本发明涉及一种 FM/Chirp复合频率调制方式及其实现方法， 属于通信领域。 背景技术

频率调制（FM)是一类利用正弦载波的频率变化 来传输信息的调制方式， 典型的 FM调制方式有模拟线性 FM、 FFSK、 4FSK、 C4FM、 GMSK、 TFM等多种类型。 FM 已调载波具有恒包络； 发送端可以使用高效率的 C类谐振射频功率放大器， 便于实现 大功率发射； 接收端可以采用限幅器来抑制传输过程中引入 的附加幅度调制和强干扰 所带来的不利影响， 在移动通信环境中应用时比幅度调制和相位调 制方式具有更强的 抗衰落和抗干扰能力。

Chirp调制又称扫频调制，是通过控制正弦载波� ��频率随时间按特定规律作大范围 单调变化而形成的一种扩频调制方式，仍属于 频率调制类型。 Chirp调制是以扫频周期 为时间长度单元重复进行的， 经 Chirp调制后的已调载波也被称作 Chirp脉冲载波。

Chirp脉冲载波既可以用有源法产生， 也可以用无源法产生； 其中， 有源法是用基 带波形去控制压控振荡器 （VCO ) 输出的正弦载波的频率发生大范围的单调变化 ， 因 对压控振荡器（VCO)的线性度要求很高而难以� �现； 无源法是采用声表面波（SAW) 展宽线来产生 Chirp脉冲载波， 受限于声表面波 （SAW ) 展宽线的物理结构而不便于 产生多种具有不同扫频规律、 不同扫频带宽和不同扫频速率的 Chirp脉冲载波。 Chirp 脉冲载波的解调， 主要采用能实现快速同步的声表面波（SAW)压� �线或色散延迟线。 受声表面波 （SAW) 器件物理结构的限制， 不能利用一种声表面波 （SAW) 压缩线或 色散延迟线来解调多种具有不同扫频带宽、 不同扫频周期、 不同扫频规律的 Chirp脉 冲载波。受限于 Chirp脉冲载波产生和解调器件的特性， 目前主要通过对 Chirp脉冲载 波的幅度、 扫频规律类型或初始相位参数的调制来传输信 息。

Chirp脉冲载波在一个扫频周期内的频率变化规� ��被称作扫频规律。 Chirp脉冲载 波的扫频规律有单调上升、 单调下降两种基本形式， 也有先单调上升再单调下降、 先 单调下降再单调上升之类的简单组合形式， 还有将一定数量的单调上升和单调下降规 律按某种顺序进行拼接而形成的复杂组合形式 ； 其单调上升和单调下降的变化规律还 有线性和非线性之分。

Chirp脉冲载波的扫频规律有正、 反扫频规律和原、 互补扫频规律之分。对于某种 扫频规律， 如果按其扫频周期内的正常时间顺序 （即从扫频周期开始位置的频率向扫 频周期结束位置的频率变化） 来使用， 则称之为正扫频规律或原扫频规律； 如果按该 扫频规律在扫频周期内相反的时间顺序 （即从扫频周期结束位置的频率向扫频周期开 始位置的频率变化） 来使用， 则将由此形成的新的扫频规律称之为原扫频规 律的反扫 频规律； 如果按某种扫频规律扫频周期内的正常时间顺 序使用， 但其频率变化规律与 原扫频规律的频率变化规律是以 Chirp脉冲载波的中心频率为中心线对称分布的� �� 则 将由此形成的新的扫频规律称之为原扫频规律 的互补扫频规律。

近年来， 随着数字频率合成技术的成熟， 可以方便地产生载波频率步进式

( Stepping ) 变化的 Chirp脉冲载波。 为了便于区分， 将载波频率连续 （Continuous ) 变化的 Chirp脉冲载波称作 C-Chirp脉冲载波； 相应地， 将载波频率步进式（Stepping) 变化的 Chirp脉冲载波称作 S-Chirp脉冲载波。

复合频率调制是通过对已经进行过一次频率调 制的载波 （后简称一次频率调制载 波） 进行二次频率调制而形成的高级频率调制方式 。 通过不同频率调制方式的组合可 获得不同的特殊效果， 用于满足一些特殊的应用要求， 如保密无线通信、 窄带高质量 模拟视频传输等。 复合频率调制的实现有各自独立调制器的多载 波组合、 只有一个调 制器的多载波组合等多种形式。

