Die Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung mit einer Regelschaltung. Sie kann zur Regelung von Konvertern, insbesondere resonanten Konvertern, mit mehreren Ausgängen eingesetzt werden.

Bei resonanten Konvertern wird eine eingangsseitig anliegende Gleichspannung zunächst zerhackt und die so entstehende als zerhackte Gleichspannung vorliegende Wechselspannung wird mittels Schaltungsteilen, die Resonanzkreiselemente enthalten, verarbeitet.

Insbesondere werden dabei auch Transformatoren eingesetzt, die eine galvanische Trennung von Eingangs-und Ausgangsseite des Konverters bewirken. Mit derartigen Konvertern lassen sich kostengünstige, kleine und leichte Stromversorgungsgeräte/Schaltnetzteile herstellen, die beispielsweise in Konsumelektronikgeräten wie Set-Top-Boxen, Satelliten-Receiver, Fernsehgeräten, Computer-Monitore, Videorecorder, Kompakt-Audioanlagen vorteilhaft einsetzbar sind. Bei diesen Anwendungen werden häufig Konverter benötigt, die aus einer Eingangsgleichspannung an mehreren Konverterausgängen mehrere Ausgangsspannungen erzeugen.

In der deutschen Patentanmeldung mit dem amtlichen Aktenzeichen 101 22 534.2 (Anmeldetag 09.05.2001) ist ein resonanter Konverter beschrieben, der mehrere Ausgänge aufweist und der einen Transformator mit einer Primärwicklung und mindestens zwei Sekundärwicklungen mit unterschiedlicher Wicklungsorientierung enthält. Der Konverter enthält auch eine Regelschaltung zur Regelung der Konverterausgangsspannungen.

Ein bekanntes Konzept für eine Konverterschutzschaltung beinhaltet die Verwendung von sekundärseitig angeordneten Sicherungen, die im Überlastfall durchbrennen. Vor einer Neuinbetriebnahme des Konverters sind die durchgebrannten Sicherungen durch neue Sicherungen zu ersetzen.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine Schaltungsanordnung mit einer Regelschaltung für Konverter mit mehreren Ausgängen zu schaffen, die eine mit

möglichst wenig Schaltungs-und Rechenaufwand herstellbare Schutzschaltung enthält, die zuverlässig gegen Überlastfälle schützt.

Die Aufgabe wird gelöst durch eine Schaltungsanordnung mit einer Regelschaltung, die zur Erzeugung eines pulsweitenmodulierten Regelsignals in Abhängigkeit von zwei an Eingängen der Regelschaltung anliegenden Messsignalen dient, und mit einer Vergleichsschaltung zum Vergleich des Tastverhältnisses des Regelsignals mit einem vorgebbaren Tastverhältnismaximalwert und Tastverhältnisminimalwert, wobei bei einem außerhalb des Bereichs zwischen dem Tastverhältnismaximalwert und dem Tastverhältnisminimalwert liegenden Tastverhältnis die Abgabe einer zu dieser Bereichsüberschreitung korrespondierenden Steuerinformation durch die Schaltungsanordnung vorgesehen ist.

Im Überlastfall ist diese Schaltungsanordnung in der Lage, einen Konverter zuverlässig abzuschalten. Die Schutzschaltung gegen Überlast ist mit wenigen preisgünstigen Bauelementen realisierbar.

Die Steuerinformation wird insbesondere durch einfaches Ausschalten des Regelsignals, d. h. Setzen des Regelsignals auf den Wert Null, abgegeben (Anspruch 2) ; andere Varianten wären hier beispielsweise die Übertragung eines Digitalsignals im Regelsignal oder auch die Abgabe eines Steuersignals über einen separaten Ausgang der Schaltungsanordnung. Die Ansprüche 3 bis 5 kennzeichnen einen Überspannungsschutz, der genau und zuverlässig gegen Überspannungen schützt und dabei mit der Überlastschutzschaltung zusammenwirkt. Anspruch 6 ermöglicht eine Rückkopplungsschleife, bei der auch bei Ausfall eines Optokopplers noch ein Rückkopplungspfad zur Übertragung von Rückkopplungssignalen, die insbesondere ein Ausschalten des angeschlossenen Konverters bewirken, vorhanden ist.

