Stand der Technik Aus der Druckschrift DE 299 09 901 U1 ist eine elektronische Antriebssteuerung für einen Schützantrieb bekannt. Die Antriebssteuerung enthält im wesentlichen eine über Steuereingänge gespeiste Gleichrichterschaltung, eine von der Gleichrichter- schaltung gespeiste Reihenschaltung der Antriebsspule mit einem pulsbreitengesteu- erten Transistorschalter, zwei den Ausgang der Gleichrichterschaltung abfragende und durch eine Trenndiode eingangsseitig getrennte Spannungsteilerschaltungen sowie eine elektronische Anordnung mit einem Mikroprozessor und zwei Speichern.

Die elektronische Anordnung gibt für den Anzugs-und Haltebetrieb der Antriebsspule Steuersignale an den Transistor ab, wobei die entsprechenden Pulsbreiten im An- zugs-bzw. Haltebetrieb entsprechend dem Ausgangssignal des zugeordneten Span- nungsteilers über den zugeordneten Speicher bestimmt werden. Aus der Druckschrift DE 299 09 904 U1 ist es weiterhin bekannt, bei derartigen Antriebsteuerungen ein erster Transistorschalter zum Schalten des Anzugsstromes und ein zweiter Transis- torschalter zum Schalten des Haltestromes vorzusehen. Der Nachteil derartiger An- triebsteuerungen ist der in der elektronischen Anordnung begründete hohe Aufwand, der besonders stark bei den Antrieben elektromagnetischer Schaltgeräte für kleinere Leistungen ins Gewicht fällt.

Aus der Druckschrift DE 92 16 041 U1 ist eine Schaltungsanordnung zur Ansteue- rung eines Relais bekannt. Über einer Betriebsgleichspannung liegt die Reihen-

schaltung der Antriebsspule mit einem ersten Transistorschalter, und parallel zur Schaltstrecke des ersten Transistorschalters liegt die Reihenschaltung eines Haltewi- derstandes mit einem zweiten Transistorschalter. Ein Gleichspannungssteuereingang ist über ein differenzierendes Zeitglied aus einem Kondensator und einem Entladewi- derstand mit der Steuerelektrode des ersten Transistorschalters und über einen Vor- widerstand mit der Steuerelektrode des zweiten Transistorschalters verbunden. Nach Anlegen einer Steuerspannung werden sowohl der erste als auch der zweite Tran- sistorschalter durchgesteuert, wodurch über die Antriebsspule eine Anzugsspannung anliegt, die sich aus der um die Restspannung des ersten Transistorschalter vermin- derten Betriebsgleichspannung ergibt. Nach dem Absinken der Kondensatorspan- nung des Differenziergliedes geht der erste Transistorschalter in den Sperrzustand über. Damit wird die Antriebspule nur noch mit einem Haltestrom beaufschlagt, der sich im Wesentlichen aus dem Verhältnis der Betriebsgleichspannung zu der Summe aus dem Haltewiderstand und dem ohmschen Widerstand der Antriebsspule ergibt.

Nach Abschalten der Steuerspannung wird auch der zweite Transistorschalter ge- sperrt und damit das Relais ausgeschaltet. Mit dieser Ansteuerschaltung sind sowohl das Anzugsverhalten als auch die Sicherheit und Wärmeverluste im Haltebetrieb im starken Maße abhängig von Änderungen und Schwankungen der Betriebsgleich- spannung. Die nur für den Gleichspannungsbetrieb geeignete Antriebssteuerung verwendet neben der Betriebsspannung zusätzlich eine von dieser unabhängige Steuerspannung. Über den Haltewiderstand geht eine erhebliche zusätzliche Leistung verloren.

Eine für den Betrieb eines Relais vorgesehene Schaltungsanordnung nach DE 44 10 819 C2 weist wiederum einen in der Anzugsphase durchgesteuerten ersten Transis- torschalter und einen in Reihe mit der Antriebsspule und einem Haltewiderstand über einer Betriebsgleichspannung liegenden und im eingeschalteten Zustand des Relais durchgesteuerten zweiten Transistorschalter auf. Der erste Transistorschalter liegt mit seiner Schaltstrecke parallel zum Haltewiderstand. Ein Gleichspannungssteuer- eingang ist über einen Spannungsteiler mit der Steuerelektrode des zweiten Transis- torschalters verbunden. Die Steuerelektrode des ersten Transistorschalters ist über ein aus einem Ladewiderstand und einem Kondensator bestehendes integrierendes Zeitglied mit dem Verbindungspunkt von erstem Transistorschalter, zweitem Tran- sistorschalter und Haltewiderstand verbunden. Im ausgeschalteten Zustand des Re- lais wird der Kondensator über die Antriebsspule, den Haltewiderstand und den La- dewiderstand aufgeladen, sodass beim Anlegen einer Steuerspannung beide Tran-