发明内容

本发明要解决的第一个问题是提供一种 FM/Chirp复合频率调制方式，通过对 Chirp 脉冲载波进行频率调制和频率解调处理来实现 信息传输。

本发明要解决的第二个问题是提供该 FM/Chirp复合频率调制方式的实现方法， 以 便于对该 FM/Chirp复合频率调制方式进行理论分析和工程� ��现。

为了解决上述问题， 本发明先提供该 FM/Chirp 复合频率调制方式的总体技术方 案，然后提供实现该 FM/Ch 复合频率调制方式中发端调制过程的两种调制 方法， 再 提供一种实现该 FM/Chirp 复合频率调制方式的收端解调过程中相关解扩 处理的方法 以及一种与该相关解扩方法配套使用的本地 Chirp脉冲载波的扫频周期同步方法。

(一） FM/Chirp复合频率调制方式

一种复合频率调制方式， 由发端调制和收端解调两部份组成， 其总体技术方案是： 发端调制是采用 Chirp 脉冲载波作为一次频率调制载波， 用待调制基带信号对 Chirp 脉冲载波进行二次频率调制所形成的复合频率 调制载波作为通信信号； 收端解调是根 据接收到的复合频率调制载波中包含的待调制 基带信号对 Chirp脉冲载波进行二次频 率调制过程中附加给 Chirp脉冲载波的频率变化规律来恢复出待调制� ��带信号的还原 样本。 由于该复合频率调制方式是对 Chirp脉冲载波进行频率调制 （FM) , 因此将其 称作 FM/Chirp复合频率调制方式， 或简称作 FM/Chirp调制； 相应地， 按 FM/Chirp 复合频率调制方式产生的己调载波可简称作 FM/Chirp已调载波。

在该 FM/Chirp调制的发端调制过程中， 待调制基带信号对 Chirp脉冲载波进行二 次频率调制所形成的 FM/Chirp已调载波可表示为

S(t) = cos {2^ [/ ₀ + μ (ί) + Ω (()] ( } ( 1 ) 其中， / _fl 是 FM/Chirp已调载波的中心频率， 是 Chirp脉冲载波所使用的扫频规律， Ω 是待调制基带信号对 Chirp脉冲载波进行二次频率调制过程中附加给 Chirp脉冲 载波的频率变化规律。为了便于实现与 FM调制的兼容， 要求待调制基带信号对 Chirp 脉冲载波进行二次频率调制过程中附加给 Chirp脉冲载波的频率变化规律 Ω J与采用 相同待调制基带信号按二次频率调制所对应类 型的频率调制方式对正弦载波进行调制 过程中附加给正弦载波的频率变化规律相同。

在如式（ 1 )所示的 FM/Chirp已调载波中， 虽然 a 和 Ω 均为载波的频率变化 规律， 但 W是一次频率调制过程中形成的用于实现频谱� �展的扫频规律， 只有 才是根据待调制基带信号产生的真正用于传输 信息的频率变化规律。 由于上述 FM/Chirp 调制方式中的一次调制和二次调制均针对的是 载波的频率， 因此 FM/Chirp 巳调载波是恒包络的， 仍可以沿用 FM调制使用的 C类谐振功率放大器。

特别地，如果所使用的 Chirp脉冲载波的扫频规律 的幅度等于 0， FM/Chirp 已调载波就变成了待调制基带信号按二次频率 调制所对应类型的频率调制方式对正弦 载波进行频率调制所形成的 FM已调载波， g^ :

5 ' (t) = cos {2^r [ ₀ + Ω (ί)] ή ( 2 ) 在上述 FM/Chirp 调制的收端解调过程中， 为了根据如式 （1 ) 所示的 FM/Chirp 已调载波中真正用于传输信息的频率变化规律 Ω (t) 来恢复出待调制基带信号的还原 样本，其处理过程是： 通过相关解扩处理去除接收到的 FM/Chirp已调载波中包含的用 于实现频谱扩展的扫频规律 ^ 0， 获得类似式 （2 ) 所示的仅包含 i? ^成份的相关解 扩结果， 采用二次频率调制所对应类型的频率调制方式 的频率解调处理从相关解扩结 果中恢复出待调制基带信号的还原样本。

在上述 FM/Chirp调制中，为了便于在收端解调过程中对� ��关解扩处理时的同步误 差所引起的干扰进行抑制， 对发端调制过程中作为一次频率调制载波的 Chirp脉冲载 波的扫频周期作如下限制：