Die Erfindung bezieht sich auch auf integrierte Schaltkreise, die Teile der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung tragen (Ansprüche 7 bis 9).

Weiterhin bezieht sich die Erfindung auch auf einen resonanten Konverter der die erfindungsgemäße Schaltungsanordnung und/oder mindestens einen der erfindungs- gemäßen integrierten Schaltkreise aufweist (Anspruch 10).

Ausführungsbeispiele der Erfindung werden nachfolgend anhand der Zeichnungen näher erläutert. Es zeigen : Fig. 1 einen resonanten Konverter mit zwei Ausgängen, Fig. 2 eine Halbbrückenschaltung für den resonanten Konverter, Fig. 3A, 3B und 3C verschiedene Ausgangsfilter für den resonanten Konverter,

Fig. 4 ein Ersatzschaltbild für den resonanten Konverter, Fig. 5 bis Fig. 7 Spannungs-und Stromverläufe im resonanten Konverter, Fig. 8 bis Fig. 10 verschiedene Ausgestaltungsmöglichkeiten für einen erfindungsgemäßen resonanten Konverter, Fig. 11 ein Beispiel für die Kopplung von Konverterausgängen mit der Regelschaltung des resonanten Konverters, Fig. 12 ein Blockschaltbild für eine Ausführungsvariante der Regelschaltung des resonanten Konverters und Fig. 13 ein Blockschaltbild für eine Regelschaltung mit Überspannungs-und Überlastschutzschutzschaltungen.

Die in Fig. l gezeigte Schaltungsanordnung zeigt einen resonanten Konverter 1 mit einem Wechselrichter 2, der hier als Zerhacker ausgeführt ist und eine Gleichspannung (nicht dargestellt) in eine Wechselspannung, d. h. hier eine zerhackte Gleichspannung Us umsetzt. Der Wechselrichter 2 ist über einen Kondensator 3 mit einem Transformator 4 gekoppelt, der eine Primärwicklung 5 und zwei Sekundärwicklungen 6a und 6b aufweist. Die Sekundärwicklungen 6a und 6b haben unterschiedliche Wicklungsorientierungen, so dass bei einer positiven Spannung Up an der Primärwicklung 5 die an der Sekundärwicklung 6a erzeugte Spannung Usa ebenfalls positiv ist, die an der Sekundärwicklung 6b abfallende Spannung Usb dagegen bei positiver Spannung Up negativ ist. Der Transformator 4 hat einen gemeinsamen Transformatorkern sowohl für die Primärwicklung 5 als auch für die Sekundärwicklungen 6a und 6b. Ein durch den Kondensator 3 in die Primärwicklung 5 fließender Strom ist mit Ic bezeichnet.

Die Sekundärwicklung 6a ist über eine Diode Da und ein Ausgangsfilter Fa mit einem Ausgang 7a gekoppelt, an dem eine Ausgangsspannung Ua abfällt. Die Sekundärwicklung 6b ist über eine Diode Db und einen Filter Fb mit einem Ausgang 7b verbunden, an dem eine Ausgangsspannung Ub abfällt. Der Konverter 1 enthält weiterhin eine Rückkopplungsschleife mit einer Regelschaltung 8, die eingangsseitig mit den Ausgängen 7a und 7b des Konverters 1 und ausgangsseitig mit dem Wechselrichter 2 gekoppelt ist. Die Regelschaltung 8 stellt in Abhängigkeit von den an den Ausgängen 7a und 7b anliegenden Spannungen Ua und Ub die Frequenz und das Tastverhältnis der vom Wechselrichter 2 gelieferten Spannung Us ein, um die Ausgangsspannungen Ua und Ub auf vorgegebene gewünschte Spannungswerte zu regeln.