sistorschalter durchsteuern. Dabei ergibt sich die Anzugsspannung für die Antriebs- spule aus der um die Summe der Restspannungen der beiden Transistorschalter verminderten Betriebsgleichspannung. Gleichzeitig beginnt sich der Kondensator über den Vorwiderstand und die Schaltstrecke des zweiten Transistorschalters zu entladen. Nach Unterschreiten eines Schwellenwertes durch die Kondensatorspan- nung sperrt der erste Transistorschalter. Damit wird die Antriebspule nur noch mit ei- nem Haltestrom beaufschlagt, der sich im Wesentlichen aus dem Verhältnis der Be- triebsgleichspannung zu der Summe aus dem Haltewiderstand und dem ohmschen Widerstand der Antriebsspule ergibt. Nach Abschalten der Steuerspannung wird auch der zweite Transistorschalter gesperrt und damit das Relais ausgeschaltet. Diese An- triebsteuerung ist mit den aufgeführten Nachteilen der Lösung nach DE 92 16 041 U1 behaftet und erfordert eine ständige oder zumindest mit ausreichender Zeit vor dem Einschalten des Relais bereitgestellte Betriebsgleichspannung.

Eine nach DE 196 38 260 C2 bekannte Schaltungsanordnung zur Steuerung kleiner Magnetspulen weist in Reihe zur Magnetspule einen Transistorschalter auf. Ab Anle- gen einer Steuerspannung beaufschlagt der durchgesteuerte Transistorschalter die Magnetspule während eines durch ein differenzierendes Zeitglied vorgegebenes Zeitintervall mit einem hohen Anzugsstrom. Danach wird der Haltestrom durch eine parallel zur Schaltstrecke des Transistorschalters angeordnete Reihenschaltung aus einem Haltewiderstand und einer Leuchtdiode bestimmt. Auch hier sind Anzugs-und Haltestrom stark abhängig von der Höhe der Steuerspannung und geht über den Haltewiderstand eine erhebliche Leistung verloren.

Darstellung der Erfindung Die Aufgabe der Erfindung liegt daher in einer unaufwändigen, leistungsarmen und weitgehend spannungsunabhängigen Steueranordnung.

Ausgehend von einer Steueranordnung der eingangs genannten Art wird die Aufgabe erfindungsgemäß durch die erfindungsgemäße Schaltungsanordnung gelöst. Durch relativ unaufwändige Mittel in Form einer von einem Zeitglied gesteuerten Span- nungsquelle und eines abwärtsregelnden Gleichspannungswandlers werden eine An- zugsspannung und eine demgegenüber wesentlich niedrigere Haltespannung zur Verfügung gestellt. Der Betrag der Anzugsspannung liegt unterhalb des zulässigen

Bereiches für die Betriebsspannung und ist weitgehend unabhängig von der Höhe der Steuerspannung. Die Haltespannung wird auf einen Wert geregelt, der betragsmäßig weit unterhalb der Anzugsspannung liegt. Durch die an den Steuereingang angelegte Spannung, die als Gleichspannung oder als Wechselspannung gewählt werden kann, wird gleichzeitig die Steueranordnung versorgt. Nach dem Anlegen der Steuerspan- nung wird unmittelbar über die Gleichrichteranordnung die Betriebsspannung aufge- baut. Durch die sich aufbauende Betriebsspannung wird zum einen ein Zeitglied ak- tiviert und über den Gleichspannungswandler die Haltespannung aufgebaut. Durch die aktivierte Spannungsquelle wird über die ersten Schaltmittel die Antriebsspule stromführend, wobei gleichzeitig die mit der Antriebsspule in Reihe liegende Schalt- strecke der zweiten Schaltmittel durchgesteuert wird. Eine Trenndiode verhindert ein Durchgreifen der Anzugsspannung auf den Ausgang des Gleichspannungswandlers.

