In heute üblichen Kommunikationssystemen, insbesondere in solchen, welche die drahtlose Kommunikation realisieren, wer- den analoge Signale einer vorgegebenen Bandbreite B empfan- gen. Diese Bandbreite B ist systemspezifisch. Beispielswei- se ist die Bandbreite B von Signalen im Global System for Mo- bile Communications (GSM) gleich 200 kHz und diejenige im CDMA- (Code Division Multiple Access)-System IS-95 gleich 1,25 MHz.

Es sind bereits Mehrstandardgeräte (auch als Mehrbandgeräte bezeichnet) bekannt, die mehrere Systemstandards, beispiels- weise sowohl GSM als auch IS-95 unterstützen. Diese Geräte verwenden für jeden Systemstandard einen eigenen standardspe- zifischen Analog-Digital- (A/D-) Umsetzer, an den sich im Di- gitalbereich ein entsprechend optimiertes, ebenfalls stan- dardspezifisches Selektionsfilter anschließen. Die A/D- Umsetzer digitalisieren jeder für sich Signale mit einer Bandbreite B', die größer als die Bandbreite B ist. Die Se- lektionsfilter führen die Bandbegrenzung auf die jeweils ge- wünschte standardspezifische Bandbreite B durch und dezimie- ren die Abtastrate (Abtastratenreduktion). Jede Kombination aus A/D-Umsetzer und Selektionsfilter ist fest vorgegeben.

Bei diesen bekannten Kommunikationsendgeräten ist nachteilig,

daß die Verwendung von standardspezifischen A/D-Umsetzern und zugeordneten standardspezifischen Selektionsfiltern einen verhältnismäßig großen Hardware-Aufwand darstellt. Ein wei- terer Nachteil dieser Geräte besteht darin, daß das nachträg- liche Einbeziehen weiterer Systemstandards in der Regel nur durch Veränderungen auf Hardware-Ebene realisierbar ist.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine Schaltungsan- ordnung für ein Mehrstandard-Kommunikationsendgerät zu schaf- fen, die mit geringem Hardware-Aufwand realisierbar ist.

Insbesondere soll die Schaltungsanordnung eine hohe Flexibi- lität hinsichtlich der mit dem Mehrstandard-Kommunikations- endgerät empfangbaren Systemstandards bieten.

Die der Erfindung zugrundeliegende Aufgabenstellung wird durch die Merkmale des Anspruchs 1 gelöst.

Aufgrund der Variabilität der Durchlaßbandbreite des digita- len Filters läßt sich mit diesem eine standardspezifische Bandbegrenzung durchführen, wobei ein und dasselbe digitale Filter für die Bandbreitenbegrenzung aller empfangenen Sy- stemstandards verwendet wird. Dadurch wird der Hardware- Aufwand reduziert, da es nicht mehr erforderlich ist, für je- den Systemstandard ein eigenes für diesen ausgelegtes digita- les Filter vorzusehen.

Darüber hinaus wird durch eine geeignete Programmierfunktio- nalität des Filters auch die Einbeziehung nachträglich hinzu- tretender Systemstandards ermöglicht. Damit wird die Flexi- bilität und der Funktionsbereich des Mehrstandard-Kommunika- tionsendgerätes weiter erhöht.

Ein gewünschter Systemstandard kann einerseits auf automati-

sche Weise festgelegt werden, indem die Schaltungsanordnung einen empfangenen Systemstandard durch Auswertung der ent- sprechenden HF-Eingangssignale, insbesondere Funksignale er- kennt und nachfolgend die dem erkannten Systemstandard ent- sprechende Durchlaßbandbreite des digitalen Filters ein- stellt. Bei örtlich wechselnden Systemstandards ist dann stets dafür gesorgt, daß das Mehrstandard-Kommunikationsend- gerät auf den lokalen Systemstandard eingestellt ist. Ande- rerseits ist es auch möglich, daß die Wahl des Systemstan- dards durch den Teilnehmer selbst getroffen wird. Dies er- möglicht dem Teilnehmer, gezielt zwischen unterschiedlichen Standards, beispielsweise GSM und IS-95 zu wählen, sofern Funksignale mehrerer Systemstandards vorliegen. Da unter- schiedlichen Systemstandards in der Regel auch unterschiedli- che Netze sowie unterschiedliche Netzbetreiber zugrunde lie- gen, wird damit dem Teilnehmer auch die Wahl zwischen den verschiedenen Leistungsmerkmalen der Netze und Leistungsange- boten bzw. Diensten der Netzbetreiber ermöglicht.