Bei dem resonanten Konverter 1 stellen der Kondensator 3, die Hauptinduktivität und die Streuinduktivitäten des Transformators 4 Resonanzkreiselemente

dar, die durch die Wechselspannung Us zum Schwingen angeregt werden und einen entsprechenden Verlauf des in den die Resonanzkreiselemente aufweisenden Schaltungsteiles fließenden Stromes Ic und der an der Primärwicklung abfallenden Spannung Up bewirkt. Im Fall von positiven Spannungswerten der Spannung Up wird ein Strom la, der durch die Diode Da zum Filter Fa fließt, generiert, und zwar für die Zeit, in der in diesem Betriebszustand die Spannung Usa größer ist als die am Eingang des Filters Fa anliegende Spannung abzüglich der Diodenflussspannung über der Diode Da. Hat die Spannung Up an der Primärwicklung 5 positive Spannungswerte, wird von der Sekundärwicklung 6b kein Strom generiert, da in diesem Fall die Diode Db sperrt.

Im Fall von negativen Spannungswerten der Spannung Up liegen eine positive Spannung Usb an der Sekundärwicklung 6b und eine negative Spannung Usa der Sekundärwicklung 6a vor. In diesem Fall wird ein Strom Ib generiert, der von der Sekundärwicklung 6b durch die Diode Db zum Ausgangsfilter Fb fließt, und zwar für die Zeit, in der in diesem Betriebszustand die Spannung Usb größer ist als die am Eingang des Filters Fb anliegende Spannung abzüglich der Diodenflussspannung über der Diode Db.

Fig. 2 zeigt eine Ausführungsvariante des Wechselrichters bzw. Zerhackers 2 aus Fig. 1. Ein von der Regelschaltung 8 generiertes Stellsignal 20, das hier eine Pulsfolge darstellt, wird einer Halbbrücken-Treiberschaltung 21 zugeführt, die aus dem Stellsignal 20 Steuersignale 22 und 23 für die Schaltelemente 24 und 25 generiert, die eine Halbbrückenschaltung bilden. Die Schaltelemente 24 und 25 sind als MOSFET-Transistoren ausgeführt. Die Steuersignale 22 und 23 werden Gate-Anschlüssen (Steueranschlüssen) der Transistoren 24 und 25 zugeführt. Der Wechselrichter 2 setzt eine Gleichspannung Uac in die Wechselspannung Us durch abwechselndes Ein-und Ausschalten der Schaltelemente 24 und 25 um. Die Gleichspannung UDC wird bspw. bei Stromversorgungsgeräten/Netzteilen/Lade- geräten aus der Wechselspannung eines Wechselspannungsnetzes durch Gleichrichten erzeugt.

Die Fig. 3A bis 3C zeigen Ausführungsvarianten der Ausgangsfilter Fa und Fb des resonanten Konverters 1. Diese verfügen über einen Anschluss A, der mit den Dioden Da bzw. Db verbunden ist. Die Anschlüsse B und C sind mit den Ausgängen 7a bzw. 7b des Konverters 1 verbunden. Das Filter gemäß Fig. 3 enthält lediglich einen Kondensator 30. Das Ausgangsfilter gemäß Fig. 3B enthält zwei Kondensatoren 31 und 32 und eine Induktivität 33.

Das Ausgangsfilter gemäß Fig. 3C enthält einen Kondensator 34, eine Induktivität 35 und eine Diode 36.

Fig. 4 zeigt ein Ersatzschaltbild für den resonanten Konverter 1 aus Fig. l, bei dem der Transformator 4 durch ein Transformatorersatzschaltbild ersetzt wurde. Die elektrische Funktion des Transformators 4 kann hier im wesentlichen durch eine primärseitige Streuungsinduktivität Lrp, eine Hauptinduktivität Lh, eine sekundärseitige Streuinduktivität Lrsa für die Sekundärwicklung 6a und eine sekundärseitige Streuinduktivität Lrsb für die Sekundärwicklung 6b dargestellt werden. Die Filter Fa und Fb sind hier als ideal angenommen und nicht dargestellt, ebenso wenig wie die Regelschaltung 8. An die Ausgänge 7a und 7b des Konverters 1 sind Lasten Ra und Rb angeschlossen.