Nach Ablauf einer bestimmten Zeit, d. h. nach Ablauf der Anzugszeit, deaktiviert das Zeitglied die Spannungsquelle und damit auch die ersten Schaltmittel. Die Versor- gung der Antriebsspule sowie die aufrechterhaltene Durchsteuerung der zweiten Schaltmittel wird nun von dem Gleichspannungswandler mit der über die Trenndiode gelieferten Haltespannung übernommen. Nach dem Abschalten der Steuerspannung brechen die Betriebsspannung und die Haltespannung zusammen, worauf infolge des Sperrens der zweiten Schaltmittel die Antriebsspule in den energielosen Zustand übergeht. Das Zeitverhalten des Zeitgliedes und die Anzugsspannung sind so zu wählen, dass der von der Antriebsspule aktivierte Magnetanker sicher vom Magnet- kern angezogen wird. Während der Haltephase liegt über der Antriebsspule eine we- sentlich niedrigere Spannung als in der Anzugsphase. Die Haltespannung ist durch Einstellen des Gleichspannungswandlers gerade so groß zu wählen, dass der Mag- netanker sicher in seiner angezogenen Position gehalten wird.

Die vorgeschlagene Steueranordnung benötigt keine aufwändigen digitalen Mittel, insbesondere keinen Mikrocontroller. Die Steueranordnung eignet sich sowohl für DC-Antriebe als auch für AC-Antriebe und insbesondere für Magnetantriebe kleinerer Leistung. Da die Anzugszeit und der Haltestrom niedrige Werte annehmen, können mit der erfindungsgemäßen Steueranordnung auch AC-Magnetantriebe mit nieder- ohmigen Antriebsspulen verwendet werden, die ohne Verwendung der vorgeschlage- nen Steueranordnung sonst nur für den Wechselstrombetrieb geeignete sind. Daher kann man sich bei der Herstellung elektromagnetischer Schaltgeräte allein auf AC-

Antriebe beschränken, damit die notwendigen Varianten für die Antriebsspulen redu- zieren und dadurch die Kosten deutlich senken.

Das Zeitglied kann vorteilhaft durch ein einfaches integrierendes oder differenzieren- des RC-Glied (auch als Tiefpass oder Hochpass bezeichnet) realisiert werden. Die Kombination mit einem Spannungsbegrenzungselement, beispielsweise einer Z-Dio- de, führt zu einer Begrenzung der Ladungsendspannung und damit zu einer erhebli- chen Herabsetzung der Abhängigkeit des Lade-bzw. Entladevorgangs von der Höhe der Betriebsspannung.

Die steuerbare Spannungsquelle besteht in kostengünstiger Weise aus einer mit ei- ner Schwellwertschaltung kombinierten Spannungsbegrenzeranordnung. Bei Ver- wendung eines integrierenden Zeitgliedes wird üblicherweise die am Ladekondensa- tor des RC-Gliedes ansteigende Ladespannung als bestimmender Wert für die Been- digung der Anzugsphase vom Schwellenwertschalter ausgewertet. Bei Verwendung eines differenzierenden Zeitgliedes wird üblicherweise die am Entladewiderstand ab- sinkende Spannung infolge des Entladestromes vom Schwellenwertschalter ausge- wertet.

Parallel zur Schaltstrecke der zweiten Schaltmittel angeordnete Freilaufmittel, bei- spielsweise eine Z-Diode, sorgen beim Abschalten-gegebenenfalls im Zusammen- wirken mit weiteren Freilaufmitteln-für eine schnelle Entmagnetisierung der An- triebsspule.

Kurze Beschreibung der Zeichnungen Weitere Einzelheiten und Vorteile der Erfindung ergeben sich aus dem folgenden, anhand von Figuren erläuterten Ausführungsbeispiel. Es zeigen Figur 1 : die schematische Darstellung der erfindungsgemäßen Steueranordnung ; Figur 2 : die ausführliche Darstellung einer vorteilhaften Ausgestaltung der erfin- dungsgemäßen Steueranordnung.

