Die Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung zur Ableitung von Signalen zur Maskierung von Audiosignalen in einem Rundfunkempfänger.

Durch Einbrüche der empfangenen Feldstärke kann insbesondere bei Autoradios die Empfangsqualität stark schwanken. Um die dadurch bedingten Störungen möglichst gering zu halten, sind Maßnahmen zur Maskierung dieser Störungen in Audiosignalen bekannt. So ist es beispielsweise bei geringer Empfangsfeldstärke möglich, die Stereo-Kanaltrennung zu verringern oder die Audiosignale vorübergehend zu dämpfen.

Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es, für einen Rundfunkempfänger, insbesondere für ein Autoradio mit digitaler Signalverarbeitung, eine Schaltungsanordnung anzugeben, mit welcher zur Maskierung von Audiosignalen geeignete Signale erzeugt werden.

Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß dadurch gelöst, daß ein der Empfangsfeldstärke im wesentlichen proportionales Signal über ein Tiefpaßfilter geleitet und anschließend mit einer vorgegebenen Funktion gewichtet wird.

Die erfindungsgemäße Schaltungsanordnung hat den Vorteil, daß die erzeugten Signale an die jeweils durchzuführende

Maskierung anpaßbar sind, so daß ein durch die Maskierung vorgenommener Eingriff in die Audiosignale soweit wie möglich nicht weitere hörbare Störungen verursacht.

Bei einer vorteilhaften Ausführungsform ist vorgesehen, daß die Maskierung durch eine Dämpfung der Audiosignale erfolgt und daß die vorgegebene Funktion einen linearen und einen konstanten Anteil enthält mit je einem in einem Speicher abgelegten Koeffizienten. Dabei ist vorzugsweise vorgesehen, daß das gewichtete der Feldstärke proportionale Signal auf einen Maximalwert begrenzt wird.

Eine andere vorteilhafte Ausführungsform besteht darin, daß die Maskierung durch eine Verringerung der Stereo-Kanaltrennung erfolgt, wobei die Wichtung durch Multiplikation mit einem Koeffizienten erfolgt, der in einem Speicher abgelegt ist.

Obwohl bei der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung die Koeffizienten auch fest gespeichert sein können, ist eine Weiterbildung der Erfindung dadurch besonders vorteilhaft, daß der bzw. die Koeffizienten in einem nichtflüchtigen Speicher abgelegt sind und mit Hilfe eines Mikrocomputers, einer Anzeigevorrichtung und einer Bedienvorrichtung und mit Hilfe eines Programms zur Bedienerführung veränderbar sind.

Durch diese Weiterbildung ist eine Anpassung einzelner Exemplare einer größeren Serie von Rundfunkempfängern an verschiedene, beispielsweise landestypische Einsatzbedingungen möglich. Auch eine Änderung der Koeffizienten durch eine Service-Werkstatt oder auch durch den Benutzer kann ermöglicht werden.

Eine andere Weiterbildung der Erfindung besteht darin, daß sowohl für eine Maskierung durch Verminderung der Stereo-Kanaltrennung als auch für eine Maskierung durch

Dämpfung der Audiosignale eine Wichtung des gefilterten der Feldstärke proportionalen Signals erfolgt. Hierdurch kann eine Reihe von Störungen, die durch Feldstärke-Einbrüche bedingt sind, weitgehend unhörbar gemacht werden.

Eine weitere Verbesserung der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung ist dadurch möglich, daß die gewichteten Feldstärkesignale zur Bildung von Maskierungssignalen mit Hilfssignalen kombiniert werden, welche das Vorliegen von Störsignalen anzeigen. Dabei erfolgt vorzugsweise die Kombination mit den Hilfssignalen durch Multiplikation.

Schließlich besteht eine Weiterbildung der Erfindung darin, daß zur Tiefpaßfilterung des der Feldstärke im wesentlichen proportionalen Signals zwei Tiefpaßfilter vorgesehen sind, daß das Ausgangssignal eines ersten Tiefpaßfilters zur Bildung eines Maskierungssignals zur Verminderung der Stereo-Kanaltrennung benutzt wird und daß in Abhängigkeit vom Vorliegen von Störsignalen das Ausgangssignal des ersten oder eines zweiten Tiefpaßfilters zur Bildung des die Dämpfung der Audiosignale bewirkenden Maskierungssignals verwendet wird.