Die Fig. 5 bis 7 zeigen, wie durch Anpassung von Frequenz f0 bzw. der Periodendauer t0=1/fO und des Tastverhältnisses der Wechselspannung Us einer Regelung der Ausgangsspannungen Ua und Ub ermöglicht wird. Das Tastverhältnis wird hierbei durch die Zeitdauer tsH und tsL bestimmt, wobei während einer Zeitdauer tsH das obere Schaltelement 24 eingeschaltet und das untere Schaltelement 25 ausgeschaltet ist und wobei während einer Zeitdauer tsL das obere Schaltelement 24 ausgeschaltet und das untere Schaltelement 25 eingeschaltet ist. Das Tastverhältnis ergibt sich zu tsH/tO. Für zwei Zeitperioden tO sind jeweils die Verläufe der Wechselspannung Us, des Stroms Ic durch den Kondensator 3, des Stroms Ia durch die Hauptinduktivität La des Transformators 4, des von der Sekundärwicklung 6a gelieferten Stromes Ia und des von der Sekundärwicklung 6b gelieferten Stromes Ib dargestellt. Alle Wicklungsverhältnisse bei dem zugrundeliegenden Schaltungsbeispiel gemäß der Ersatzschaltung gemäß Fig. 4 sind jeweils zu Eins angenommen ; ferner gilt hier Lrsa ist gleich Lrsb.

Fig. 5 zeigt den Betriebszustand, bei der die Frequenz f0=1/t0 auf das 1,47 fache von fr eingestellt ist, wobei fr die Resonanzfrequenz des Konverters 1 ist und sich näherungsweise zu bestimmt, wobei C (3) die Kapazität des Kondensators 3 ist. Das Tastverhältnis ist im Betriebsfall gemäß Fig. 5 zu 50% gewählt. In diesem Betriebszustand werden in den Zeiträumen tsH bzw. tsL Stromverläufe von la und Ib mit (nahezu) identischen Halbwellen während der Zeiträume tsH bzw. tsL erzeugt. Beim Betriebszustand gemäß Fig. 6 ist die Frequenz f0=1/tO das 1,53 fache von fr erhöht. Das Tastverhältnis ist auf 40% reduziert.

Gegenüber dem Betriebszustand gemäß Fig. 5 ist der Verlauf des Stroms la nahezu

gleichgeblieben. Der Verlauf des Stromes Ib weist nun Halbwellen mit reduzierter Amplitude auf, so dass die über die Sekundärwicklung 6b zum Ausgang 7b transportierte Leistung reduziert ist. Fig. 7 zeigt einen Betriebsfall mit einer Frequenz f0=1/tO gleich dem 1,55 fachen von fr und einem Tastverhältnis von 65%. In diesem Betriebsfall ist der Strom Ia im wesentlichen auf Null reduziert und die Amplitude der Halbwellen von Ib sind gegenüber Fig. 6 erhöht, so dass in diesem Betriebsfall von der Sekundärwicklung 6a keine Leistung zum Ausgang 7a, jedoch von der Sekundärwicklung 6b eine gegenüber Fig. 6 erhöhte Leistung von der Sekundärwicklung 6b zum Ausgang 7b transportiert wird.

Die beispielhaften Betriebszustände gemäß der Figuren 5 bis 7 machen deutlich, dass mit der erfindungsgemäßen Konverterschaltung eine sehr variable Anpassung an unterschiedliche Belastungen der verschiedenen Konverterausgänge möglich ist. Mit dem erfindungsgemäßen Konverter lassen sich insbesondere auch bei kleinen Ausgangsspannungen und großen Ausgangsströmen geringe Toleranzen der Ausgangsspannungen erreichen.

