Die Erfindung betrifft eine Ansteuerschaltung zum Ansteuern einer leistungselektronischen Schaltung. Die Erfindung be¬ trifft weiterhin ein Verfahren zum Ansteuern einer leistungs¬ elektronischen Schaltung.

In leistungselektronischen Stellgliedern werden nahezu aus- schließlich spannungsgesteuerte Halbleiterschalter, wie z. B. MOSFETs und IGBTs eingesetzt. Solche leistungselektronischen Stellglieder werden beispielsweise als Gleichstromsteller, Pulswechselrichter und dergleichen eingesetzt. Eine solche Schaltung weist in der Regel einen Strompfad auf, der eine Lastdrossel, eine Freilaufdiode und einen Halbleiterschalter, insbesondere in Form eines Feldeffekttransistors aufweist. Ferner besitzen die Leitungsverbindungen zwischen den Bauele¬ menten Eigeninduktivitäten, die parasitär sind und das Schaltverhalten in dem Strompfad beeinflussen.

Um den Feldeffekttransistor von einem leitenden in einen sperrenden Zustand bzw. von einem sperrenden in einen leiten¬ den Zustand zu überführen, muss dessen Gate-Source-Kapazität ent- bzw. aufgeladen werden. Für einen möglichst schnellen Übergang (übliche Umladezeiten betragen lediglich einige hun¬ dert Nanosekunden) ist daher ein vergleichsweise großer Umla¬ destrom (etwa zwischen 0,5 und 4 A) erforderlich. Diese Umla¬ deströme werden in der Regel von einer Treiberschaltung zur Verfügung gestellt. Insbesondere weist eine solche Treiber- Schaltung eine Spannungsquelle auf, die die Gate-Source- Kapazität über einen Widerstand auf- bzw. entlädt, wobei über den Widerstand die Höhe des Gate-Stroms verändert und somit die Schaltgeschwindigkeit des Leistungshalbleiters beein- flusst werden kann.

Es kann ferner eine Diodenschaltung mit einer Diode und einem Widerstand vorgesehen sein, die parallel zu dem Widerstand geschaltet ist, um ein schnelleres Entladen der Gate-Source- Kapazität bei einem Abschaltvorgang zu ermöglichen. Das Ein¬ stellen der Lade- bzw. Entladegeschwindigkeit der Gate- Source-Kapazität ist wesentlich, da bei einem abrupten Aus- schalten des Feldeffekttransistors aufgrund der Induktivitä¬ ten im Strompfad die Spannung über Drain und Source des Feld¬ effekttransistors über die bereitgestellte Versorgungsspan- nung hinaus ansteigt. Da der Feldeffekttransistor nur eine bestimmte Spannungsfestigkeit besitzt, durch die eine maxima- Ie Drain-Source-Spannung vorgegeben ist, muss die Änderungs¬ geschwindigkeit des Lade- bzw. Entladestroms für die Gate- Source-Kapazität vorgegeben sein. Durch eine geringere Ände¬ rungsgeschwindigkeit der Gate-Kapazität können zwar uner¬ wünschte Effekte, wie die Überspannung zwischen den Drain- und Source-Anschlüssen aufgrund der parasitären Induktivitä¬ ten, Störemissionen und Diodenrückströme reduziert werden, jedoch nehmen dann die Schaltverluste, d. h. die in dem Feld¬ effekttransistor in Wärme umgesetzte Leistung, erheblich zu. Durch das feste Einstellen der Lade- bzw. Entladegeschwindig- keit der Gate-Source-Kapazität kann lediglich ein Kompromiss zwischen Schaltverlusten einerseits und Überspannungen sowie Störemissionen andererseits erzielt werden.

Es ist daher Aufgabe der vorliegenden Erfindung eine Ansteu- erSchaltung sowie ein Ansteuerverfahren zur Verfügung zu stellen, womit ein besseres Schaltverhalten einer leistungs¬ elektronischen Schaltung ermöglicht wird.

Diese Aufgabe wird durch die Ansteuerschaltung nach Anspruch 1 sowie durch das Verfahren nach Anspruch 16 gelöst.

Weitere vorteilhafte Ausgestaltungen der Erfindung sind in den abhängigen Ansprüchen angegeben.