Durch diese Weiterbildung wird die Stereo-Kanaltrennung auch bei relativ kurzen Feldstärke-Einbrüchen vermindert, während die Dämpfung der Signale in Abhängigkeit vom Vorliegen von Störsignalen im empfangenen Signal bei mehr oder weniger kurzen Feldstärke-Einbrüchen erfolgt.

Ausführungsbeispiele der Erfindung sind in der Zeichnung anhand mehrerer Figuren dargestellt und in der nachfolgenden Beschreibung näher erläutert. Es zeigt:

Fig. 1 ein erstes Ausführungsbeispiel,

Fig. 2 ein Teil des Ausführungsbeispiels in detaillierterer Darstellung,

Fig. 3 ein weiteres Teil des Ausführungsbeispiels,

Fig. 4 ein Diagramm zur Abhängigkeit der

Stereo-Kanaltrennung von der Empfangsfeldstärke,

Fig. 5 ein Diagramm zur Abhängigkeit der Dämpfung der Audiosignale von der Empfangsfeldstärke,

Fig. 6 ein zweites Ausführungsbeispiel und

Fig. 7 wesentliche Teile eines Rundfunkempfängers mit einer erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung.

Gleiche Teile sind in den Figuren mit gleichen Bezugszeichen versehen. Die erfindungsgemäße Schaltungsanordnung kann auf verschiedene Weise verwirklicht werden. So können beispielsweise einzelne oder Gruppen der dargestellten Blöcke durch geeignete Schaltungen, insbesondere integrierte Schaltungen, realisiert werden. Bei sehr hohem Integrationsgrad ist es ferner möglich, die gesamte digitale Signalverarbeitung des Empfängers in einem integrierten Schaltkreis zu realisieren, wobei

Signalverarbeitungsschritte, wie beispielsweise Filterungen oder nichtlineare Wichtungen, durch Rechenoperationen durchgeführt werden. Innerhalb eines integrierten Schaltkreises können zur Realisierung eines Empfängers mit der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung auch digitale Signalprozessoren und andere digitale Schaltungen, wie beispielsweise Schieberegister, Flip-Flops usw., gemeinsam angeordnet sein.

Bei dem Ausführungsbeispiel gemäß Fig. 1 wird einem Eingang 1 ein Signal H3 zugeführt, das der Empfangsfeldstärke im

wesentlichen proportional ist und im folgenden als Hilfssignal H3 bezeichnet wird. Dieses erfährt in zwei . Tiefpaßfiltern 2, 3 eine Mittelung mit unterschiedlichen Zeitkonstanten. Ein Umschalter 4 leitet in Abhängigkeit eines später zu erläuternden Signals DD2 eines der Ausgangssignale der Tiefpaßfilter 2, 3 als Signal AMC weiter. Dieses wird bei 5 zur Erzeugung eines die Aufrauschdämpfung angebenden Signals AFE gewichtet und ist an einem Ausgang 6 abnehmbar. Das Signal WF mit einer kleineren Zeitkonstanten wird bei 7 ebenfalls gewichtet und ist als Signal WF2 einem Ausgang 8 entnehmbar.

Für die Wichtung erforderliche Koeffizienten K1 , K2 sind in einem nichtflüchtigen Speicher 9 abgelegt und werden über einen Mikrocomputer 10 den Schaltungen 5, 7 zugeleitet. K1 und K2 können einzelne Koeffizienten oder jeweils eine Gruppe von Koeffizienten sein. An den Mikrocomputer 10 sind eine Anzeigevorrichtung 11 und eine Eingabevorrichtung 12 angeschlossen. Der Mikrocomputer 10 ist mit einem Programm versehen, das menügeführt die Einstellung der Koeffizienten erlaubt.

Fig. 2 zeigt Einzelheiten der Schaltung 7 (Fig. 1). Einem Eingang 15 ist das Signal WF zuführbar, während Eingängen 16, 17 Koeffizienten K1.1 und K1.2 zugeleitet werden. In einem Multiplizierer 18 wird das Signal WF mit dem Koeffizienten K1.1 multipliziert. Das Produkt wird anschließend bei 19 zum Koeffizienten K1.2 addiert.

Damit das Signal WF2 am Ausgang 22 keine negativen Werte annimmt, wird das Ausgangssignal des Addierers 19 bei 20 mit dem Wert 0 verglichen und bei negativen Werten mit Hilfe eines Umschalters 21 durch den Wert 0 ersetzt.

Fig. 3 zeigt ein Beispiel für eine Schaltung 5 (Fig. 1), in welcher das bei 23 zugeführte Signal AMC mit einem am

Eingang 24 anliegenden Koeffizienten K2 bei 25 multipliziert wird. Das Signal AFE ist einem Ausgang 26 entnehmbar.