Die Fig. 8 und 9 zeigen Varianten des Konverters 1 aus Fig. l, die mit 1'und 1" bezeichnet sind. In beiden Varianten sind die beiden Sekundärwicklungen 6a und 6b galvanisch miteinander gekoppelt ; im vorliegenden Fall sind diese mit einem gemeinsamen Massepotential verbunden. Bei der Ausgestaltung des Konverters 1 gemäß Fig. l sind die Sekundärwicklungen 6a und 6b galvanisch von einander getrennt. In Fig. 8 ist außerdem als weitere Variante eine zusätzliche externe Induktivität L l vorgesehen, die auf der Primärseite des Transformators 4 zwischen dem Kondensator 3 und der Primärwicklung 5 angeordnet ist und zusätzlich zu den Induktivitäten des Transformators 4 als zusätzliches induktives Resonanzkreiselement wirkt. Bei vorgegebener Bauart des Transformators 4 mit bestimmten Transformatorinduktivitäten lässt sich mit Hilfe dieser zusätzlichen Induktivität eine Anpassung der Resonanzfrequenz des Konverters durchführen. Fig. 9 zeigt zusätzliche externe Induktivitäten L2a und L2b auf der Sekundärseite des Transformators 4. Die Induktivität L2a ist zwischen der Sekundärwicklung 6a und der Diode Ta angeordnet, die Induktivität L2b liegt zwischen der Sekundärwicklung 6b und der Diode Db. Auch diese beiden Induktivitäten wirken als zusätzlicher Resonanzkreiselemente und können eingesetzt werden, um die gewünschte-gegebenenfalls unsymmetrische-Leistungsverteilung zwischen den Ausgängen etwa im Nennbetrieb einzustellen. Selbstverständlich sind auch Konvertervarianten möglich, bei der sowohl auf der Primärseite des Transformators 4 als auch auf der Sekundärseite des Transformators 4 zusätzliche externe Induktivitäten vorge- sehen sind.

Fig. 10 zeigt eine Konvertervariante 1"'mit einer größeren Anzahl Konverterausgängen. Im vorliegenden Fall weist der Konverter vier Konverterausgänge auf.

Der Transformator 4 hat neben der Primärwicklung 5 nunmehr zwei Gruppen von Sekundärwicklungen mit unterschiedlicher Wicklungsorientierung (indiziert durch die Buchstaben a und b), die einerseits die Sekundärwicklungen 6alund 6a2 und andererseits die Sekundärwicklungen 6bl und 6b2 enthalten. Die Sekundärwicklungen sind über Dioden Dal, Da2, Dbl und Db2 mit Ausgangsfiltern Fal, Fa2, Fbl und Fb2 mit den Konverterausgängen verbunden, an denen Ausgangsspannungen Ual, Ua2, Ubl und Ub2 anliegen. Der Regelschaltung 8 werden als Messgrößen die Ausgangsspannungen Ual und Ubl zugeführt.

Die Regelschaltung 8 wertet also hier zwei Ausgangsspannungen aus, wobei die eine Ausgangsspannung Ual von der Sekundärwicklung 6al aus der Gruppe von Sekundärwicklungen mit der ersten Wicklungsorientierung erzeugt wird. Die andere der Regelschaltung 8 zugeführte Ausgangsspannung Ub 1 ist der Sekundärwicklung 6bl aus der Gruppe der Sekundärwicklungen der entgegengesetzt gerichteten Wicklungsorientierung zugeordnet. Für jede der beiden Gruppen mit Sekundärwicklungen mit unterschiedlichen Wicklungsorientierungen wird also hier eine Messgröße, d. h. Ausgangsspannung, ausgewertet und zur Regelung eingesetzt. Die stellt eine besonders einfache und effektive Regelung der Ausgangsspannungen des Konverters dar.

