mit n Ports auch n 90° Hybride auf, wobei ein balanced Port mit zwei Eingängen zweifach gewertet wird .

Die Schaltungsanordnung gemäß Figur 15 weist ferner im unteren Signalpfad 25 zwischen dem 90° Hybrid 6 und dem

Duplexer 5 eine Transmission Line 39 auf. Hier wird ein

Beispiel betrachtet, bei dem die 90° Hybride 6, 7, 8a, 8b nicht ideal sind und die beiden Ausgangssignale, die jeweils von den 90° Hybriden 6, 7, 8c, 8d ausgegeben werden, eine von 90° leicht abweichende Phasenverschiebung aufweisen. Damit die Signale am Empfangsport 8 dennoch destruktiv

interferieren, wird ein asymmetrisches Layout gewählt. Dazu wird im Signalpfad 25 die Transmission Line 39 angeordnet. Diese sorgt für eine Phasenverschiebung des entsprechenden Signals, so dass die beiden Signale, die auf den Signalpfaden 24 und 25 vom Sendeport 1 zum Empfangsport 3 gelangen, am Empfangsport 8 wiederum eine relative Phasenverschiebung von 180° aufweisen und dementsprechend destruktiv interferieren.

Figur 15 zeigt eine Schaltungsanordnung, bei der lediglich ein Empfangskanal verwendet wird, der beispielsweise das Frequenzband V abdeckt. Die Erfindung ist jedoch nicht auf diese Ausführung beschränkt. So kann das in Figur 15 gezeigte Ausführungsbeispiel mit einem balanced Rx Port problemlos mit der in Figur 13 und 14 gezeigten Ausführung, bei der Mittel zum Umschalten zwischen verschiedenen Frequenzbändern

vorgesehen sind, kombiniert werden. - 2f

Eine weitere alternative Ausgestaltung der vorliegenden

Erfindung ist nicht in den Figuren dargestellt. Hierbei weist die erfindungsgemäße Schaltungsanordnung einen Diplexer auf. Der Diplexer kann zusätzlich in die Schaltungsanordnung integriert werden oder einer der Duplexer kann durch einen Diplexer ersetzt werden. Während ein Duplexer eine Antenne mit einem Eingang und einem Ausgang verbindet, trennt ein Diplexer zwei Eingänge oder zwei Ausgänge und verbindet diese mit einer Antenne. Wird für die erfindungsgemäße Schaltungs ^¬ anordnung ein Diplexer eingesetzt, so ist dieser derart zu verschalten, dass sich wiederum zwei Signalpfade zwischen Sendeport 1 und Empfangsport 3 ergeben, wobei die Signalpfade eine relative Phasenverschiebung von etwa 180° zueinander aufweisen .

Bezugs zeichen

1 - Sendeport

2 - Antennenport

3 - Empfangsport

3a - Eingang des Empfangsport 3

3b - Eingang des Empfangsport 3

4 - Duplexer

5 - Duplexer

6 - 90° Hybrid

7 - 90° Hybrid

8 - 90° Hybrid

8a - 90° Hybrid

8b - 90° Hybrid

8c - 90° Hybrid

8d - 90° Hybrid

9 - Anschluss des 90° Hybrids 6

10 - Anschluss des 90° Hybrids 6

11 - Anschluss des 90° Hybrids 6

12 - Anschluss des 90° Hybrids 6

13 - Lastwiderstand

14 - Anschluss des 90° Hybrids 8

15 - Anschluss des 90° Hybrids 8

16 - Anschluss des 90° Hybrids 8

17 - Anschluss des 90° Hybrids 8

18 - Lastwiderstand

19 - Anschluss des 90° Hybrids 7

20 - Anschluss des 90° Hybrids 7

21 - Anschluss des 90° Hybrids 7

22 - Anschluss des 90° Hybrids 7

23 - Lastwiderstand

24 - erster Signalpfad

25 - zweiter Signalpfad 26 - Markierung

27 - Markierung

28 - Markierung

29 - Markierung

30 - Sende-Passband

31 - Empfangs-Passband

32 - unterster Sendekanal des Sende-Passbands 30

33 - unterster Empfangskanal des Empfangs-Passbands 31

34 - oberster Sendekanal des Sende-Passbands 30

35 - oberster Empfangskanal des Empfangs-Passbands 31

36 - Schalter

37 - Schalter

38 - Schalter

39 - Transmission Line