Bester Weg zur Ausführung der Erfindung Die in Fig. 1 gezeigte Steueranordnung 2 für eine Antriebsspule 4 eines nicht weiter dargestellten Magnetantriebes eines elektromagnetischen Schaltgerätes, beispiels- weise eines Schützes, wird über einen Steuereingang 6 von einer Steuerspannung Ue betrieben. Die Steuerspannung Ue kann wahlweise als Gleichspannung oder als Wechselspannung angelegt werden. Bei angelegter Steuerspannung Ue steht am Ausgang einer Gleichrichteranordnung 8 eine geglättete Betriebsspannung Ub an, die unter anderem der Energieversorgung der Steueranordnung 2 und der Antriebsspule 4 dient. Der Gleichrichteranordnung 8 ist ein Gleichspannungswandler 10 nachge- schaltet, der aus der Betriebsspannung Ub eine erheblich niedrigere geglättete Halte- spannung Uh erzeugt. Nach Anlegen der Steuerspannung Ue wird durch die rasch hochfahrende Betriebsspannung Ub ein Zeitglied 12 angestoßen, dessen Zeitverhal- ten bestimmend für die Dauer der Anzugsphase der Steueranordnung 2 ist. Das an- gestoßene Zeitglied 12 aktiviert eine Spannungsquelle 14, die im aktiven Zustand eine aus der Betriebsspannung Ub abgeleitete Anzugsspannung Ua an ihrem Aus- gang abgibt. Der Betrag der Anzugsspannung Ua liegt unterhalb des Betrages der minimal zulässigen Betriebsspannung Ub und ist innerhalb eines weiten Bereiches der Betriebsspannung Ub weitgehend unabhängig von dieser. Durch die Anzugs- spannung Ua werden erste elektronische Schaltmittel 16 aktiviert, die als Span- nungsfolger wirken und deren Ausgang mit dem ersten Anschluss 18 der Antriebs- spule 4 verbunden ist. Damit steht in der Anzugsphase am ersten Anschluss 18 der Antriebsspule 4 ein Potenzial an, das sich-bedingt durch eine bauelementebedingte Restspannung der ersten Schaltmittel 16-nur geringfügig von der Anzugsspannung Ua unterscheidet. Der Ausgang der ersten Schaltmittel 16 ist weiterhin mit dem Steu- ereingang zweiter elektronischer Schaltmittel 22 verbunden, deren Schaltstrecke vom zweiten Anschluss 20 der Antriebsspule 4 zum Bezugspotenzial der Betriebsspan- nung Ub führt. Die Anzugsspannung Ua bewirkt das Durchsteuern der Schaltstrecke der zweiten Schaltmittel 22. Damit ist in der Anzugsphase die Antriebsspule 4 mit ei- ner Spannung beaufschlagt, deren Betrag gegenüber der Anzugsspannung Ua ge- ringfügig um die Restspannungen der beiden Schaltmittel 16 und 22 verringert ist.

Vom Ausgang des Gleichspannungswandlers 10 ist in Durchlassrichtung eine Trenn- diode 24 zum Ausgang der ersten Schaltmittel 16 geführt. In der Anzugsphase sperrt die Trenndiode 24, da der Betrag der Anzugsspannung Ua wesentlich größer als der Betrag der Haltespannung Uh ist.

Am Ende der Anzugszeit hat sich das Ausgangssignal des Zeitgliedes 12 so weit ver- ändert, dass die bisher am Ausgang der Spannungsquelle 14 anstehende Anzugs- spannung Ua abgeschaltet wird. Dadurch sinkt die Spannung am Ausgang der ersten Schaltmittel 16 so weit ab, dass nun die Haltespannung Uh über die Trenndiode 24 an den ersten Anschluss 18 der Antriebsspule 4 sowie an den Steuereingang der zweiten Schaltmittel 22 durchgreift. Damit hat die Haltephase begonnen. In der Hal- tephase ist die Antriebsspule 4 mit einer Spannung beaufschlagt, deren Betrag ge- genüber der Haltespannung Uh lediglich um die Restspannungen der leitenden Trenndiode 24 und der durchgesteuerten Schaltstrecke der zweiten Schaltmittel 22 vermindert ist.

Nach Abschaltung der Steuerspannung Ue vom Eingang 6 der Steueranordnung 2 brechen die Betriebsspannung Ub und die Haltespannung Uh rasch zusammen. Da- mit nehmen beide Schaltmittel 16,22 den gesperrten Zustand an, worauf die An- triebsspule 4 in den stromlosen Zustand übergeht.

Fig. 2 zeigt eine detaillierte vorteilhafte Ausgestaltung der vorstehend beschriebenen Steueranordnung 2. Hierbei sind die in Fig. 1 benutzen Bezugszeichen für die Funkti- onsgruppen übernommen worden.

Die Gleichrichteranordnung 8 besteht in üblicher Weise aus einer eingangsseitigen Begrenzeranordnung 28, einem Brückengleichrichter 26 und einem ausgangsseitigen ersten Glättungskondensator 30. Nach dem Anlegen der Steuerspannung Ue ist die Betriebsspannung Ub in kurzer Zeit hochgelaufen. Beim Ansteuern und Betreiben der Steueranordnung mittels einer Gleichspannung als Steuerspannung Ue dient der Brückengleichrichter 26 als Verpolschutz.