Der hier verwendete Begriff Systemstandard ist in einem wei- ten Sinne zu verstehen. Unterschiedliche Systemstandards nach dem hier verwendeten Sprachgebrauch liegen (zumindest) immer dann vor, wenn die Systeme HF-Eingangssignale (Funksi- gnale) unterschiedlicher Bandbreiten verwenden.

Bei dem durch Heruntermischen erzeugten analogen Empfangs- signal kann es sich sowohl um ein Basisbandsignal als auch um ein Signal in einem Zwischenfrequenzbereich (beispielsweise 300 MHz in GSM) handeln. Mit anderen Worten umfaßt die Er- findung sowohl nach dem Homodynprinzip arbeitende Schaltungs- anordnungen für"Direktumwandlungsempfänger"als auch Schal- tungsanordnungen für Heterodynempfänger.

Vorzugsweise umfaßt die Selektionseinheit ferner eine Abta- straten-Reduzierschaltung variabler Abtastratenreduktion, wo- bei die im Betrieb eingestellte Abtastratenreduktion in Ab- hängigkeit von dem gewünschten Systemstandard bestimmt ist.

Durch diese Maßnahme wird zusätzlich zu der standardspezifi- schen Bandbegrenzung auch eine standardspezifische Reduktion der Abtastrate bewirkt. Dadurch kann die am Ausgang der Se- lektionseinheit vorhandene Abtastrate so eingestellt werden, daß sie den unterschiedlichen Erfordernissen der einzelnen Systemstandards in bezug auf Symbolrate und Signaldynamik ge- nugt.

Das digitale Filter kann baulich in unterschiedlicher Weise realisiert sein.

Nach einer ersten vorteilhaften Ausführungsvariante der Er- findung ist das digitale Filter in Form einer integrierten Schaltung mit einem Koeffizienteneingang zum Einstellen von Filterkoeffizienten ausgebildet. Durch Eingabe von einem be- stimmten Systemstandard zugeordneten Filterkoeffizienten ist das Filter dann (systemstandardspezifisch) konfiguriert. Zur Speicherung der Filterkoeffizienten kann in der integrierten Schaltung ein mit dem Koeffizienteneingang in Verbindung ste- hendes Schieberegister enthalten sein.

Nach einer zweiten vorteilhaften Ausführungsvariante umfaßt das digitale Filter einen programmierbaren Festwertspeicher (EEPROM), in dem eine Tabelle abgelegt ist, die jedem System- standard einen Satz von Filterkoeffizienten zuordnet. In diesem Fall sind die gewünschten Filterkoeffizienten bereits in dem digitalen Filterchip enthalten und es muß durch eine von außen erfolgende Anwahl lediglich der gewünschte Koeffi- zientensatz aufgerufen werden. Bei dieser Variante ist vor-

teilhaft, daß sich das digitale Filter durch Umprogrammierung des Festwertspeichers (d. h. Abspeichern neuer Koeffizienten- sätze) an neue Systemstandards anpassen läßt.

Zur Ausführung der die Filterung repräsentierenden Rechenope- rationen kann das Filter festverdrahtete Digitalschaltungen wie einen Addierer, einen Multiplizierer, ein Schieberegister und dergleichen umfassen. Der konkrete Schaltungsaufbau be- stimmt dabei den Typ des Filters (beispielsweise seriell, parallel, FIR, IIR). Eine andere Möglichkeit besteht darin, daß das digitale Filter als programmierbarer Signalprozessor ausgebildet ist. In diesem Fall ist der verwendete Filtertyp zunächst variabel und wird erst durch die Programmierung des Signalprozessors festgelegt.

Als digitale Filter können sowohl FIR-als auch IIR-Filter zum Einsatz kommen. Während IIR-Filter eine höhere Selekti- vität und einen niedrigeren Rechenbedarf als FIR-Filter auf- weisen, besitzen letztere unter anderem den Vorteil, daß sie unabhängig von der Koeffizientenwahl stets eine sehr geringe Schwingungsneigung, d. h. für alle Systemstandards gleichmäßig gute Stabilitätseigenschaften aufweisen.

