Bei der Ansteuerung von Leuchtstoffröhrenanlagen bzw. Hochdruckgasröhren ist es wünschenswert, den nach dem Phasenwechsel einsetzenden Elektronenfluß bzw.

Ionenfluß mit möglichst hoher Spannung auszulösen, wobei für die Aufrechterhaltung dieses Elektronen-bzw. Ionenflusses für den Rest der Phase nur noch eine geringe Spannung notwendig ist, d. h. die Lampen benötigen einen höheren Einschaltstrom als Betriebsstrom. Wenn von einer Netzspannung von 230 V als Einschaltstrom ausge- gangen wird, so kann der Betriebsstrom bei wesentlich niedrigeren Spannungen aufrechterhalten werden, wobei die Höhe des Betriebsstromes von anderen Schalt- komponenten und insbesondere des Transformators abhängt, so daß eine Spannungs- absenkung in der Größenordnung von etwa 2/5 bis 1/3 der Ausgangspannung im Bereich zweckmäßiger Größen liegt.

Durch die DE 195 41 341 C2 und DE 195 43 249 A1 sind für derartige Steuerungen Spartransformatoren zur unterbrechungslosen Spannungsregelung bekannt, wobei die Spannungsregelung mit Hilfe vieler Abgriffe erfolgt, die mit Hilfe von Schaltschützen einen engen Spannungsbereich zu steuern in der Lage sind. Die Umschaltung der Schaltschütze muß möglichst gleichzeitig erfolgen, um kurze Zuckungen des Lichtes zu vermeiden, jedoch muß dafür gesorgt sein, daß die Schaltschütze nicht gleichzeitig geschlossen sind, weil sonst ein Kurzschluß auftritt. Da derartige Kurzschlußströme kaum zu vermeiden sind, werden Drosseln eingebaut, die den Kurzschlußstrom für kurze Zeit begrenzen.

Auch in der Zeitschrift"Control engineering", Januar 1964, Seiten 84 bis 86 wird ein Spartansformator mit Anzapfungen beschrieben, der unterbrechungslos auf die gewünschten Ausgangsspannungen umgeschaltet wird. Die einzelnen Schaltkombi- nationen werden mit Hilfe von Halbleitern ausgeführt, die jedoch zu Problemen führen, da über sämtliche Schaltelemente der Laststrom fließt und daher die Halb- leiterelemente entsprechend groß und aufwendig dimensioniert sein müssen.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine Schaltvorrichtung zu schaffen, die die Leistungsregelung von Leuchtstoffröhrenanlagen bzw. Hochdruckgasröhren mit elek- tronischen Schaltern zuläßt, die trotz der Leistungsanforderung verhältnismäßig ein- fach und preiswert aufgebaut sind und die an sich bekannte Leistungsumschaltung von einem höheren Einschaltstrom auf einen niedrigeren Betriebsstrom in jeder Halb- phase der Wechselspannung ohne Überlastung zuläßt. Dabei soll die Schaltungs- vorrichtung durch entsprechende Modifikation auch die Möglichkeit bieten, eine konstante Spannung über der Eingangsspannung zu erzeugen. Die Schaltungsvor- richtung soll sowohl in kompensierten als auch nichtkompensierten Anlaen verwend- bar sein.

Diese Aufgabe wird ausgehend von der eingangs genannten Schaltvorrichtung er- findungsgemäß dadurch gelöst, daß die beiden Schalter (ES1, ES2) elektronisch mit der Frequenz der Wechselspannung wechselweise ein-und ausschaltbar sind, wobei der erste elektronische Schalter (ES1) aus als Phasenanschnitts-und/oder Phasen- abschnittssteuerung arbeitenden Transistorschaltern besteht, welche in Abhängigkeit vom Phasennulldurchgang wechselweise ansteuerbar sind, und wobei der zweite elektronische Schalter (ES2) ebenfalls aus wechselweise in Abhängigkeit von der Phase leitenden Transistorschaltern aufgebaut ist, von welchen der eine Transistor- schalter bei der positiven Phase bzw. der zweite Transistorschalter bei der negativen Phase der Wechselspannung leitend ist, wenn der erste elektronische Schalter (ES1) nicht leitend ist ; daß die Transistorschalter des ersten und zweiten elektronischen Schalters (ES1 ; ES2) für jede Halbwelle der Wechselspannung zumindest einen Feld- effekttransistor (MOS-FET bzw. IGBT) mit parallel liegender Diode umfassen ; daß die wechselweise von den Halbphasen der Wechselspannung durchschaltbaren Transistorschalter des ersten elektronischen Schalters (ES1) von einem Mikroprozessor aus ansteuerbar sind, der in Abhängigkeit von einer Phasennullerkennungsschaltung ein Zündwinkelsignal (ZW) für die Phasenanschnitts-und/oder Phasenabschnitts- steuerung der Transistorschalter liefert ; und daß die Transistorschalter des zweiten elektronischen Schalters (ES2) über eine Ansteuerschaltung halbperiodenselektiv bei nichtleitendem ersten elektronischen Schalter (ES1) in den leitenden bzw. nicht- leitenden Zustand schaltbar sind.