( 1 ) 当待调制基带信号为模拟信号时， 作为一次频率调制载波的 Chirp脉冲载波 的扫频周期长度小于待调制基带模拟信号中最 高有效频率分量的单个周期长度；

( 2 ) 当待调制基带信号为数字信号时， 作为一次频率调制载波的 Chirp脉冲载波 的扫频周期长度小于单个待调制基带数字码元 的持续时间长度。

在上述 FM/Chirp调制中， 作为一次频率调制载波的 Chirp脉冲载波使用的扫频规 律有单调上升、 单调下降两种基本形式以及由这两种基本形式 经过拼接而形成的组合 形式； 其扫频规律中的单调上升和单调下降变化， 可以按线性或非线性的规律变化， 可以按连续或步进式的方式变化（亦即 C-Chirp脉冲载波和 S-Chirp脉冲载波均可以作 为一次频率调制载波来使用）。

由于 FM调制有多种类型， 作为一次频率调制载波的 Chirp脉冲载波的扫频规律 也有多种形式， Chirp脉冲载波还有 C-Chirp脉冲载波和 S-Chirp脉冲载波之分， 因此 需要将 FM/Chirp调制分成不同的子类， 以便于进行区分。 如：

( 1 ) 根据所使用 Chirp脉冲载波的载波频率变化方式来分类

如果对 C-Chirp 脉冲载波进行频率调制 （FM)， 则将该复合频率调制方式称作 FM/C-Chirp复合频率调制方式， 或简称作 FM/C-Chirp调制； 相应地， 按 FM/C-Chirp 复合频率调制方式产生的已调载波可简称作 FM/C-Chirp已调载波。

如果对 S-Chirp 脉冲载波进行频率调制 （FM )， 则将该复合频率调制方式称作 FM/S-Chirp复合频率调制， 或简称作 FM/S-Chirp调制； 相应地， 按 FM/S-Chirp复合 频率调制方式产生的已调载波可简称作 FM/S-Chirp已调载波。

(2) 根据二次频率调制所使用的频率调制方式类型 来分类

如果对 C-Chirp 脉冲载波进行二次频率调制时使用的频率调制 方式为模拟线性 FM调制， 则将该复合频率调制方式称作模拟线性 FM/C-Chirp调制。

如果对 S-Chirp脉冲载波进行二次频率调制时使用的频� �调制方式为 FFSK调制， 则将该复合频率调制方式称作 FFSK/S-Chirp调制。

如此类推， 还有 4FSK/C-Chirp、 4FSK/S-Chirp、 GMSK/C-Chirp, GMSK/S-Chirp、 等多个子类。

此外， 还可根据 Chirp脉冲载波的扫频规律类型、 扫频速率等参数来进行分类。 为了避免后续描述中的概念混淆， 对有关名词的含义规定如下：

(1) 单独使用 FM—词时， 代表的是所有模拟和数字的频率调制方式；

(2) 单独使用 Chirp—词时， 代表的是 C-Chirp和 S-Chirp;

(3)单独使用 FM/Chirp—词时， FM代表的是所有模拟和数字的频率调制方式， Chirp代表的是 C-Chirp和 S-Chirp。

(二） 调制方法一

一种实现上述 FM/Chirp复合频率调制方式中发端调制过程的调� ��方法： 用待调 制基带信号按二次频率调制所对应类型的 FM调制方式对正弦载波进行调制获得 FM 巳调载波， 将该 FM己调载波与 Chirp脉冲载波进行混频， 提取混频输出中的和频或 差频分量作为用作通信信号的 FM/Chirp已调载波。 该调制方法的实现过程如下：

( 1 ) 中心频率为^、 扫频规律为 V W的 Chirp脉冲载波可表示为

S ₂ {t) = cos [2π[/ _ΰ + μ(()]ί} (3)

(2)用待调制基带信号按二次频率调制所对应 类型的频率调制方式对中心频率为

//的正弦载波进行 FM调制所获得的 FM已调载波为

S ₃ (t) = cos {2π[/ + Q(t)]t} (4) 其中， J是根据待调制基带信号形成的、 用于传输信息的频率变化规律；

， 混频的输出为

= cos{2 r[/ ₀ + μ( + Ω(ί)]ή + ^ cos{2^-[( ₀ - f _{ ) + μ{ί) - Q(t)]t} ( ⁵ ) 其中， 混频的输出 &(^中的和频分量为∞ 2 。+/；+〃(0 + 0(0]/}， 差频分量为 οο _δ {2 [( ₀ - )+ -Ω( ] ;