Eine unter dem Gesichtspunkt möglichst geringen Rechenauf- wands günstige Realisierung des digitalen Filters kenn- zeichnet sich dadurch, daß das digitale Filter aus mehreren Einzelfiltern aufgebaut ist, daß die Abtastraten-Reduzier- schaltung aus mehreren Einzelabtastraten-Reduzierschaltungen aufgebaut ist, und daß die Einzelfilter und die Einzelabta- straten-Reduzierschaltungen alternierend in Reihe angeordnet sind.

Zur Erhöhung der Umsetzungsgenauigkeit wird vorzugsweise als

A/D-Umsetzer ein Delta-Sigma (AE) A/D-Umsetzer insbesondere dritter Ordnung eingesetzt. Dadurch kann eine wesentliche Verminderung des Quantisierungsfehlers und somit eine Verbes- serung des Signal-zu-Rausch-Verhältnisses am Ausgang der Se- lektionseinheit erreicht werden.

Weitere vorteilhafte Ausgestaltungen der Erfindung sind in den Unteransprüchen angegeben.

Die Erfindung wird nachfolgend anhand eines Ausführungsbei- spiels unter Bezugnahme auf die Zeichnung beschrieben ; in dieser zeigt : Fig. 1 ein Blockschaltbild einer erfindungsgemäßen Schal- tungsanordnung für einen Homodynempfänger ; Fig. 2 ein Blockschaltbild einer Selektionseinheit ; Fig. 3 ein Blockschaltbild eines parallelen FIR-Filters ; Fig. 4 ein Blockschaltbild eines seriellen FIR-Filters mit programmierbarem Festwertspeicher ; Fig. 5 ein Diagramm, das das Signal-zu-Rausch-Verhältnis (SNR) eines üblichen A/D-Umsetzers und eines AL A/D- Umsetzers als Funktion der Uberabtastung darstellt ; und Fig. 6 ein Diagramm, das die Signaldynamik am Ausgang der Selektionseinheit in Abhängigkeit von der Abtastrate am Ausgang der Selektionseinheit darstellt.

Fig. 1 zeigt eine erfindungsgemäße Schaltungsanordnung, wie sie in einem Kommunikationsendgerät, beispielsweise einer Mo- bilstation eines Mobilfunksystems zum Einsatz kommen kann.

Ein Hochfrequenzteil 1 der Schaltungsanordnung umfaßt einen Verstärker mit automatischer Verstärkungsregelung 1.1, dessen Signaleingang mit einer Empfangsantenne 6 verbunden ist.

Die Empfangsantenne 6 empfängt Funksignale FS1 und FS2, die von einer nicht dargestellten Basisstation ausgesendet wer- den. Den beiden Funksignalen FS1 und FS2 liegen unterschied- liche Mobilfunkstandards Sl und S2 zugrunde. Beispiele für unterschiedliche Mobilfunkstandards sind die US-amerikani- schen Standards AMPS (Advanced Mobile Phone Service) und IS- 95 (Interim Standard 95) oder der paneuropäische Standard GSM bzw. dessen Variante DCS 1800 (Digital Cellular System 1800).

Vorliegend soll bereits dann von unterschiedlichen System- standards S1 und S2 die Rede sein, wenn S1 und S2 unter- schiedliche Bandbreiten BS1 bzw. BS2 aufweisen. Üblicherweise unterscheiden sich Systemstandards S1, S2 jedoch noch durch eine Vielzahl von weiteren Parametern, die beispielsweise die Trägerfrequenz, die Art des Vielfachzugriffs, die Bitrate, die Modulationsart, die Quellen-und Kanalcodierung usw. be- treffen.

Die Funksignale FS1 und FS2 werden in dem Verstärker 1.1 ver- stärkt. An seinem Ausgang stellt der Verstärker 1.1 ein ana- loges HF-Empfangssignal zur Verfügung, das den überlagerten empfangenen Funksignalen (FSl, FS2) entspricht. Das HF- Empfangssignal wird den Eingängen zweier parallel geschalte- ter erster und zweiter Abwärtsmischer 2.1 und 2.2 zugeführt.