Elektronische Schalter sind bereits durch die DE 197 31 700 A1 und die DE 198 31 603 AI bekannt. Es hat sich jedoch herausgestellt, daß diese bekannten elektronischen Schalter nicht ohne weiteres für Schaltungsvorrichtungen benutzt werden können, die sowohl in kompensierten Anlagen als auch nichtkompensierten Anlagenn bei Wechselspannungsfrequenzen von 50 Hertz bzw. 60 Hertz eingesetzt werden sollen.

Für die Steuerung der elektronischen Schalter ist unter diesen Voraussetzungen er- forderlich, daß sie exakt phasengleich gesteuert werden. Deshalb sieht die Erfindung vor, daß das von einem Tiefpassfilter abgegriffene phasenverschobene Phasen- nulldurchgangssignal der Wechselspannung als Triggersignal (Tr) auf einen mono- stabilen Multivibrator wirkt, dessen durch ein auf die Wechselspannungsfrequenz ab- gestimmtes RC-Glied am Ende des metastabilen Zustandes ein mit dem nächstfolgen- den Phasennulldurchgang phasenrichtiges Ausgangssignal (Q) liefert.

Dieses Triggersignal und das phasenrichtige Ausgangsignal des monostabilen Multi- vibrators dient der Ansteuerung eines Mikroprozessors, der durch Auszählen die Wechselspannungsfrequenz feststellt sowie das gewünschte Zündwinkelsignal für den ersten elektronischen Schalter errechnet.

Die Erfindung sieht ferner vor, daß der Mikroprozessor bei einem Frequenzwechsel der Wechselspannung ein Umschaltsignal liefert, mit welchem er die Zeitkonstante des RC-Glieds an die geänderte Frequenz anpaßt.

Nach einer weiteren Ausgestaltung der Erfindung ist vorgesehen, daß das Zünd- winkelsignal zur zündwinkelabhängigen Betätigung der Transistorschalter des ersten elektronischen Schalter (ES1) über einen eingangsseitigen Optokoppler und eine Schmitt-Triggerschaltung an die Transistorschalter anlegbar ist, und daß die Transistor- schalter diesen ersten elektronischen Schalter (ES1) entsprechend der gewünschten Phasenanschnitts-und/oder Phasenabschnittssteuerung ein-bzw. ausschalten.

Für die Ansteuerung des zweiten elektronischen Schalters ist ferner vorgesehen, daß das Zündwinkelsignal zur zündwinkelabhängigen Ansteuerung der Transistorschalter des zweiten elektronischen Schalters (ES2) über einen Flip-Flop und ggf. einen weiteren Optokoppler an diese Transistorschalter anlegbar ist und diese wechselweise bei ausgeschaltetem ersten elektronischen Schalter (ES1) leitend macht.

Die Erfindung sieht ferner vor, daß die zündwinkelabhängige Ansteuerung des ersten und zweiten elektronischen Schalters unterdrückbar ist, wenn ein Stromwandler (SW) am Ausgang (L') der Schaltungsvorrichtung einen Überstrom feststellt.

Diese überstromabhängige Spannung am Stromwandler (SW) ist mit einer Bezugs- spannung an einem Widerstand vergleichbar, wobei eine die Bezugsspannung über- steigende Spannung einerseits die Übertragung des Zündwinkelsignals (ZW) zum ersten elektronischen Schalter (ES1) unterdrückt und andererseits den Flip-Flop zurücksetzt, um über den Optokoppler den zweiten elektronischen Schalter (ES2) in den nichtleitenden Zustand zu steuern.