Das Zeitglied 12 ist als integrierendes RC-Glied ausgebildet. Ausgehend von einer die Betriebsspannung Ub führenden Versorgungsleitung 32 fließt nach Erscheinen der Betriebsspannung Ub ein Ladestrom über die Reihenschaltung zweier Ladewi- derstände 34 und 36 zu einem Ladekondensator 38. Die Spannung an einem ersten Verbindungspunkt 40 der beiden Ladewiderstände 34,36 wird durch ein Spannungs- begrenzungselement in Form einer ersten Z-Diode 42 begrenzt. Damit ist das Zeit- verhalten des Zeitgliedes 12 weitgehend unabhängig von der Höhe der Betriebs- spannung Ub. Es wird im wesentlichen durch die Dimensionierung des aus dem La- dewiderstand 36 und dem Ladekondensator 38 gebildeten RC-Gliedes bestimmt.

Nach Abschaltung der Steuerspannung Ue entlädt sich der Ladekondensator 38 über einen Entladewiderstand 44 und eine Entladediode 46 auf die nun spannungslose Versorgungsleitung 32. Damit ist das Zeitglied 12 wieder einschaltbereit.

Die steuerbare Spannungsquelle 14 besteht aus einer die Ladespannung des Lade- kondensators 38 auswertenden Schwellwertschaltung und einer mit deren Ausgang gekoppelten Spannungsbegrenzeranordnung. Die Spannungsbegrenzeranordnung besteht aus der Reihenschaltung eines ersten Vorwiderstandes 48 und einer Z-Dio- den-Reihe 50 und ist zwischen der Versorgungsleitung 32 und dem Bezugspotenzial angeordnet. Die Schwellwertschaltung weist einen in Sourceschaltung angeordneten dritten Transistor 52 auf. Der Ladekondensator 38 ist über eine zweite Z-Diode 54 mit dem Gateanschluss des dritten Transistors 52 verbunden. Ein zwischen dem Gate- anschluss des dritten Transistors 52 und Bezugspotenzial angeordneter Ableitwider- stand 56 dient dem Schutz der Gateelektrode. Der Drainanschluss des dritten Tran- sistors 52 ist über einen Arbeitswiderstand 58 mit einem zweiten Verbindungspunkt 60, der dem ersten Vorwiderstand 48 und der Z-Dioden-Reihe 50 gemeinsam ist, verbunden. Solange die Spannung über dem Ladekondensator 38 noch nicht die Summe aus der Z-Spannung der zweiten Z-Diode 54 und der Schaltschwelle der Gatespannung des dritten Transistors 52 überschritten hat, befindet sich der dritte Transistor 52 im gesperrten bzw. nichtleitenden Zustand. In diesem Falle steht am zweiten Verbindungspunkt 60 die Anzugsspannung Ua an, die sich aus der Summe der Z-Spannungen der Z-Dioden-Reihe 50 ergibt. Überschreitet am Ende der An- zugsphase die Spannung am Ladekondensator 38 die Summe aus der Z-Spannung der zweiten Z-Diode 54 und der Schaltschwelle der Gatespannung des dritten Tran- sistors 52, gelangt dieser in den durchgesteuerten bzw. leitenden Zustand. In diesem Falle sinkt die Spannung am zweiten Verbindungspunkt 60 weit unter die Anzugsspannung Ua. Der Widerstandswert des Vorwiderstandes 48 wird groß ge- genüber dem Widerstandswert des Arbeitswiderstandes 58 gewählt.

Die ersten Schaltmittel 16 bestehen aus einem als Sourcefolger geschalteten ersten Transistor 62 mit einer ersten Schutzdiode 64 zum Schutz des ersten Transistors 62 vor negativen Spannungsspitzen zwischen dessen Gate-und Sourceanschluss. Der mit dem ersten Anschluss 18 der Antriebsspule 4 verbundene Ausgang der ersten Schaltmittel 16 ist mit dem Sourceanschluss des ersten Transistors 62 identisch und gibt während der Anzugsphase die um die Gate-Source-Spannung des ersten Tran- sistors 62 verminderte Haltespannung Ua aus. Durch das Absinken des Potenzials an

dem zweiten Verbindungspunkt 60 zum Ende der Anzugsphase wird der erste Tran- sistor 62 gesperrt.