Die Mischfrequenz fM für die beiden Abwärtsmischer 2.1 und

2.2 wird durch ein Mischfrequenzsignal 8 eines lokalen Oszil- lators 7 bereitgestellt. Während das Mischfrequenzsignal 8 dem ersten Abwärtsmischer 2.1 direkt zugeführt wird, durch- läuft es vor Eingabe in den zweiten Abwärtsmischer 2.2 einen 90°-Phasenschieber 2.3. Das von dem ersten Abwärtsmischer 2.1 ausgegebene heruntergemischte analoge Empfangssignal 9 wird üblicherweise als Inphase- (I)-Empfangssignal und das von dem zweiten Abwärtsmischer 2.2 ausgegebene phasenverschobene analoge Empfangssignal 9'als Quadratur- (Q)-Empfangssignal bezeichnet.

Die beiden Abwärtsmischer 2.1 und 2.2 sowie der 90°-Phasen- schieber 2.3 bilden die in der Fig. 1 mit einer strichpunk- tierten Linie dargestellte Empfangsmischstufe 2.

Die weitere Verarbeitung der analogen I-und Q-Empfangs- signale 9,9'ist identisch. Sie wird daher im folgenden le- diglich anhand des analogen I-Empfangssignals 9 erläutert.

Ferner wird zur einfacheren Darstellung nur der Basisbandbe- reich betrachtet, d. h. ein Homodynempfänger zugrunde gelegt.

Die folgende Beschreibung ist in analoger Weise auf den Fall eines Heterodynempfängers übertragbar, indem statt des Basis- bandbereichs ein Zwischenfrequenzbereich und anstelle des im folgenden noch näher beschriebenen digitalen Tiefpaßfilters mit variabler Durchlaßbandbreite ein digitales Bandpaßfilter mit variabler Durchlaßbandbreite betrachtet wird.

Das analoge I-Empfangssignal 9 wird einem analogen Tiefpaß- filter 10 eingegeben. Das Tiefpaßfilter 10 führt eine erste Bandbegrenzung des empfangenen Signals auf eine Bandbreite B' durch. Die Bandbreite B'ist Systemstandard-unspezifisch und muß daher größer als die größte der Bandbreiten BS1, BS2 sämtlicher empfangener Funksignale FS1, FS2 sein.

Das von dem analogen Tiefpaßfilter 10 (bzw. hinsichtlich des Q-Zweiges von dem analogen Tiefpaßfilter 10') ausgegebene analoge I-Empfangssignal 11 (bzw. analoge Q-Empfangssignal 11') wird einer Signalverarbeitungsschaltung 3 (bzw. 3') zu- geführt. Die Signalverarbeitungsschaltung 3 weist eingangs- <BR> <BR> <BR> <BR> seitig einen AE A/D-Umsetzer 3.1 und eine diesem nachgeschal- tete Selektionseinheit 3.2 auf. <BR> <BR> <BR> <BR> <BR> <BR> <P>Der AE A/D-Umsetzer 3.1 tastet das analoge I-Empfangssignal 11 mit einer Abtastfrequenz fA ab. Zur Erzielung einer hohen <BR> <BR> <BR> <BR> Umsetzgenauigkeit arbeitet der AL A/D-Umsetzer 3.1 in Uberab- tastung, d. h. es gilt fA > 2B'.

Bei dem DE A/D-Umsetzer 3.1 kann es sich um einen Umsetzer erster oder höherer Ordnung handeln. Je höher die Ordnung, desto höher ist die Umsetzgenauigkeit-allerdings steigt mit <BR> <BR> <BR> <BR> höherer Ordnung auch der Rechenaufwand. Ein AL A/D-Umsetzer 3.1 dritter Ordnung realisiert einen für die vorliegende Er- findung guten Kompromiß zwischen Umsetzgenauigkeit und Re- <BR> <BR> <BR> <BR> chenaufwand. Der Aufbau von AE A/D-Umsetzern ist grundsätz- lich bekannt und wird im folgenden deswegen nicht näher er- läutert.