Diese gemäß der Erfindung ausgeführte Schaltungsvorrichtung erfüllt in vorteilhafter Weise alle Anforderungen in kompensierten und nicht kompensierten Netzwerken von Beleuchtungsanlagen mit Leuchstoffröhren bzw. Hochdruckgasröhren, wobei die elektronischen Schalter sehr betriebsstabil mit verhältnismäßig preiswerten elektro- nischen Elementen aufgebaut sind.

Die Vorteile und Merkmale der Erfindung ergeben sich auch aus der nachfolgenden Beschreibung von Ausführungsbeispielen in Verbindung mit den Ansprüchen und der Zeichnung. Es zeigen Fig. 1 ein Prinzipschaltbild der Schaltungsanordnung gemäß der Erfindung zum sinusförmigen Absenken einer Wechselspannung ; Fig. 2 ein Prinzipschaltbild einer weitere Ausführungsform der Erfindung zum sinusförmigen Anheben der Wechselspannung ; Fig. 3 ein Prinzipschaltbild des ersten elektronischen Schalters gemäß den Fig. 1 und 2 ; Fig. 4 ein Prinzipschaltbild des zweiten elektronischen Schalters gemäß den Fig. 1 und 2 ; Fig. 5 ein Prinzipschaltbild für die Phasennullerkennung und die Anpassung des Zündwinkelsignals an unterschiedliche Netzfrequenzen ; Fig. 6 ein Prinzipschaltbild für die zündwinkelabhängige Ansteuerung des ersten und zweiten elektronischen Schalters gemäß den Fig. 1 und 2.

In der nachfolgenden Beschreibung sind für gleiche Teile gleiche Bezugszeichen verwendet.

Die in den Fig. 1 und 2 dargestellten Prinzipschaltungen bestehen aus einem Spar- transformator 10, dessen oberes Wicklungsende an die Phasenspannung L und dessen unteres Wicklungsende an den Nullleiter N angeschlossen ist. Das obere Wicklung- sende liegt ferner über einem ersten elektronischen Schalter ES1 am Ausgang L', ein Abgriff 11 ist über einen zweiten elektronischen Schalter ES2 ebenfalls mit dem Ausgang L'verbunden.

Die beiden elektronischen Schalter ES1 und ES2 sind miteinander derart verkoppelt bzw. synchronisiert, daß sie eine Wechselschalterfunktion haben. Dabei ist es wichtig, daß die beiden elektronischen Schalter zur Vermeidung eines Kurzschlusses nicht gleichzeitig leitend sind.

Unter diesen Voraussetzungen ergibt sich, daß bei geschlossenem elektronischen Schalter ES1 und geöffneten elektronischen Schalter ES2 am Ausgang L'die Phasen- spannung L anliegt, wogegen bei geöffnetem elektronischen Schalter ES1 und geschlossenem elektronischen Schalter ES2 die dem Windungsverhältnis der beiden Wicklungsabschnitte entsprechende Spannung am Ausgang L'anliegt.

Für die phasengenaue Umschaltung der elektronischen Schalter ES1 und ES2 ist es erforderlich, eine Phasennullerkennung mit Hilfe der Schaltung 15 durchzuführen, um ein Zündwinkelsignal ZW zu erzeugen und um die elektronischen Schalter ES1 und ES2 mit den für die halbwellenselektive Umschaltung erforderlichen Signale anzu- steuern.

Ein Stromwandler SW liefert in Abhängigkeit vom Ausgangsstrom über den elektro- nischen Schalter ES2 eine Versorgungsspannung für die zündwinkelabhängige Ansteuerung der beiden elektronischen Schalter ES1 und ES2, wie nachfolgend anhand von Fig. 6 näher erläutert wird.