Die in Fig. 4 dargestellte Abhängigkeit der

Stereo-Kanaltrennung SK von der Empfangsfeldstärke E ist mit Hilfe der Koeffizienten K1.1 und K1.2 einstellbar. Als Beispiele sind eine durchgezogene und eine gestrichelte Kurve dargestellt. Mit dem Koeffizienten K1.1 ist im wesentlichen die Steigung und mit dem Koeffizienten K1.2 die Verschiebung auf der Feldstärke-Achse einstellbar. Die dargestellte Kurve schließt die Abhängigkeit der Stereo-Kanaltrennung von dem Signal WF2 ein, die durch Kennlinien innerhalb des Stereodecoders gegeben ist.

Fig. 5 zeigt die Dämpfung L als Funktion der Empfangsfeldstärke E für zwei verschiedene Werte des Koeffizienten K2. Durch Änderung des Koeffizienten sind gleichzeitig die Steigung und der Beginn (O-dB-Punkt) der Dämpfung bzw. Lautstärke-Absenkung bei kleiner werdender Empfangsfeldstärke einstellbar.

Fig. 6 zeigt ein zweites Ausführungsbeispiel. Eingängen 45, 46, 27 werden die Hilfssignale H1 , H2 und H3 zugeführt. Das die Empfangsfeldstärke bezeichnende Hilfssignal H3 erfährt in zwei Tiefpaßfiltern 28, 29 eine Mittelung mit unterschiedlichen Zeitkonstanten. Ein Umschalter 30 leitet in Abhängigkeit eines später zu erläuternden Signals DD2 eines der Ausgangssignale der Tiefpaßfilter 28, 29 als Signal AMC weiter. Dieses wird bei 32 in Form einer Aufrauschkurve zur Erzeugung der Aufrauschdämpfung AFE gewichtet. Das Feldstärkesignal mit der kleineren Zeitkonstante wird ferner bei 31 ebenfalls gewichtet (Signal WF2). Dieses wird bei 33 mit einem Signal AT1 zur Bildung des Steuersignals D multipliziert, das am Ausgang 34 zur Verfügung steht.

Zur Erzeugung des Signals DD2 werden Hilfssignale H2 und H3 herangezogen, deren Erzeugung im Zusammenhang mit Fig. .7 näher erläutert wird. Das die Spektralanteile oberhalb des Nutzbereichs des Stereo-Multiplexsignals darstellende Hilfssignal H1 wird dazu bei 35 zunächst quadriert, wodurch ein Maß für den Energie-Inhalt dieser Anteile gebildet wird. Dieses wird bei 36 über einen Schwellwertdetektor geleitet, so daß ein Signal AHD entsteht, das das Vorliegen von Spektralanteilen mit einer über eine vorgegebene Schwelle liegender Energie anzeigt. Das aus dem Symmetriesignal SY (Fig. 1) gebildete Hilfssignal H2 wird nach einer Quadrierung bei 37 über einen Schwellwertdetektor 37' geleitet, dessen Ausgangssignal ASD somit Asymmetrien anzeigt, die eine vorgegebene Schwelle übersteigen. Derartige Asymmetrien deuten unter anderem auf das Vorliegen von Nachbarkanalstörungen hin.

Bei vielen Anwendungsfällen bringt die Verwendung eines der Signale AHD bzw. ASD als Signal DD2 bereits erhebliche Vorteile. Bei dem dargestellten Ausführungsbeispiel sind jedoch beide Detektoren 36, 37 vorgesehen, deren Ausgangssignale AHD und ASD über ein steuerbares logisches Netzwerk 38 geleitet werden. Dieses hat einerseits den Vorteil, daß bei reinen Mono-Sendungen, bei denen kein trägerfrequentes Stereo-Signal gesendet wird, die Ableitung des Signals DD2 aus dem Hilfssignal H1 erfolgt. Ebenso ist die Ableitung des Signals DD2 auch bei von der europäischen Norm abweichenden Verfahren zur Stereo-Signalübertragung möglich - beispielsweise bei dem FMX-Verfahren in den USA.