Das von dem AE A/D-Umsetzer 3.1 ausgegebene digitale Emp- fangssignal 12 wird einem digitalen Filter 3.2.1 der Selekti- onseinheit 3.2 zugeführt. Das digitale Filter 3.2.1 weist erfindungsgemäß eine variabel einstellbare Durchlaßbandbreite DB auf.

Ferner weist die Selektionseinheit 3.2 ein Abtastraten- Reduzierrechenwerk 3.2.2 auf. Das Abtastraten-Reduzier-

rechenwerk 3.2.2 führt eine Verminderung der am Eingang der Selektionseinheit 3.2 vorliegenden Abtastrate fA auf eine am Ausgang der Selektionseinheit 3.2 vorliegende Abtastrate fs durch.

Zur Einstellung der Durchlaßbandbreite DB des digitalen (Tiefpaß-) Filters 3.2.1 ist eine Steuereinheit 5 vorgesehen, welche dem Filter 3.2.1 ein Bandbreiten-Einstellsignal 13 zu- leitet. Neben dem Bandbreiten-Einstellsignal 13 kann die Steuereinheit 5 ferner ein Abtastratenreduktions-Einstell- signal 14 ausgeben, das dem Abtastraten-Reduzierrechenwerk 3.2.2 zugeführt wird und diesem eine gewünschte ausgangssei- tige Abtastrate fB mitteilt.

Am Ausgang der Selektionseinheit 3.2 steht (bezüglich des I- Zweigs) ein bandbreitenbegrenztes digitales Ausgabesignal 15 bereit. Dieses Ausgabesignal 15 wird zusammen mit einem ent- sprechend erzeugten bandbreitenbegrenzten digitalen Ausgabe- signal 15'des Q-Zweiges einem digitalen Signalprozessor (DSP) 4 zugeführt.

Der DSP 4 führt in üblicher Weise die weiteren Signalverar- beitungsschritte durch. Hierzu kann der DSP 4 in nicht dar- gestellter Weise einen Kanalschätzer, einen Datendetektor, einen Entschachteler, einen Kanaldecodierer sowie einen Quel- lendecodierer umfassen.

Der Kanalschätzer hat die Aufgabe, in regelmäßigen Zeitab- ständen (etwa jede 1 ms) die Ubertragungsfunktion des zeitva- rianten Mobilfunkkanals zu ermitteln. Da sich diese Ubertra- gungsfunktion aufgrund von wechselnden Umgebungseinflüssen ständig ändert, ist eine Datendetektion ohne die Kenntnis der aktuellen Ubertragungsfunktion nicht möglich.

Der Datendetektor führt dann unter Verwendung der aktuellen Ubertragungsfunktion die Datendetektion durch.

Die detektierten Daten werden nachfolgend entschachtelt, ka- naldecodiert und quellendecodiert.

Samtliche angesprochenen Datenverarbeitungsprozesse in dem DSP 4 können standardspezifisch sein, d. h. müssen je nach ge- wähltem Systemstandard Sl, S2 gemäß unterschiedlichen Algo- rithmen durchgeführt werden. Zu diesem Zweck wird dem DSP 4 über eine Signalleitung 16 von der Steuereinheit 5 der ge- wählte Systemstandard S1, S2 mitgeteilt.

Dem DSP 4 schließt sich ein D/A-Umsetzer 17 sowie ein Laut- sprecher 18 an.

Die Arbeitsweise der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung ist wie folgt : Zunachst muß die Schaltungsanordnung auf einen der empfange- nen Systemstandards Sl, S2 eingestellt werden. Hierfür wird von dem Teilnehmer der gewünschte Systemstandard Sl oder S2 direkt in die Steuereinheit 5 eingegeben, oder es ist in nicht dargestellter Weise auch möglich, daß der Systemstan- dard Sl oder S2 von der Schaltungsanordnung selbsttätig, bei- spielsweise durch Auswertung des oder der empfangenen Funksi- gnale FS1 und FS2 eingestellt wird. Im letzteren Fall kann die Einstellung auch gemäß einem von dem Teilnehmer zuvor eingegebenen Auswahlprofil (z. B. Auswahl des kostengünstig- sten empfangenen Systemstandards) erfolgen.