Der Gleichspannungswandler 10 besteht aus einem eingangsseitig mit der Versor- gungsleitung 32 verbundenen Wandlerschaltkreis 66, aus ausgangsseitigen Glät- tungsmittein sowie Erfassungsmitteln zur Erfassung und Regelung der ausgegebe- nen Haltespannung Uh. Die Glättungsmittel bestehen in üblicher Weise aus einer Glättungsdrossel 68 sowie einer Rückführdiode 70 am Ausgang des Wandlerschalt- kreises 66 und aus einem der Glättungsdrossel 68 nachgeschalteten zweiten Glät- tungskondensator 72. Über dem zweiten Glättungskondensator 72 steht bei ange- legten Steuerspannung Ue die Haltespannung Uh an. Die Erfassungsmittel bestehen aus einer parallel zum zweiten Glättungskondensator 72 angeordneten Reihenschal- tung einer dritten Z-Diode 74 mit einer Fotodiode 76 und aus einem optisch mit der Fotodiode 76 gekoppelten Fototransistor 78. Der Fototransistor 78 ist mit seinem Emitteranschluss an den Ausgang und mit seinem Kollektoranschluss an einen Stell- eingang des Wandlerschaltkreises 66 geführt. Die Haltespannung Uh wird damit durch die Summe aus der Z-Spannung der dritten Z-Diode 74 und der Durchlassspannung der Fotodiode 76 bestimmt. Nach dem Anlegen der Steuerspan- nung Ue ist die Haltespannung Uh in etwa 30 ms hochgelaufen. Nach dem Abschal- ten der Steuerspannung Ue entlädt sich der zweite Glättungskondensator 72 in kur- zer Zeit über den aus Trenndiode 24, Antriebsspule 4 und Schaltstrecke des zweiten Schaltmittels 22 gebildeten Strompfad.

Die zweiten Schaltmittel 22 enthalten einen in Sourceschaltung angeordneten zweiten Transistor 80. Dieser ist eingangsseitig über einen zweiten Vorwiderstand 82 mit dem ersten Anschluss 18 der Antriebsspule 4 verbunden und mit einer zweiten Schutzdio- de 84 beschaltet. Die zweite Schutzdiode 84 ist als Z-Diode ausgebildet und schützt den Gateanschluss des zweiten Transistors 80-insbesondere während der Anzugs- phase-vor zu hohen Spannungen. Der Drainanschluss des zweite Transistors 80 ist mit dem zweiten Anschluss 20 der Antriebsspule 4 verbunden. Der zweite Transistor 80 ist in der Anzugsphase aufgrund der Anzugsspannung Ua vom Ausgang der ers- ten Schaltmittel 16 und in der Haltephase aufgrund der Haltespannung Uh über die leitende Trenndiode 24 in den durchgesteuerten bzw. leitenden Zustand geschaltet, sodass die Antriebsspule 4 in beiden Phasen dauerhaft stromführend ist. Bei fehlen- der oder abgeschalteter Steuerspannung Ue befindet sich der zweite Transistor 80 im gesperrten bzw. nichtleitenden Zustand, sodass die Antriebsspule 4 keinen dauer-

haften Strom führen kann. Parallel zur Schaltstrecke des zweiten Transistors 80 ist ein Freilaufmittel 86 angeordnet, das im Beispiel als Z-Diode ausgeführt ist. Sowohl in der Anzugsphase als auch in der Haltephase ist das Freilaufmittel 86 durch die durchgesteuerte Schaltstrecke des zweiten Transistors 80 kurzgeschlossen und da- mit wirkungslos. Beim Sperren des zweiten Transistors 80 läuft sich die Antriebsspule 4 dagegen über den aus Freilaufmittel 86, Rückführdiode 70, Glättungsdrossel 68 und Trenndiode 24 bestehenden Strompfad in kurzer Zeit frei. Die in der Hauptsache durch die Z-Spannung des Freilaufmittels 86 bewirkte relativ hohe Freilaufspannung führt zu einem raschen Abbau der in der Antriebsspule 4 gespeicherten magneti- schen Energie und damit zu einer schnellen Abschaltung des Magnetantriebes.

Die vorliegende Erfindung ist nicht auf die vorstehend beschriebene Ausführungsform beschränkt. So kann die Erfindung auch mit einem differenzierenden Zeitglied aus- geführt werden, wie es beispielsweise der eingangs genannten Druckschrift DE 92 16 041 U1 entnommen werden kann.