(4) 提取和频分量作为用作通信信号的 FM/Chirp已调载波， g卩 '

S ₅ ( = 005{2π[/ _τ + μ(ί) + Ω(()]ή (6) 式中， ^等于 ^与/ /之和；

(5) 比较式 （6) 中的 和式 （1) 中的 可知， 二者只是中心频率不同， 扫 频规律和用于传输信息的频率变化规律均相同 ， 因此可将如式 （6 ) 所示的和频分量 作为用作通信信号的 FM/Chirp己调载波。

根据式 （5 ) 还可得知： 当提取混频的输出中的差频分量作为用作通信 信号的 FM/Chirp已调载波时，如果 FM已调载波的中心频率低于 Chirp脉冲载波的中心频率， 则 FM/Chirp已调载波釆用的是与 Chirp脉冲载波所使用的扫频规律相同的扫频规� ��， 实际传输的是待调制基带信号的反相波形； 如果 FM 己调载波的中心频率高于 Chirp 脉冲载波的中心频率， 则 FM/Chirp已调载波实际使用的是与 Chirp脉冲载波所使用的 扫频规律互补的扫频规律， 实际传输的是待调制基带信号的同相波形。

在该调制方法中， 载波频率连续变化的 C-Chirp脉冲载波和载波频率步进式变化 的 S-Chirp脉冲载波均可以使用。特别地， 如果 Chirp脉冲载波的扫频规律 y W的幅度 等于 0， 则按该方法产生的 FM/Chirp已调载波就变成了待调制基带信号按二� ��频率调 制所对应类型的 FM调制方式对正弦载波进行频率调制所获得的 FM已调载波。

(三） 调制方法二

一种实现前述 FM/Chirp复合频率调制方式的子类 FM/S-Chirp复合频率调制方式 中发端调制过程的调制方法，其内容是：采用 数字频率合成（DDS )来产生 FM/S-Chirp 已调载波； 其中， 数字频率合成过程中的频率调谐字 （Frequency Timing Word , 简称 FTW) 根据 S-Chirp脉冲载波的中心频率 （/o ) 和步进式频率变化规律 U (φ 以及待 调制基带信号按二次频率调制所对应类型的频 率调制方式对正弦载波进行频率调制时 形成的频率变化规律 Ω (φ 来共同决定， 即：

( 1 ) 根据 S-Chirp脉冲载波的中心频率 （ ） 获得频率调谐字的中间值 FTWo , 根据 S-Chirp 脉冲载波的步进式频率变化规律 ί P ( 获得具有正或负取值的扫频调 制频率变化值 (FTW t ， 根据待调制基带信号按二次频率调制所对应类 型的频率调 制方式对正弦载波进行频率调制时形成的频率 变化规律（ Ω ( 获得具有正或负取值 的频率调制频率变化值 FTW^

( 2 )用于产生 FM/S-Chirp己调载波的频率调谐字 (F7W)为频率调谐字的中间值 (FTW ₀ , 扫频调制频率变化值 (FTW 和频率调制频率变化值 FTW。(t 之和， 即：

FTW = FTW _fl + FTW, (0 + FTWo(t) ( 7 )

( 3 )根据频率调谐字 (F7W 的取值， 数字频率合成（DDS ) 电路产生 FM/S-Chirp 已调载波的每个步进式频率上的正弦载波波形 的幅度取值序列， 再通过数字 /模拟转换 转换成 FM/S-Chirp已调载波的波形。

显然， 该调制方法只能使用载波频率步进式变化的 S-Chirp脉冲载波， 实现的是 FM/S-Chirp调制。 特别地， 如果扫频调制频率变化值 (FTW ( 为 0， 则按该调制方 法产生的 FM/S-Chii 已调载波就变成了待调制基带信号按二次频率 调制所对应类型 的频率调制方式对正弦载波进行 FM调制所获得的 FM已调载波。 (四） 相关解扩方法

一种实现前述 FM/Chirp 复合频率调制方式的收端解调部份中相关解扩 处理的方 法， 其内容是： 将接收到的 FM/Chirp己调载波与本地 Chirp载波进行混频， 提取混频 的输出中的和频或差频分量作为相关解扩结果 ； 本地 Chirp脉冲载波所使用的扫频规 律满足以下条件： 当提取混频的输出中的差频分量作为相关解扩 结果时， 本地 Chirp 脉冲载波的扫频规律与接收到的 FM/Chirp 已调载波中包含的扫频规律相同且扫频周 期同步； 当提取混频的输出中的和频分量作为相关解扩 结果时， 本地 Chirp脉冲载波 的扫频规律与接收到的 FM/Chirp已调载波中包含的扫频规律互补且扫频� ��期同步。