Im folgenden soll davon ausgegangen werden, daß der System-

standard S1 der GSM-Standard ist und es sich bei dem System- standard S2 um IS-95 handelt. In diesem Fall beträgt die Bandbreite BS1 von S1 200 kHz und die Bandbreite BS2 von S2 1,25 MHz.

Die Trägerfrequenzen dieser beiden Standards Sl und S2--sind ebenfalls unterschiedlich. Um der Mischstufe 2 ein Herunter- mischen des verstärkten HF-Empfangssignals in das Basisband (bzw. auf eine geeignete Zwischenfrequenz) zu ermöglichen, muß dem lokalen Oszillator 7 die geforderte Mischfrequenz fM mitgeteilt werden. Dies erfolgt über die Signalleitung 19, mit der die Steuereinheit 5 mit dem lokalen Oszillator 7 in Verbindung steht. Bei einer Wahl von S1 (GSM) liegt die Mischfrequenz fm für eine Direktumwandlung (Homodynprinzip) im Bereich von 900 MHz. <BR> <BR> <BR> <BR> <BR> <BR> <P>Die Abtastrate fA des AE A/D-Umsetzers 3.1 kann beispielswei- se 6,5 MHz betragen.

Das digitale Tiefpaßfilter 3.2.1 führt eine Bandbreitenbe- grenzung DB auf die systemspezifische GSM-Bandbreite BS1 == 200 kHz oder etwas darunter durch.

Das Abtastraten-Reduzierrechenwerk 3.2.2 reduziert die Abta- strate auf die GSM-Symbolrate (Bitrate) von fB = 271 x 103 Abtastungen/s.

Wird nun von dem Teilnehmer der Systemstandard S2 (IS-95) ge- wählt, so wird neben der bereits angesprochenen Änderung der Mischfrequenz fM über das Bandbreiten-Einstellsignal 13 die Durchlaßbandbreite DB des digitalen Filters 3.2.1 auf die Bandbreite von IS-95 (BS2 = 1,25 MHz) oder etwas darunter

eingestellt. Über das Abtastratenreduktions-Einstellsignal 14 wird die Abtastrate fB am Ausgang der Selektionseinheit 3.2 auf fB = 1,23 x 106 Abtastungen/s des IS-95-Systemstan- dards eingestellt. Die Selektionseinheit 3.2 führt dann so- wohl die Bandbreitenbegrenzung als auch die Dezimierung der Abtastrate gemäß dem Systemstandard S2 (IS-95) durch.

Fig. 2 zeigt in schematischer Weise den Aufbau einer Selekti- onseinheit 3.2, bei der Filterblöcke 3.2.1.1 und so- wie Abtastraten-Reduzierrechenwerksblöcke 3.2.2.1 und 3.2.2.2 in alternierender Weise kaskadierend angeordnet sind. Dieser Aufbau weist den Vorteil eines verringerten Rechenaufwands auf, da die Abtastrate stets an die gerade erreichte Band- breitenbegrenzung angepaßt ist.

Das digitale Filter 3.2.1 kann als ein im Handel erhältlicher integrierter Filterbaustein ausgebildet sein. Fig. 3 zeigt den Aufbau eines solchen integrierten Filterbausteins am Bei- spiel eines parallelen FIR-Filters N-ter Ordnung.

Das FIR-Filter umfaßt Addierer A, Multiplizierer M und Verzö- gerungsglieder V. Die Werte x des digitalen Eingangssignals 12 werden sämtlichen Multiplizierern M zeitgleich zugeführt und dort mit Filterkoeffizienten ao al, a2,..., a, ; multipli- ziert. Die Werte y des digitalen Ausgangssignals des FIR- Filters werden in der dargestellten Weise durch Addition und Verzögerung um einen Systemtakt berechnet.

Ein Filterkoeffizientensatz (ao, al,..., aN) definiert die Durchlaßbandbreite DB des Filters. Die Steuereinheit 5 ent- hält eine in einem Speicher abgelegte Tabelle, die jedem Sy- stemstandard S1, S2 einen Filterkoeffizientensatz (oo, al,

..., aN) zuordnet. Bei Auswahl eines bestimmten Systemstan- dards S1 oder S2 wird der entsprechende Filterkoeffizienten- satz über das Bandbreiten-Einstellsignal 13 in das Filter ge- laden, wobei dieses zur Speicherung der Koeffizienten Verzö- gerungsglieder V'umfaßt, welche in der dargestellten Weise ein Schieberegister bilden.