Fig. 11 zeigt, dass die Regelschaltung als Messgrößen entweder direkt die Spannungen an den Konverterausgängen oder die Spannungen an den angeschlossenen Lasten des Konverters auswertet, wobei letztere aufgrund von Spannungsabfällen an den Zuleitungen zwischen dem Konverter und den Lasten gegenüber den entsprechenden Ausgangsspannungen reduziert sind. Beide Varianten sind in Fig. 11 beispielhaft dargestellt.

An den Konverterausgängen liegen hier die beiden Ausgangsspannungen Ua und Ub an, an die jeweils eine Last Ra und eine Last Rb angeschlossen sind. Die Verbindungsleitungen zwischen dem die Ausgangsspannung Ua liefernden Konverterausgang und der Last Ra sind hier durch einen Block 31 dargestellt. Die Verbindungsleitungen zwischen dem die Ausgangsspannung Ub liefernden Ausgang des Konverters und der Last Rb sind durch den Block 32 dargestellt.

Fig. 12 zeigt ein Ausführungsbeispiel zur Regelschaltung 8. Der Regelschaltung werden an ihren zwei Eingängen ein erstes Messsignal Va und ein zweites Messsignal Vb zugeführt, die den Ausgangsspannungen Ua und Ub bzw. Ual und Ubl entsprechen. Die Messsignale Va und Vb werden mit Referenzsignalen Varef und Vbref verglichen. Hierbei werden Subtrahierer 100 und 101 eingesetzt. Der Subtrahierer 100 liefert

die Differenz Varef-Va an einen Schaltungsblock 102. Der Subtrahierer 101 liefert die Differenz Vbref-Vb an einen Schaltungsblock 103. Die Schaltungsblöcke 102 und 103 enthalten Verstärker und Normierungsschaltungen, so dass das vom Subtrahierer 100 gelieferte Differenzsignal mit einem Faktor KA und das vom Subtrahierer 101 gelieferte Differenzsignal mit einem Faktor KB multipliziert wird. Es gilt hier in diesem Ausführungsbeispiel folgender Zusammenhang : kA Varef_kB Vbref Die Ausgangssignale der Schaltungsblöcke 102 und 103 werden von einem Addierer 104 und einem Subtrahierer 105 weiter verarbeitet. Der Addierer 104 addiert die Ausgangssignale der Schaltungsblöcke 102 und 103 und liefert sein Ausgangssignal an einen Frequenz-Regler 106, der beispielsweise als PID-Regler ausgeführt ist. Das vom Subtrahierer 105 gelieferte Differenzsignal wird einem Tastverhältnis-Regler 107 zugeführt, der beispielsweise auch PID-Regler ausgeführt ist. Mittels einer Signalgeneratorschaltung 108 wird nun das von der Regelschaltung 8 an den Wechselrichter 2 gelieferte Regelsignal 20 erzeugt, das hier ein pulsweitenmoduliertes Signal ist. Die Frequenz des Signals 20, die be- stimmen ist für die Frequenz der Wechselspannung Us des resonanten Konverters, wird durch das Ausgangssignal des Frequenzreglers 106 eingestellt. Das Tastverhältnis des Signals 20, dass das Tastverhältnis der Wechselspannung Us bestimmt, wird durch den Tastverhältnis-Regler 107 eingestellt.

Verringert sich bei der Regelschaltung gemäß Fig. 12 beispielsweise der Wert des Messsignals Va, so dass Va < Varef wird, so führt dies einerseits zu einer Verringerung der von dem Regler 106 eingestellten Frequenz und damit entsprechend dem Verhalten eines resonanten Konverters tendenziell zu einer Erhöhung der vom resonanten Konverter erzeugten Ausgangsspannungen. Andererseits wird in diesem Fall aufgrund des erzeugten Regelfehlers aber auch eine Verkleinerung des von dem Regler 107 bestimmten Tastverhältnisses des Signals 20 bzw. der Wechselspannung Us bewirkt. Dieser Fall liegt beispielsweise bei dem Betriebszustand gemäß Fig. 6 vor, wo die von der Sekundärwicklung 6a zum Ausgang 7a transportierte Leistung gegenüber der von der Sekundärwicklung 6b zum Ausgang 7b transportierten Leistung erhöht ist.