Zur Erzeugung des Zündwinkelsignals ZW dient die Schaltung zur Phasennull- erkennung und ggf. zur Frequenzumschaltung gemäß Fig. 5. Eine Spannungs- versorgung 20 liefert ein Wechselstromsignal mit 50 bzw. 60 Hertz an ein Tiefpassfilter 22, das aus Widerständen 23 und Kondensatoren 24 symmetrisch aufgebaut ist. Dieses Tiefpassfilter 22 hat auch den Zweck die für Schaltvorgänge auf die Netzspannung aufmodellierten Tonfrequenzen auszufiltern. Das Ausgangssignal des Tiefpassfilters steuert zwei in Serie gegeneinander geschaltete Transistoren 26 an, die ausgangseitig eine der Wechselspannung entsprechende Impulssignalfolge für den Transistor 27 zur Verfügung stellen. Dieser Transistor 27 wird von dem positiven Halbwellenimpuls in den leitenden Zustand geschaltet und überträgt ausgangsseitig ein positives Trigger- signal an einen monostabilen Multivibrator 28. Dieses Triggersignal wird gleichzeitig über die Leitung 29 einem Mikroprozessor 30 zugeführt, der daraus mit Hilfe des Ausgangssignals des Multivibrators 28 über die Leitung 31 die Periodendauer bzw. die Frequenz des Wechselstromsignals auszählt und die korrekte Phasennullage des Wechselstromssignals anhand eines verzögerten Ausgangssignals des monostabilen Multivibrators erkennt.

Durch das Triggersignal wird der monostabile Multivibrator 28 aus seinem stabilen Zustand in den metastabilen Zustand umgeschaltet, in welchem er so lange liegen bleibt, bis der Kondensator 33 des angeschlossene RC-Glied mit den Widerständen 34, 35 auf die Schwellspannung aufgeladen ist, bei welcher der monostabile Multivibrator aus dem metastabile Zustand in den stabilen Zustand zurückschaltet. Durch die Einstellung des RC-Gliedes wird mit hilfe des einstellbaren Widerstandes 35 die Umschaltverzögerung des monostabilen Multivibrators auf die Wechselspannungs- frequenz eingestellt, so daß bei der Rückschaltung von dem metastabilen Zustand in den stabilen Zustand eine Zeitverzögerung auftritt und das Ausgangssignal Q exakt zum Phasennulldurchgang über die Leitung 31 für den Mikroprozessor 30 zur Verfügung steht.

Wenn der Mikroprozessor 30 feststellt, daß die ausgezählte Periodendauer über die beiden Leitungen 29 und 31 verschieden ist, wird ein Umschaltsignal UMS an einen Transistor 36 angelegt, so daß dieser leitend wird und die Widerstände 37,38 parallel zu den Widerständen 34,35 schaltet. Diese Widerstände sind derart ausgewählt, daß die Verzögerung im monostabilen Multivibrator 28 bei einer Umschaltung der Wech- selstromfrequenz von 50Hz auf 60 Hz an die jeweilige Frequenz angepaßt ist.

Der Mikroprozessor 30 errechnet nunmehr aufgrund des die korrekte Phasennulllage kennzeichnenden Ausgangssignals Q über die Leitung 31 das Zündwinkelsignal ZW entsprechend dem gewünschten Phasenanschnittswinkel bzw. dem gewünschten Phasenabschnittswinkel.

Ein Prinzipschaltbild des ersten elektronischen Schalters ES1 ist in Fig. 3 dargestellt.

Wenn das vom Mikroprozessor 30 gelieferte Zündwinkelsignal ZW am elektronischen Schalter anliegt, wird die von der Spannungsversorgung 20 gelieferte Wechselspan- nung über einen Optokoppler 41 an eine Schmitt-Triggerschaltung 42 angelegt, die aus der Sinusspannung eine Rechteckwechselspannung macht. An die beiden Ausgangsleitungen für die positive Halbwelle bzw. die negative Halbwelle der Recht- eckwechselspannung sind über die Kopplungswiderstände 43 und 44, MOS-FET's 46 bzw. 47 angeschlossen, zu denen jeweils eine Diode 48 bzw. 49 parallel geschaltet ist, wobei es sich nicht um diskrete Dioden handeln muß, sondern um solche, die sich durch den Halbleiteraufbau im Innern des Halbleiters ergeben.

Der Optokoppler 41 findet vorzugsweise Verwendung, um eine Potentialtrennung bzgl. der verschiedenen notwendigen Spannungsversorgungen vorzusehen.