Die erfindungsgemäße Adaptivität des in Fig. 3 dargestellten digitalen FIR-Filters beruht also darauf, daß es sich durch Austausch des Koeffizientensatzes auf einen anderen System- standard konfigurieren läßt.

Das in Fig. 3 dargestellte FIR-Filter ist aufgrund der Paral- lelverarbeitung besonders für hohe eingangsseitige Abtastra- ten fA geeignet.

Fig. 4 zeigt eine zweite Variante zur Realisierung des digi- talen Filters 3.2.1. Das in Fig. 4 dargestellte Filter ist ein serielles FIR-Filter, das vollständig auf einem Chip in- tegriert ist. Das Filter umfaßt einen Schreib-/Lesespeicher (RAM), in den N+1 Werte oxo,..., XN des digitalen Empfangs- signals 12 eingelesen werden. Ferner enthält das Filter ei- nen programmierbaren Festwertspeicher (EEPROM), in welchem die Filter-Koeffizientensätze (aO,..., aN) der in Frage kom- menden Systemstandards Sl, S2 eingespeichert sind. Die Da- <BR> <BR> <BR> <BR> <BR> teneingangswerte xo,..., XN und die Filterkoeffizienten 0. 0, ..., aN eines über das Bandbreiten-Einstellsignal 13 vorge- wählten Filterkoeffizientensatzes werden nacheinander von ei- nem Datenadressengenerator DAG bzw. einem Koeffizientenadres- sengenerator KAG aufgerufen, in einem einzelnen Multiplizie- rer M multipliziert und von einem einzelnen Addierer A mit nachgeschaltetem Speicher S rekursiv aufaddiert. Multipli-

zierer M, Addierer A und Speicher S sind in dem Filterchip in festverdrahteter Form realisiert. Das in Fig. 4 dargestellte serielle FIR-Filter weist den Vorteil eines hardwaremäßig einfachen Aufbaus auf, weil im Gegensatz zu dem in Fig. 3 dargestellten parallelen FIR-Filter nur ein Multiplizierer M und nur ein Addierer A erforderlich sind.

Gemäß einer dritten Variante ist das erfindungsgemäß einge- setzte Filter 3.2.1 als programmierbarer Signalprozessor auf- gebaut. In diesem Fall wird die in Fig. 4 durch die Ver- schaltung des Multiplizierers M, Addierers A und Speichers S vorgegebene Rechenvorschrift durch Abarbeitung eines Filter- programms, d. h. softwaremäßig realisiert. Durch Umprogram- mierung eines derartigen Signalprozessors können nicht nur die Filterkoeffizienten ausgetauscht bzw. die Ordnung N des Filters verändert werden, sondern es ist auch möglich, den Typ des Filters (beispielsweise parallel, seriell, FIR oder IIR) in Systemstandard-abhängiger Weise zu modifizieren. Zu diesem Zweck können in einem Speicherbereich der Steuerein- heit 5 für jeden Systemstandard Sl, S2 Filterprogramme FP1, FP2 abgelegt sein und bei Anwahl eines Systemstandards Sl, S2 kann das entsprechende Filterprogramm FP1 bzw. FP2 über eine Datenverbindung ähnlich dem Bandbreiten-Einstellsignal 13 in das Filter 3.2.1 geladen werden.

Je nach dem Aufbau des digitalen Filters 3.2.1 sind Werte für N zwischen 5 und 20, insbesondere zwischen 10 und 18 zweckmä- ßig.

Fig. 5 verdeutlicht das Rauschverhalten eines üblichen A/D- Umsetzers (durchgezogene Linie) und von AE A/D-Umsetzern 3.1 der Ordnungen K, K = 1,2 und 3 als Funktion des Uberabtast-

faktors L (L = 2X), welcher gemäß der Gleichung fA = L x 2B' durch die eingangsseitige Abtastrate fA und die Bandbreite B' des Tiefpaßfilters 10 bestimmt ist. Es ist erkennbar, daß das Signal-zu-Rausch-Verhältnis (SNR) durch Erhöhung der ein- gangsseitigen Abtastrate fA und durch Wahl eines AE-A/D- Umsetzers 3.1 höherer Ordnung K verbessert werden kann.