以提取混频的输出中的差频分量作为相关解扩 结果为例， 说明该相关解扩方法的 实现原理：

(1) 扫频规律与接收到的 FM/Chirp巳调载波中包含的扫频规律相同、 中心频率 为 f _L 的本地 Chirp脉冲载波可表示为

S, (t) = cos {2 [f _L + μ(ί - τ)]ή (8) 其中， 为本地 Chirp脉冲载波的扫频周期同步误差；

(2)将本地 Chirp脉冲载波 S tJ与接收到的 FM/Chirp已调载波 进行混频， 混 频的输出为

S ₆ (t) = S{t)S _L (t) = cos {2π[/ ₀ + μ(ί) + Q(t)]t}cos {ln[f _L + μ{β - r)]t}

=→os {2π[/ _ϋ + f _L + μ(ί) + μ(ί - τ) + Q(t)]t} (9)

+ cos {2π[(/ ₀ ― Λ) + (μ(ί)― μ(ί― r))+ (t)]t}

其中， 混频的输出 中的和频分量为 COS{2TT[/。 + Λ + μ{ί) + μ{ΐ - r) + Q(t)]t}， 差频 分量为 co _S {2r[(/。 - Λ)+( ― M(t - τ))+Ω(ί)]ή

(3) 当本地 Chirp脉冲载波的扫频周期同步时， r等于 0， 混频的输出 中的 差频分量为

S ₇ (i)

式中， 等于 与 Λ之差。

比较式 （10) 中的 S ₇ W和式 （2) 中的 可知， 二者只是中心频率不同， 但用于 传输信息的频率变化规律相同， 因此可以将式 （10) 中所示的差频分量作为相关解扩 结果。 在实际应用中， 混频输出的差频分量的载波频率不可能为负， 如果本地 Chirp 脉冲载波的中心频率比接收到的 FM/Chirp己调载波的中心频率高，则后续的对相� ��解 扩结果进行频率解调时获得的是待调制基带信 号反相波形的还原样本。

根据式（9)还可得知： 如果提取混频输出中的和频分量作为相关解扩 结果， 则要 求本地 Chirp脉冲载波采用的扫频规律与接收到的 FM/Chirp已调载波中所包含的扫频 规律互补且扫频周期同步， 此时混频的输出中的和频分量也是类似于式 （2) 所示的 FM 己调载波形式， 后续的对相关解扩结果进行频率解调时获得的 是待调制基带信号 的还原样本。

在该相关解扩方法中， 如果本地 Chirp脉冲载波的扫频规律 的幅度降为 0， 则 式（8 ) 中的本地 Chirp脉冲载波信号 就退化成未加调制的正弦载波； 此时， 混频 和提取差频分量的过程就相当于进行了一次下 变频； 如果接收到的已调载波为 FM已 调载波， 则正好采用后续的频率解调处理从混频输出的 差频分量中恢复出调制在该 FM己调载波中的待调制基带信号的还原样本。 '

(五）本地 Chirp脉冲载波扫频周期同步方法

一种与上述相关解扩方法配套使用的本地 Chirp脉冲载波扫频周期同步方法， 其 内容是： 采用窄带中频滤波提取混频输出中的和频分量 或差频分量， 窄带中频滤波的 带宽等于发端调制过程中待调制基带信号按二 次频率调制所对应类型的 FM调制方式 对正弦载波进行调制时获得的 FM已调载波所占用的带宽； 将本地 Chirp脉冲载波的 扫频周期相位在一定相位区间内遍历式调整； 在每个相位位置上保持若干个扫频周期， 在此期间检测窄带中频滤波的输出信号的强度 ； 比较在不同的相位位置上窄带中频滤 波的输出信号的强度， 将出现强度极大值的相位位置作为本地 Chirp脉冲载波的扫频 周期同步误差最小的位置。

以釆用窄带中频滤波提取混频输出中的差频分 量为例， 说明该本地 Chirp脉冲载 波扫频周期同步方法的实现原理-

( 1 ) 当本地 Chirp脉冲载波的扫频规律与接收到的 FM/Chirp已调载波中包含的 扫频规律相同且扫频周期完全同步时， 式（9 )中所示的混频的输出 中的差频分量 刚好落入窄带中频滤波的带宽之内，窄带中频 滤波对该差频分量产生的幅度抑制最小， 窄带中频滤波的输出信号的强度最大；