Verringert sich beispielsweise in einem anderen Fall das Messsignal Vb bzw. die entsprechende Ausgangsspannung Ub, so führt dies ebenfalls zu einer Verringerung der Frequenz des Signals 20 bzw. der Frequenz der Wechselspannung Us. Allerdings wird in

diesem Fall mittels des Reglers 107 eine Erhöhung des Tastverhältnisses des Signals 20 bzw. des Tastverhältnisses der Wechselspannung Us bewirkt, so dass sich bei diesem Betriebsfall die Leistungsverteilung so verändert, dass die zum Ausgang 7b transportierte Leistung im Vergleich zu der zum Ausgang 7a transportierten Leistung erhöht ist. Das Regelverhalten gilt entsprechend auch für die Ausführungsvarianten mit mehr als zwei Konverterausgängen.

Fig. 13 zeigt eine Schaltungsanordnung, die die Komponenten der obigen Regelschaltung 8 enthält und um eine Überlastschutzschaltung und eine Überspannungsschutzschaltung ergänzt ist ; weiterhin ist die Halbbrücken-Treiberschaltung 21 ein Teil dieser Schaltungsanordnung.

Der Schaltungsanordnung gemäß Fig. 13 werden eingangsseitig die Messsignale Va und Vb zugeführt. Einer Addier-/Subtrahiervorrichtung 201 werden das Messsignal Va und ein Referenzsignal Varef zugeführt. Einer Addier-/Subtrahiervorrichtung 202 werden das Messsignal Vb und ein Referenzsignal Vbref zugeführt. Weiterhin sind als Komparatoren ausgeführte Vergleichsvorrichtungen 203 und 204 vorgesehen. Der Komparator 203 vergleicht das Messsignal Va mit einem Maximalwert Vamax. Der Komparator 204 vergleicht das Messsignal Vb mit einem Maximalwert Vbmax.

Überschreitet das Messsignal Va den Maximalwert Vamax oder überschreitet das Messsignal Vb den Maximalwert Vbmax, so liegt ein Überspannungsfall vor. Für den Fall, dass das Messsignal Va den Maximalwert Vamax überschreitet, springt die Ausgangsspannung des Komparators 203 von ihrem Minimalwert Vkmin auf ihren Maximalwert Vkmax. Durch Gewichtung von Vkmax mit einem Gewicht Wa wird ein Anpassungswert 205 erzeugt, der der Addier-/Subtrahiervorrichtung 202 zugeführt wird. Für den Fall, dass das Messsignal Vb den Maximalwert Vbmax überschreitet, springt die Ausgangsspannung des Komparators 204 von ihrem Minimalwert Vkmin auf ihren Maximalwert Vkmax. Durch Gewichtung von Vkmax mit einem Gewicht Wb wird ein Anpassungswert 206 erzeugt, der der Addier- /Subtrahiervorrichtung 201 zugeführt wird.

Die Addier-/Subtrahiervorrichtung 201 bildet die Differenz zwischen dem Referenzsignal Varef und dem Messsignal Va und addiert auf die sich ergebende Differenz den Anpassungswert 206. Die Addier-/Subtrahiervorrichtung 202 bildet die Differenz zwischen dem Referenzsignal Vbref und dem Messsignal Vb und addiert auf die sich ergebende Differenz den Anpassungswert 205. Die Ausgänge der Addier- /Subtrahiervorrichtungen 201 und 201 sind mit einem Schaltungsblock 207 verbunden, der die Schaltungsteile 102,103,104,105,106 und 107 der in Fig. 12 dargestellten Regelschaltung 8 umfasst, d. h. die Ausgänge der Addier-/Subtrahiervorrichtungen 201 und