Gemäß einem ersten Aspekt der vorliegenden Erfindung ist eine Ansteuerschaltung zum Ansteuern einer leistungselektronischen Schaltung, die einen Strompfad durch einen Halbleiterschalter und durch eine Leitung aufweist, vorgesehen. Die Induktivität der Leitung und/oder eines Bauteils im Strompfad führt beim Schalten des Halbleiterschalters zu einer Überspannung zwi¬ schen einem ersten und einem zweiten stromführenden Anschluss des Halbleiterschalters. Die Ansteuerschaltung weist eine steuerbare Stromquelle, um einen ladungsgesteuerten Steueran- schluss des Halbleiterschalters mit einem Steuerstrom zu la¬ den bzw. zu entladen und eine Steuereinheit auf. Die Steuer¬ einheit steuert die Stromquelle so an, dass bei einem Schalt- Vorgang die Anschlussspannung über den stromführenden An¬ schlüssen des Halbleiterschalters eine vorgegebene SoIl- AnschlussSpannung nicht übersteigt.

Die Idee der Erfindung besteht darin, die hohen Überspannun- gen zwischen den Anschlüssen eines Halbleiterschalters beim Ein- und Ausschaltvorgang zu reduzieren und zu regeln, die aufgrund von Induktivitäten in dem zu schaltenden Strompfad entstehen. Dies wird dadurch erreicht, dass an dem Steueran- schluss des Halbleiterschalters ein geregeltes Steuerpotenti- al angelegt wird, das abhängig von der Anschlussspannung an dem Halbleiterschalter„eingestellt wird. Da der Halbleiter¬ schalter in der Regel nur eine maximale Spannung zwischen dem stromführenden Anschlüssen übersteht, wird eine SoIl- AnschlussSpannung festgelegt, wobei das Steuerpotential so geregelt wird, dass die Soll-AnschlussSpannung nicht über¬ schritten wird. Dies ermöglicht es, die KommutierungsSpannung direkt vorzugeben, wodurch einerseits die Spannungsfestigkeit der eingesetzten Halbleiterschalter optimal ausgenutzt werden kann und andererseits die bei der Ansteuerung gemäß dem Stand der Technik im Betrieb auftretenden Schwingungen erheblich verringert werden können. Beim Regelvorgang wird der Halblei¬ terschalter durch die Regelung in seinem aktiven Betriebsbe¬ reich gehalten.

Mit der erfindungsgemäßen Ansteuerschaltung gelingt es, ohne zusätzliche SchutzbeSchaltung die auftretenden Überspannungen zwischen den stromführenden Anschlüssen des Halbleiterschal- -A-

ters zu verringern und zu regeln und gleichzeitig die Erhö¬ hung der Schaltverluste so gering wie möglich zu halten. Durch die verringerte Überspannung können die elektromagneti¬ schen Störemissionen durch den Schaltvorgang reduziert wer- den, weil die angeregte Oszillation eine kleinere Anfangsamp¬ litude aufweist und somit schneller abklingt. Dadurch lassen sich Filter und Schirmungsmaßnahmen weniger aufwendig und da¬ mit kostengünstiger gestalten.

Bei Leistungs-Feldeffekttransistoren nimmt der Einschaltwi¬ derstand RDs,on überproportional mit der maximalen Sperrspan¬ nung zu, verhält sich jedoch umgekehrt proportional zur Chip¬ fläche des Feldeffekttransistors. Die Begrenzung der Über¬ spannung ermöglicht es, Feldeffekttransistoren mit kleinerer DurchbruchsSpannung zu verwenden. Diese weisen bei gleicher Chip-Fläche einen niedrigeren Einschaltwiderstand auf, so dass der Wirkungsgrad der Leistungselektronik gesteigert wer¬ den kann. Werden andererseits Feldeffekttransistoren mit kleiner Chip-Fläche eingesetzt, die den gleichen Einschaltwi- derstand RDS,O∏ wie ein größerer Feldeffekttransistor besit¬ zen, ergibt sich eine Verkleinerung des Bauraums,.

Vorzugsweise hängt die Soll-AnschlussSpannung von der maximal zulässigen AnSchlussSpannung zwischen dem stromführenden An- Schlüssen des Halbleiterschalters ab. Die Soll- AnschlussSpannung ist daher so gewählt, dass sie größer ist als die VersorgungsSpannung der leistungselektronischen Schaltung, jedoch um einen bestimmten Sicherheitsbetrag un¬ terhalb der maximal zulässigen AnschlussSpannung liegt. Ins- besondere kann ein relativer Sicherheitsbereich bezüglich der maximal zulässigen AnschlussSpannung definiert werden.