Wenn das vom Mikroprozessor 30 gelieferte Zündwinkelsignal ZW anliegt und damit der leitende Optokoppler 41 der Schmitt-Triggerschaltung 42 die Wechselspannung zuführt, schaltet das über die Entkopplungswiderstände 43 angelegte positive Recht- ecksignal die Transistorschalter 46 in den leitenden Zustand, wobei die Dioden 48 gesperrt sind. Gleichzeitig sind die Dioden 49 im Transistorschalter 47 leitend, womit dieleitende Verbindung zwischen der Phasenspannung L und dem Ausgang L'her- gestellt ist. Entsprechendes gilt für den negativen Impuls der Rechteckwechselspan- nung, der über die Entkopplungswiderstände 44 die Transistorschalter 47 in den leitenden Zustand schaltet, so daß bei gesperrten Dioden 49 die leitende Verbindung von der Phasenspannung L zum Ausgang L'über die Transistorschalter 47 und die Dioden 48 erfolgt.

Sobald das Zündwinkelsignal ZW entfällt, ist die Verbindung zwischen der Phasen- spannung L und dem Ausgang L'unterbrochen.

Der Aufbau des zweiten elektronischen Schalters ES2 ergibt sich aus Fig : 4. Danach wird von der Spannungsversorgung 20 eine Wechselspannung über einen Opto- koppler 51, der ebenfalls der Potentialtrennung dient, angelegt, der für die positive Halbwelle den Transistor im Optokoppler leitend macht und den Transistor 53 im nachgeschalteten Netzwerk sperrt. Die sich daraus ergebende Erhöhung der Kollek- torspannung wird über den Widerstand 54 an die Basis des Transistors 55 angelegt, der damit eine positive Vorspannung erhält und leitend wird.

Das sich einstellende Potential am Kollektor des Transistors 55 bewirkt eine Sperrung des Transistors 57 während gleichzeitig der mit derselben Basisvorspannung be- aufschlagte Transistor 56 leitend wird und dafür sorgt, daß für die positive Halbwelle auf der Leitung Ghl eine positive Spannung anliegt, wogegen für die negativen Halb- wellen Massepotential auf dieser Leitung wirksam ist. Entsprechend steuert der von der positiven Halbwelle über den Optokoppler 51 gesperrte Transistor 53 mit seinem Kollektorpotential die Transistoren 58 und 59 an und bewirkt, daß der Transistor 58 leitend wird und der Transistor 59 sperrt, womit auf der ausgangseitigen Leitung Gh2 für die positive Halbwelle Massepotential und für die negative Halbwelle ein positives Potential wirksam ist.

Diese Potentiale steuern über die Entkopplungswiderstände 60 und 61 die nach- geschalteten Transistorschalter 62 und 63 an, zu denen jeweils eine Diode 64 bzw. 65 parallel geschaltet ist, wobei es sich ebenfalls um in den Halbleitern integrierte Dioden handeln kann.

Durch diese Schaltungskombination ergibt sich, daß eine zwischen dem Abgriff 11 und dem Ausgang L'wirksame positive Halbwelle der Wechselspannung über die Transistorschalter 63 und die Dioden 64 zum Ausgang L'übertragen wird, wogegen für die negative Halbwelle der Wechselspannung der Abgriff 11 über die Transistor- schalter 62 und die Dioden 65 mit dem Ausgang L'verbunden ist.

Um den elektronischen Schalter ES2 für die Zeit des vom Mikroprozessor 30 aus an- liegenden Zündwinkelsignals ZW zu öffnen, d. h. während der elektronische Schalter ES1 geschlossen ist, werden die Anschlüsse A und B gemäß Fig. 4 vom leitenden Optokoppler 75 kurzgeschlossen und damit an den Leitungen Ghl und Gh2 Masse- potential wirksam.