( 2 ) 如果本地 Chirp脉冲载波的扫频规律与接收到的 FM/Chirp己调载波中包含 的扫频规律相同但扫频周期之间存在同步误差 则式（9 )中所示的混频的输出 中的差频分量为

S ₈ (t) = cos {2π [(/ _ϋ - Λ )+ (μ(ί) - μ (ί - τ)) + Ω (ί)] ή ( ^ )

= cos {2 [f _1F + {μ{ί) - μ(ί - τ )) + Q(t)] t } 由于式 （1 1 ) 中 值不等于 0， 式 （1 1 ) 中的差频分量 的中心频率会在 / _/f 附近变化， 其带宽将超过窄带中频滤波的通带， 此时窄带中频滤波对该差频分量所产 生的幅度抑制比本地 Chirp脉冲载波的扫频周期完全同步时大， 因此窄带中频滤波的 输出信号的强度比本地 Chirp脉冲载波扫频周期完全同步时小。

由此可知， 上述混频的输出中的差频分量在经过窄带中频 滤波后的信号强度与本 地 Chirp脉冲载波的扫频周期同步误差之间的对应� ��系可以作为判断本地 Chirp脉冲载 波的扫频周期的同步误差情况及变化方向的依 据。

该本地 Chirp脉冲载波扫频周期同步方法， 如果用于通信建立阶段的初始同步， 则本地 Chirp脉冲载波的扫频周期的相位调整区间一般� �� 1个或多个扫频周期， 其相 位调整的步进量可选为扫频周期的 N分之一 （N为大于 1 的正整数）； 如果用于跟踪 阶段的同步保持， 则本地 Chirp脉冲载波的扫频周期的相位调整区间在理� ��的扫频周 期同步位置附近， 其相位调整的步进量也相应地小于初始搜索同 步时采用的相位调整 步进量。 釆用该本地 Chirp脉冲载波的扫频周期同步方法， 可构建多路具有不同扫频 周期相位位置的本地 Chirp脉冲载波同时进行检测的并行同步方案， 也可构建一路本 地 Chirp脉冲载波分别调整到不同扫频周期相位上� ��行检测的串行同步方案。

(六）有益效果

本发明所提供的 FM/Chirp调制方式是一种通过对 Chirp脉冲载波进行频率调制和 频率解调来实现信息传输的新方法。与传统的 Chirp调制相比，其有益效果有: FM/Chirp 已调载波为恒包络的调频波， 其传输的信息承载在载波的频率中， 抗干扰能力比对 Chirp脉冲载波进行幅度或相位调制时更强； 既可以使用 C-Chirp脉冲载波， 也可以使 用 S-Chirp脉冲载波； 使用 S-Chirp脉冲载波时， 便于采用数字频率合成技术来产生并 灵活地调整扫频规律、 扫频带宽、 扫频速率、 扫频周期相位等参数， 便于提供数量众 多、 特性各异的 S-Chirp 脉冲载波来满足抗干扰通信、 多址通信和测量等应用中的不 同需求； 采用相关解扩和传统的频率解调来恢复出待调 制基带信号的还原样本， 省去 了传统的对 C-Chirp脉冲载波解调时使用的声表面波 （SAW) 压縮线或色散延迟线； FM/Chirp调制便于兼容实现二次频率调制所对应� ��型的 FM调制方式，且可以沿用 FM 调制使用的 C类谐振功率放大器， 便于实现大功率发射。

附图说明

图 1是实施例 1中使用的 FM/Chirp复合频率调制方式的实现模型。其中，� �� 1 ( a) 所示发端调制过程的实现模型， 11是 Chirp脉冲载波产生电路， 12是二次频率调制的 频率调制器； 图 1 ( b) 是收端解调过程的实现模型， 13是相关解扩器， 14是二次频 率调制所对应类型的频率调制方式的 FM解调器。

图 2所示为实施例 2中使用的根据调制方法一构建的 FM/Chirp调制器模型。其中， 21是 FM调制器， 22是 Chirp脉冲载波产生电路， 23是混频器， 24是带通滤波器。

图 3所示为实施例 3中使用的根据调制方法二构建的 FM/S-Chirp调制器模型。其 中， 31是相加器， 32是数字频率合成电路， 33是数字 /模拟转换器。