202 sind mit den Eingängen der Schaltungsblöcke 102 und 103 verbunden. Die Ausgangssignale 208 und 209 des Schaltungsblockes 207, d. h. die Ausgangssignale der Regler 106 und 107, werden über zwei Optokoppler 210 und 211, die eine Potentialtrennung bewirken, der Signalgeneratorschaltung 108 zugeführt, die das Regelsignal 20 erzeugt und dessen Frequenz und Tastverhältnis in Abhängigkeit von den Signale 208 und 209 einstellt.

Das Regelsignal 20 wird wie oben schon beschrieben von der Halbbrücken-Treiberschaltung in Steuersignale 22 und 23 umgesetzt.

Die Schaltungsanordnung in Fig. 13 enthält weiterhin eine Vergleichsschaltung 212, die das jeweils eingestellte Tastverhältnis 5 des Regelsignals 20 auswertet. Das Tastverhältnis repräsentiert die Leistungsverteilung über die verschiedenen Konverterausgänge beim jeweiligen Konverter. Die Vergleichsschaltung 212 ermittelt, ob das Tastverhältnis 8 in einem Bereich zwischen einem vorgebbaren Tastverhältnisminimalwert 8min und einem vorgebbaren Tastverhältnismaximalwert 8max liegt. Liegt das Tastverhältnis 8 außerhalb des Bereichs zwischen 8min und 8max-was im Überlastfall (insbesondere einem Kurzschluss an einem Konverterausgang) gegeben ist- veranlasst die Vergleichsschaltung 212 die Abgabe einer Steuerinformation durch die Signalgeneratorschaltung 108 an die Halbbrücken-Treiberschaltung des jeweiligen resonanten Konverters, wobei die Steuerinformation ein Ausschalten der Steuersignale 22 und 23 und damit ein Ausschalten des jeweiligen resonanten Konverters bewirkt. Im vorliegenden Fall wird die Steuerinformation durch Ausschalten des Regelsignals 20 und durch Ausschalten der Steuersignale 22 und 23 weitergegeben, was die einfachste Lösung zur Übertragung der Steuerinformation ist. Nach Abgabe der Steuerinformation wird der angeschlossene Konverter abgeschaltet.

Im Überspannungsfall, d. h. wenn eine Konverterausgangsspannung über einen vorgegebenen zulässigen Maximalwert ansteigt, so dass Va größer wird als Varef oder Vb größer wird als Vbref, wird durch Aufaddieren der Anpassungswerte 205 und 206 in den Addier-/Subtrahiervorrichtungen 201 bzw. 202 erzwungen, dass das Tastverhältnis 8 außerhalb des Bereich bmin < 8 < 8max liegt. Dies hat wie oben schon beschrieben die Abgabe einer Steuerinformation zur Folge, die hier ein Abschalten des angeschlossenen Konverters bewirkt.

Durch Blöcke 213 und 214 ist angegeben, wie Schaltungsteile der in Fig. 13 gezeigten Schaltungsanordnung in bevorzugter Weise mittels eines oder mehrererer integrierter Schaltkreise zusammenfassbar sind ; Block 213 und/oder Block 214 sind dann mittels eines integrierten Schaltkreises ausgeführt. Block 213 enthält die mit 21,108,212,

213, Smax und amin bezeichneten Schaltungsteile ; dem Block 213 werden eingangsseitig die Ausgangssignale der Optokoppler 210 und 211 zugeführt und ausgangsseitig werden die Steuersignale 22 und 23 abgegeben. Block 214 enthält die mit Varef, Vbref, 201,202,203, 204,205, Wa und Wb bezeichneten Schaltungsteile. Block 214 nimmt eingangsseitig die Messsignale Va und Vb auf ; ausgangsseitig werden von Block 214 die Signale 208 und 209 an die Optokoppler 210 und 211 abgegeben