Diese Überbrückung der Anschlüsse A und B erfolgen mit Hilfe der zündwinkel- abhängigen Ansteuerung der elektronischen Schalter ES1 und ES2 gemäß Fig. 6. Zu diesem Zweck wird das Zündwinkelsignal ZW an die Schaltung 16 zur Ansteuerung der elektronischen Schalter ES1 und ES2 angelegt. Diese Schaltung umfaßt zwei invertierende Schmitt-Trigger 70 und 71, die in Serie geschaltet sind und das Zünd- winkelsignal direkt an den elektronischen Schalter ES1 übertragen. Die Schaltung umfaßt ferner einen Flip-Flop 72, der bei anliegendem Zündwinkelsignal vom Ausgangssignal des Schmitt-Trigger 70 über die Leitung 73 derart gesetzt wird, daß die Leuchtdiode im Optokoppler 75 aufleuchtet und der ausgangseitige Transistor die Klemmen A und B kurzschließt. Damit wird der elektronische Schalter ES2 geöffnet.

Um die Anschlußklemmen A und B bei nichtanliegendem Zündwinkelsignal im offenen Zustand zu halten ist es erforderlich, daß die Diode im Optokoppler 75 aus- geschaltet ist. Diese erfolgt durch Umschaltung des Flip-Flops infolge einer An- steuerung über die Leitung 76. Zu diesem Zweck wird über einen Stromwandler SW, von dem über den Ausgang L'fließenden Strom ein Signal abgeleitet, welches zur Messung des Ausgangsstromes dient. Die vom Stromwandler SW gelieferte niedrige Spannung wird zunächst mit Hilfe von Operationsverstärkern 78 und 79 bzgl. der negativen Halbwelle und der positiven Halbwelle verstärkt und zwei weiteren Opera- tionsverstärkern 80 und 81 zugeführt, um die Spannung vom Stromwandler mit einer Bezugspannung am Widerstand 82 zu vergleichen. Wenn die verstärkte Spannung größer als die Bezugsspannung ist, werden die beiden Operationsverstärker 80 und 81 durchgeschaltet, um eine maximale bzw. minimale Versorgungsspannung an den Kondensator 83 anzulegen, worauf die Ausgangsspannung am invertierenden Schmitt- Trigger 84 gegen Masse geht. Damit wird einerseits der Flip-Flop 71 derart gesetzt, daß die Leuchtdiode im Optokoppler 75 aufleuchtet und den interen Transistor in den leitenden Zustand steuert, d. h. die Anschlußklemmen A und B kurzschließt. Dieser Kurzschluß bewirkt, wie bereits erwähnt, daß der elektronische Schalter ES2 nicht leitend wird.

Das am Ausgang des invertierenden Schmittt-Trigger 84 liegende Massesignal dient auch als Basisansteuerung über den Widerstand 86 auf den Transistor 85, der damit leitend wird und den Eingang des invertierenden Schmitt-Trigger 71 gegen positives Potential zieht. Damit stellt sich an dessen Ausgang Massepotential ein, was bewirkt, daß der elektronische Schalter ES1 über den Optokoppler 41 gemäß Fig. 3 in den nicht leitenden Zustand geschaltet wird.

Dieser Aufbau schützt vor Überströmen einerseits, jedoch im Normalbetrieb, wenn keine Übersströme auftreten, ist der Transistor 85 gesperrt und das Ausgangssignal des Schmitt-Triggers 70 wird als invertiertes Zündwinkelsignal am Ausgang des invertierenden Schmitt-Triggers 71 phasenrichtig an den elektronischen Schalter ES1 übertragen.

Wenn keine Überspannung wirksam ist, wird bei fehlendem Zündwinkelsignal ZW das am Ausgang des invertierenden Schmitt-Triggers 70 wirksame Signal über den ebenfalls invertierenden Schmitt-Trigger 87 an die Diode 88 angelegt, wodurch diese leitend wird und den Kondensator 83 entlädt.

Durch die Maßnahmen der Erfindung wird eine Schaltungsvorrichtung zur annähernd sinusförmigen Absenkung oder Anhebung einer Wechselspannung geschaffen, die im Betriebszustand äußerst stabil und vielseitig auch für unterschiedliche Netzfrequenzen einsetzbar ist, selbst wenn auf die Netzspannung für Schaltvorgänge Tonfrequenzen aufmoduliert sind, die Phasenverschiebungen bewirken. Die Stabilität der Schaltung wird auch dadurch begünstigt, daß durch die integrierte Überstromabschaltung überstromempfindliche Halbleiterelemente keinen überhöhten Belastungsströmen ausgesetzt werden.