In nicht dargestellter Weise kann vorgesehen sein, daß auch die eingangsseitige Abtastrate fA von der Steuereinheit 5 Sy- stemstandard-abhängig eingestellt wird.

In Fig. 6 ist die Signaldynamik (in dB) am Ausgang der Selek- tionseinheit 3.2 als Funktion der ausgangsseitigen Abtastrate fB dargestellt. Ferner ist im rechten Teil der Figur die Auflösung pro Bit des Ausgabesignals 15 angegeben. Der Dar- stellung liegt eine feste eingangsseitige Abtastrate fA = 6,5 <BR> <BR> <BR> <BR> MHz sowie ein AE A/D-Umsetzer 3.1 der dritten Ordnung (K = 3) zugrunde. Es wird deutlich, daß die am Ausgang der Selekti- onseinheit 3.2 erzielbare Signaldynamik von der Abtastrate fs am Ausgang dieser Selektionseinheit 3.2 abhängt.

In Fig. 6 sind die für die Mobilfunkstandards AMPS, GSM, GSM 384 und IS-95 erforderlichen Signaldynamikwerte (sowie die entsprechenden Werte der Auflösung pro Bit) eingetragen. Sy- stemstandards mit einer hohen ausgangsseitigen Abtastrate f benötigen am Ausgang der Selektionseinheit 3.2 häufig eine geringere Signaldynamik als Systemstandards mit einer gerin- gen Abtastrate fB am Ausgang der Selektionseinheit 3.2. Bei- spielsweise benötigt IS-95 eine Abtastrate von 1,23 x 106 Ab- tastungen/s und eine Signaldynamik von 24 dB, während GSM bei einer Abtastrate von 2,71 x 105 Abtastungen/s etwa eine Si- gnaldynamik von 60 dB benötigt. Als Abtastraten-Reduktions-

faktor R wird durch R = fA/fB definiert. Die Signaldynamik ist mit dem Abtastraten-Reduktionsfaktor R durch die Bezie- hung Signaldynamik/dB = 21 x R''/27r" <BR> <BR> <BR> <BR> <BR> <BR> verknüpft. Fig. 6 zeigt, daB mit der Kombination aus DE A/D- Umsetzer 3.1 dritter Ordnung und der Selektionseinheit 3.2 sämtliche hier beispielhaft angegebenen Mobilfunkstandards AMPS, GSM, GSM 384 und IS-95 bedienbar sind.

Bezugszeichenliste 1 Hochfrequenzteil 1.1 Verstärker 2 Empfangsmischstufe 2.1 erster Abwärtsmischer 2.2 zweiter Abwärtsmischer 2.3 90°-Phasenschieber 3,3'Signalverarbeitungsschaltung 3.1 Delta-Sigma A/D-Umsetzer 3.2 Selektionseinheit 3.2.1 digitales Filter 3.2.1.2 digitaler Filterblock 3.2.2 Abtastraten-Reduzierrechenwerk 3.2.2.1 digitaler Abtastraten-Reduzierrechenwerksblock 4 digitaler Signalprozessor 5 Steuereinheit 6 Empfangsantenne 7 lokaler Oszillator 8 Mischfrequenzsignal 9,9'analoges Empfangssignal 10,10'Tiefpaßfilter

11 analoges I-Empfangssignal 11'analoges Q-Empfangssignal 12 digitales Empfangssignal 13 Bandbreiten-Einstellsignal 14 Abtastratenreduktions-Einstellsignal 15,15'Ausgabesignal 16 Signalleitung 17 D/A-Umsetzer 18 Lautsprecher 19 Signalleitung FS1, FS2 Funksignal S1, S2 Systemstandards fA eingangsseitige Abtastrate fB ausgangsseitige Abtastrate x Wert des digitalen Empfangssignals y Wert des digitalen Ausgangssignals M Multiplizierer A Addierer V,V'Verzögerungsglied DAG Datenadressengenerator KAG Koeffizientenadressengenerator S Speicher K Ordnung L Uberabtastfaktor R Abtastraten-Reduktionsfaktor