Das logische Netzwerk 38 ermöglicht eine Auswahl oder eine logische Verknüpfung der beiden Signale AHD und ASD zum Signal DD1. Das logische Netzwerk 38 kann in einfacher Weise aus einem steuerbaren Vierfach-Umschalter gebildet sein, dessen Eingängen die Signale AHD und ASD, eine Oder-Verknüpfung dieser Signale und eine Und-Verknüpfung

dieser Signale zuführbar sind. Am Ausgang des steuerbaren Umschalters steht dann das Signal DD1 zur Verfügung, das einem Impulsbreitendiskriminator 39 zugeleitet wird. Dieser sorgt dafür, daß das Signal DD2 erst dann eine Störung anzeigt, wenn das Signal DD1 für eine einstellbare Mindestzeit aktiv ist.

Das Signal DD2 dient außer zur Steuerung des Umschalters 30 als Triggersignal für zwei asymmetrische Integratoren 40, 41. Diese enthalten im wesentlichen jeweils einen Zähler, der im Moment des Triggerns auf 0 oder einen anderen vorgegebenen Wert springt und diesen solange beibehält, wie das Signal DD2 auf 0 liegt. Nimmt das Signal DD2 dann den logischen Pegel 1 an, steigen die Ausgangssignale AT1 und AMU der asymmetrischen Integratoren 40, 41 mit einstellbaren Zeitkonstanten linear auf einen Maximalwert an. Das Signal AT1 wird gemeinsam mit dem bei 32 gewichteten Feldstärkesignal WF2 einem Multiplizierer 33 zugeführt.

Das Ausgangssignal AMU des asymmetrischen Integrators 41 wird bei 42 mit dem Signal AFE multipliziert, wodurch ein Signal AFE_AMU entsteht, das eine Dämpfung der Audiosignale mit Hilfe der Multiplizierer 9, 10 (Fig. 1) um maximal 33 dB bewirkt. Dieses Signal ist der Schaltung am Ausgang 43 entnehmbar.

Die anhand der Figuren 1 bis 6 erläuterten

Ausführungsbeispiele sind Teile eines Rundfunkempf ngers mit digitaler Signalverarbeitung, für den ein

Ausführungsbeispiel in Fig. 7 dargestellt ist. Das über eine Antenne 51 empfangen Signal in einem Empfangsteil (Tuner) 52 in an sich bekannter Weise verstärkt, selektiert und demoduliert. An einem Ausgang 53 des Empfangsteils 52 steht ein Stereo-Multiplexsignal MPX1 mit einer Abtastrate von 456 kHz zur Verfügung. Um eine anschließende Abtastraten-Herabsetzung - auch Dezimation genannt - auf

228 kHz ohne Alias-Störungen zu erreichen, ist vor der Abtastraten-Herabsetzung 54 ein Tiefpaßfilter 55 vorgesehen. Zu einer einwandfreien weiteren Verarbeitung des Stereo-Multiplexsignals ist an sich ein Tiefpaßfilter mit im Durchlaßbereich ebenem Frequenzgang erforderlich. Um den dafür benötigten Aufwand, insbesondere bei der hohen Abtastrate von 456 kHz, zu ersparen, ist bei dem Ausführungsbeispiel ein einfacheres Tiefpaßfilter mit abfallendem Frequenzgang vorgesehen. Der Frequenzgangabfall wird allerdings in einem anschließenden Kompensationsfilter 56 kompensiert.

Das Stereo-Multiplexsignal MPX2 wird danach über eine Schaltung 57 zur automatischen Störunterdrückung geführt, die insbesondere bei Auftreten von Funkenstörungen Abtastwerte vor dem Beginn der Störung bis zum Ende der Störung wiederholt. An diese Schaltung schließt sich ein Stereodecoder 58 an, der zwei Audiosignale L, R erzeugt, die über Multiplizierer 59, 60 zu Ausgängen 61, 62 geleitet werden. Von dort aus werden die Audiosignale über NF-Verstärker den Lautsprechern zugeführt.

Aus dem Stereo-Multiplexsignal MPX1 wird mit Hilfe eines Hochpasses 63 und einer Dezimations-Schaltung 64 ein Signal erzeugt, das oberhalb des Nutzfrequenzbereichs des Stereo-Multiplexsignals vorhandene Signalanteile enthält, die jedoch durch die Dezimation in einen unteren Frequenzbereich gefaltet sind. Dieses Signal MPX3 zeigt verschiedene Störungen an, beispielsweise die durch Zündfunken von Fahrzeugen entstehenden Störungen. Es wird einerseits zur Steuerung der Schaltung 57 zur automatischen Störunterdrückung und andererseits zur Bildung des Hilfssignals H1 durch Dezimation der Abtastrate auf 9,5 kHz bei 65 verwendet.

Das Hilfssignal H2, dessen Abtastrate ebenfalls 9,5 kHz