Die Steuereinheit kann eine Vergleicherschaltung aufweisen, um die AnschlussSpannung mit der Soll-AnschlussSpannung zu vergleichen und die Stromquelle abhängig von dem Ergebnis des Vergleichens anzusteuern. Die Steuereinheit kann einen P-Regler aufweisen, um die Stromquelle anzusteuern, so dass eine Änderung des Steuer¬ stromes proportional zur Differenz zwischen der Anschluss¬ spannung und der Soll-Anschlussspannung ist. Dies stellt eine möglichst einfache Realisierung einer Steuereinheit gemäß der erfindungsgemäßen Ansteuerschaltung dar.

Die Soll-Anschlussspannung kann bei einem Ausschaltvorgang größer sein als die an dem Strompfad angelegte Betriebsspan- nung. Insbesondere ist die Soll-Anschlussspannung so gewählt, dass sie größer ist als die Betriebsspannung, jedoch kleiner ist als die maximal zulässige AnschlussSpannung des Halblei¬ terschalters.

Die Stromquelle kann so ausgelegt sein, dass der Steuerein¬ gang des Halbleiterschalters über die Stromquelle auf ein Po¬ tential aufladbar ist, das niedriger ist als das niedrigste Potential des Strompfades, das durch die Betriebsspannung vorgegeben ist. Auf diese Weise kann eine negative Gate- Source-Spannung erreicht werden, durch die insbesondere ein vollständiges Sperren bzw. vollständiges Durchschalten des Halbleiterschalters - je nach Leitfähigkeitstyp des Halblei¬ terschalters - erreicht werden kann.

Vorzugsweise stellt die Steuereinheit bei einem Einschaltvor¬ gang die Soll-Anschlussspannung zunächst auf einen ersten Sollwert und nach Ablauf einer Zeitdauer auf einen zweiten Sollwert ein, wobei der zweite Sollwert kleiner oder gleich einem niedrigen Betriebspotential bei einem selbstsperrenden Halbleiterschalter bzw. größer oder gleich einem hohen Be¬ triebspotential bei einem selbstleitenden Halbleiterschalter ist. Ein solcher zweistufiger Schaltvorgang ist sinnvoll, um die Überspannungen während des Einschaltvorgangs bestmöglich beeinflussen zu können. Dazu wird gemäß dem ersten Sollwert der Halbleiterschalter während der Zeitdauer vorzugsweise in seinem aktiven Betriebsbereich betrieben. Um die Durchlass¬ verluste in dem Halbleiterschalter zu beschränken, muss nach Ablauf der Zeitdauer der zweite Sollwert als SoIl- AnschlussSpannung eingestellt werden um den Halbleiterschal¬ ter vollständig auf Durchlass zu schalten, so dass der Halb¬ leiterschalter durch die hohen Durchlassverluste nicht zer- stört wird. Würde zu Beginn des Einschaltvorgangs regelrecht der zweite Sollwert vorgegeben werden, d. h. der Einschalt¬ vorgang nur durch Vorgabe einer Soll-AnschlussSpannung, die - je nach Leitfähigkeitstyp des verwendeten Halbleiterschalters - kleiner oder gleich einem niedrigen Betriebspotential bzw. größer oder gleich einem hohen Betriebspotential ist, würde die Steuereinheit versuchen, den Halbleiterschalter schnellstmöglich vollständig einzuschalten. Dies hätte zur Folge, dass die KommutierungsSpannung an den Induktivitäten und damit auch die Änderungsgeschwindigkeit des Stromes im Strompfad sehr groß würden, so dass der Schaltvorgang nahezu einem Schaltvorgang gemäß dem Stand der Technik entsprechen würde und die Spannung zwischen den stromführenden Anschlüs¬ sen stark ansteigen würde. Durch den zweistufigen Regelungs¬ vorgang kann die Änderungsgeschwindigkeit des Stromes im Strompfad verringert werden, so dass Störemissionen reduziert werden.

Vorzugsweise ist ein Verzögerungselement vorgesehen, um die Zeitdauer beginnend mit dem Einschaltvorgang fest vorzugeben, wobei die Zeitdauer mindestens der Zeit entspricht, nach der der Einschaltvorgang in jedem Fall abgeschlossen ist. Dies ist notwendig, um sicher zu verhindern, dass die Regelung noch während des Kommutierungsvorgangs versucht, den Halblei¬ terschalter vollständig einzuschalten.

Alternativ kann eine Zeitsteuereinheit vorgesehen sein, um die Soll-Anschlussspannung abhängig von einem Strom und/oder Spannungsverlauf in dem Strompfad einzustellen.