图 4所示为实施例 4中使用的根据相关解扩方法构建的相关解扩� �模型。 其中， 41是本地 Chirp脉冲载波产生电路， 42是混频器， 43是窄带中频滤波器。

图 5所示为实施例 5中使用的本地 Chirp脉冲载波扫频周期同步方法的实现过程 示意图。 其中， 图 5 (a) 所示为接收到的模拟线性 FM/S-Chirp 已调载波的频率变化 规律， 图 5 (b ) 所示为本地 S-Chirp脉冲载波的频率变化规律， 图 5 (c) 所示为窄带 中频滤波的输出信号的强度。

具体实施方式

实施例 1

本实施例用于描述本发明提供的 FM/Chirp复合频率调制方式的实现过程。采用如 图 1所示的 FM/Chirp复合频率调制方式的实现模型， 其工作过程如下： 在发端调制过程中， Chirp脉冲载波产生电路 （11) 产生 Chirp脉冲载波； 二次频 率调制的频率调制器 （12) 将待调制基带信号对 Chirp脉冲载波进行二次频率调制获 得 FM/Chirp 已调载波。 在收端解调过程中， 相关解扩器 （13) 对接收到的 FM/Chirp 已调载波进行相关解扩， 去除接收到的 FM/Chirp已调载波中包含的扫频规律， 获得仅 包含用于传输信息的频率变化规律的相关解扩 结果； 然后， 采用二次频率调制所对应 类型的频率调制方式的 FM解调器 （14) 从相关解扩器 （13) 输出的相关解扩结果中 解调恢复出待调制基带信号的还原样本。

本发明中同时提供的调制方法一可用于实现图 1 (a) 所示发端调制过程； 当实际 的 FM/Chirp复合频率调制方式为 FM/S-Chirp调制时， 本发明中同时提供的调制方法 二也可用于等效实现图 1 (a) 所示发端调制过程； 本发明中同时提供的相关解扩方法 可用于实现图 1 (b) 的相关解扩器 （13) 所执行的相关解扩处理； 本发明中同时提供 的本地 Chirp脉冲载波扫频周期同步方法， 可与本发明中同时提供的相关解扩方法配 套使用， 用于实现相关解扩过程中的初始同步和同步跟 踪。

实施例 2

本实施例用于描述本发明中同时提供的调制方 法一的实现过程。 采用如图 2所示 的根据调制方法一构建的调制器模型， 其工作过程如下：

FM 调制器 （21) 按二次频率调制所对应类型的频率调制方式用 待调制基带信号 对正弦载波进行频率调制获得 FM已调载波； Chirp脉冲载波产生电路（22)产生 Chirp 脉冲载波； 通过混频器 （23) 将 FM已调载波和 Chirp脉冲载波进行混频， 并采用带 通滤波器（24)提取混频器 (23)输出的和频或差频分量作为用作通信信号� � FM/S-Chirp 己调载波。

该调制器模型的工作原理可参见说明书中对该 调制方法的有关描述， 在此不再赘 述。 将图 2中的调制器模型与图 1 (a) 中的发端调制模型相对比可知， 图 2中的 FM 调制器 （2 、 混频器 （23) 和带通滤波器 （24) 的共同作用相当于图 1 (a) 中所示 的二次频率调制的调制器 （12)。

实施例 3

本实施例用于描述本发明中同时提供的调制方 法二的实现过程。 采用如图 3所示 的根据调制方法二构建的调制器模型， 其工作过程如下- 相加器 （31) 将频率调谐字的中间值 （F7 ^)、 扫频调制频率变化值 FTW _P (t 和频率调制频率变化值 FJW。(t 进行相加， 获得用于产生 FM/S-Chirp 已调载波的 频率调谐字（F7 F);根据频率调谐字（Frf),数字频率合成电路（3 2)产生 FM/S-Chirp 已调载波的每个步进式频率上的正弦载波波形 的幅度取值序列，再通过数字 /模拟转换 器 （33) 转换成 FM/S-Chirp己调载波的波形。

在本实施例中， 要求频率调制频率变化值 (^是数字形式的。 当二次频率调 制的类型为模拟线性频率调制时， 需要将待调制基带信号在经过低通滤波、 预加重、 幅度放大、 限幅等预处理之后获得的模拟基带信号波形进 行 A/D转换， 并根据 A/D结 果与已调载波频率变化幅度之间的对应关系来 产生频率调制频率变化值 FTW ' 类 似地， 当二次频率调制的类型为需要在不同数字码元 之间过渡时实现已调载波频率平 滑变化的数字频率调制 （如 GMSK) 时， 也需要将待调制的数字基带信号在经过预失 真处理（如高斯滤波）之后获得的模拟基带信 号进行 A/D转换， 并根据 A/D结果与已 调载波频率变化幅度之间的对应关系来产生频 率调制频率变化值 FTW。(t)。 当然了， 如果二次频率调制的类型为数字频率调制且在 不同数字码元之间过渡时不需要考虑已 调载波频率的平滑变化问题， 则可以直接根据待调制数字基带码元所对应的 频率偏移 量来产生频率调制频率变化值 FTKO o

实施例 4

本实施例用于描述本发明中同时提供的相关解 扩方法的实现过程。 采用如图 4所 示的根据相关解扩方法构建的相关解扩器模型 ， 在该相关解扩器模型中采用窄带中频 滤波器 （43 ) 来提取相关解扩结果。 其工作过程如下：

本地 Chirp脉冲载波产生电路 （41 ) 产生扫频规律类型符合要求且扫频周期同步 的本地 Chirp 脉冲载波； 通过混频器 （42 ) 将接收到的 FM/S-Chirp 已调载波与本地 Chirp脉冲载波产生电路 （41 )输出的本地 Chirp脉冲载波进行混频， 采用窄带中频滤 波器 （43 ) 提取混频输出中的和频或差频分量作为相关解 扩结果。

该相关解扩器模型的工作原理可参见说明书中 对该相关解扩方法的有关描述， 在 此不再赘述。

实施例 5

本实施例用于描述本发明中同时提供的本地 Chirp脉冲载波扫频周期同步方法的 实现过程。 采用如图 4所示的相关解扩器模型； 窄带中频滤波 （43 ) 用于提取相关解 扩结果， 其滤波带宽等于发端调制过程中待调制基带信 号按二次频率调制所对应类型 的频率调制方式对正弦载波进行 FM调制时所获得的 FM已调载波所占用的带宽。

假设接收到的 FM/Chirp已调载波在实现同步搜索期间保持幅度� ��定。将一路本地 Chirp脉冲载波分别调整到不同扫频周期相位上� ��行检测 （即串行同步方案）， 其实现 初始同步的过程如图 5所示， 其实现步骤如下：

( 1 ) 以本地 Chirp脉冲载波的扫频周期的 N分之一（N为大于 2的正整数） 为相 位调整的步进量对本地 Chirp脉冲载波的扫频周期相位进行调整 （在如图 5所示的情 形中， Ν= Ί、'、

( 2 )每次扫频周期相位调整之后， 保持若干个扫频周期， 在此期间检测窄带中频 滤波器 （43 ) 的输出信号的强度；

( 3 ) 将本地 Chirp脉冲载波产生电路 （41 ) 输出的本地 Chirp脉冲载波的扫频周 期相位向超前或滞后的方向调整 N次；

( 4 ) 通过比较这 N次相位调整过程中窄带中频滤波器 （41 ) 的输出信号的强度 检测结果， 将出现强度最大值的相位 （如图 5中所示的第 5次相位调整时） 作为本地 Chir 脉冲载波的扫频周期同步误差最小的位置； (5 )将本地扫频脉冲产生电路 （41 ) 输出的本地 Chirp脉冲载波的扫频周期相位 调整到扫频周期同步误差最小的相位位置上， 实现本地 Chirp脉冲载波的扫频周期同 步。

在实际应用中， 为了提高初始同步的可靠性， 可以将上述初始同步过程重复几次 并根据统计的同步检测结果来判断出真正的本 地 Chirp脉冲载波扫频周期同步误差最 小的位置。

在初始同步建立之后的跟踪阶段， 也可以仿照上述同步方法实现本地 Chirp脉冲 载波的扫频周期同步保持。 在跟踪阶段， 可以采用比初始同步阶段更小的扫频周期相 位调整步进量， 将本地 Chirp脉冲载波的扫频周期相位在理想的同步位� ��附近遍历式 调整， 同样以窄带中频滤波器 （41 ) 的输出信号出现强度最大值的相位位置作为本 地 Chirp脉冲载波的扫频周期同步误差最小的位置� �� 然后将本地扫频脉冲产生电路 （41 ) 输出的本地 Chirp脉冲载波的扫频周期相位调整到扫频周期� ��步误差最小的位置上， 从而实现跟踪阶段的本地 Chirp脉冲载波的扫频周期同步保持。