Insbesondere ist es möglich, im Falle, dass ein Feldeffekt¬ transistors als Halbleiterschalter vorgesehen ist, dass die Zeitdauer durch einen Kommutierungsbeginn und eine maximale Koiranutierungsdauer nach dem Beginn des Einschaltvorgangs be¬ stimmt ist, wobei der Kommutierungsbeginn dadurch bestimmt ist, dass die Steigung der Gate-Source-Spannung zwischen dem Gate-Anschluss und dem Source-Anschluss erstmalig nach dem Beginn des Einschaltvorgangs 0 wird. Bei dieser Ausführungs¬ form wird für die Detektion des Kommutierungsbeginns die Tat¬ sache ausgenutzt, dass sich die Ableitung der Gate-Source- Spannung nach dem Beginn des Einschaltvorgangs erstmals dem Wert 0 nähert, wenn die Kommutierung einsetzt.

Alternativ kann der Kommutierungsbeginn dadurch bestimmt sein, dass die Drain-Source-Spannung ein Schwellpotential un¬ terschreitet, wobei das Schwellpotential zwischen einem maxi¬ malen Betriebspotential und der ersten Sollspannung liegt.

Gemäß einer weiteren Alternative kann der Kommutierungsbeginn dadurch bestimmt sein, dass der Steuerstrom erstmals nach dem Beginn des Einschaltvorgangs einen Schwellwert unterschrei¬ tet, wobei der Schwellwert zwischen OV und einem Steuerstrom- Sollwert liegt.

Gemäß einer weiteren Ausführungsform kann der Halbleiter¬ schalter auch als IGBT-Bauelement ausgebildet sein.

Gemäß einem weiteren Aspekt der vorliegenden Erfindung ist ein Verfahren zum Ansteuern einer leistungselektronischen Schaltung vorgesehen. Die leistungselektronische Schaltung weist einen! Strompfad durch einen ladungsgesteuerten Halblei¬ terschalter und einer Leitung auf, wobei die Induktivität der Leitung und/oder in dem Strompfad geschaltete elektrische Bauelemente beim Schalten des Halbleiterschalters zu einer Überspannung zwischen einem ersten und einem zweiten strom¬ führenden Anschluss des Halbleiterschalters führt. Ein la¬ dungsgesteuerter Steueranschluss des Halbleiterschalters wird mit einem Steuerstrom geladen bzw. entladen, wobei der Steu¬ erstrom so gesteuert wird, dass bei einem Schaltvorgang die AnschlussSpannung des Halbleiterschalters eine vorgegebene Soll-Anschlussspannung nicht übersteigt.

Bevorzugte Ausführungsformen der Erfindung werden im Folgen- den anhand der beigefügten Zeichnungen näher erläutert. Es zeigen:

Figur 1 eine Ansteuerschaltung in einer leistungselektroni¬ schen Schaltung gemäß dem Stand der Technik; Figur 2 ein Ersatzschaltbild einer vereinfachten Ansteuer¬ schaltung gemäß dem Stand der Technik; Figur 3 ein Blockschaltbild einer erfindungsgemäßen Ansteuer¬ schaltung gemäß einer ersten Ausführungsform; Figur 4 ein Diagramm zur Darstellung des Verlaufs der SoIl- Anschlussspannung während eines Abschaltvorgangs; Figur 5 eine Darstellung des Verlaufs der SoIl- AnschlussSpannung während eines Einschaltvorgangs; und Figur 6 ein Blockschaltbild zur Generierung eines Umschalt¬ signals zum Bestimmen der Zeitdauer zum Umschalten zwischen dem ersten Sollwert und dem zweiten Sollwert bei einem Ein¬ schaltvorgang.

In Figur 1 ist ein leistungselektronisches Stellglied darge¬ stellt, das einen spannungsgesteuerten Halbleiterschalter, insbesondere einen MOSFET oder einen IGBT aufweist und als GrundansteuerSchaltung für verschiedene leistungselektroni¬ sche Schaltungen, wie z. B. Gleichstromsteller, Pulswechsel¬ richter, usw. dient. In Figur 1 ist ein über ein Halbleiter¬ schalter 1 zu schaltender Strompfad dargestellt, der eine in- duktive Last LA aufweist. Parallel zur induktiven Last LÄ ist eine Freilaufdiode DA geschaltet. Weiterhin weist die Anord¬ nung einen Zwischenkreiskondensator CZk auf. Die Leitungen des Strompfades zwischen den Bauelementen weisen parasitäre Leitungsinduktivitäten Lκi, LK2, LK3, LK4 auf. Als Halbleiter- Schalter kann beispielsweise ein MOSFET verwendet werden. Im dargestellten Ausführungsbeispiel handelt es sich um einen selbstsperrenden N-Kanal-MOSFET 1. Es ist auch möglich als HalbleiterSchalter einen IGBT oder andere Halbleiterbauele¬ mente vorzusehen, um den Schaltvorgang des leistungselektro¬ nischen Stellgliedes durchzuführen.

Nachfolgend wird die Erfindung ausgehend von einem leistungs¬ elektronischen Stellglied mit dem N-Kanal-MOSFET-Transistor 1 beschrieben.

Um mit Hilfe des MOSFETs 1 den Schaltvorgang durchzuführen muss der MOSFET vom leitenden in den sperrenden bzw. vom sperrenden in den leitenden Zustand überführt werden. Dazu muss dessen Gate-Source-Kapazität entladen bzw. aufgeladen werden. Für einen möglichst schnellen Übergang, d. h. im Be¬ reich von üblicherweise einigen 100 ns, ist daher ein ver- gleichsweise großer Umladestrom von üblicherweise 0,5 bis 4 A erforderlich. Dieser Umladestrom wird nach dem Stand der Technik von speziellen Treiberschaltungen zur Verfügung ge¬ stellt.

In Figur 2 ist ein vereinfachtes Ersatzschaltbild einer sol¬ chen Treiberschaltung gemäß dem Stand der Technik darge¬ stellt, die eine ideale Spannungsquelle Uanst und Gate- Vorwiderstände Rv,i, Rv,2 aufweist. Mit Hilfe eines Schaltbe¬ fehls Vx wird der MOSFET ein- bzw. ausgeschaltet. Über die Wahl der Gate-Vorwiderstände Rv,i bzw. Rv,2 kann die Höhe des AnsteuerStroms in den Gate-Anschluss verändert und damit die Schaltgeschwindigkeit des Leistungshalbleiters beeinflusst werden. Zusätzlich kann über eine Diodenschaltung mit einer Diode Dv, die in Serie zu dem zweiten Gate-Vorwiderstand Rv,2 geschaltet ist, dafür gesorgt werden, dass der beim Aufladen wirksame Gate-Vorwiderstand einen größeren Wert aufweist, als derjenige beim Entladen der Gate-Source-Kapazität. Aufgrund des größeren Gate-Stroms läuft daher der Abschaltvorgang schneller als der Einschaltvorgang ab. Durch eine geeignete Dimensionierung der Spannungsquelle Uanst sowie der Gate- Vorwiderstände Rv,i/ Rv,2 lässt sich die Geschwindigkeit des Ein- und Ausschaltvorgangs des MOSFETs einstellen. So kann beispielsweise durch eine langsamere Aufladung bzw. Entladung der Gate-Source-Kapazität eine geringere Änderungsgeschwin¬ digkeit des Drain-Stromes diD/dt durch den MOSFET erreicht werden, um so unerwünschte Effekte, wie eine schädlich hohe Überspannung zwischen dem Drain- und Source-Anschluss auf¬ grund der parasitären Induktivitäten, Störemissionen und Dio¬ denrückströme zu verringern.

Andererseits ist bei einer Verlangsamung des Aus- bzw. Ein- schaltvorgangs der MOSFET länger in einem aktiven Betriebszu¬ stand, wobei eine hohe Schaltverlustleistung in dem MOSFET erzeugt wird.

In Figur 3 ist ein Blockschaltbild einer erfindungsgemäßen Ansteuerschaltung dargestellt. Diese Schaltung umfasst einen Sollwertgenerator 10, der aus dem logischen Schaltsignal Vx, das einen Einschaltzustand oder Ausschaltzustand für den zu schaltenden Strompfad angibt, eine gewünschte SoIl- AnschlussSpannung für die Drain-Source-Spannung UDs des MOS- FETs 11 generiert. Weiterhin ist eine Regelungseinheit 12 vorgesehen, die einen Proportional-Regler umfasst. Der Rege¬ lungseinheit 12 wird die von dem Sollwert-Generator 10 gene¬ rierte Soll-AnschlussSpannung UDs,soii und die momentane Ist- AnschlussSpannung UDS,istf das ist die Drain-Source-Spannung UDS, zugeführt. Die Differenz zwischen diesen beiden Größen stellt die Eingangsgröße für die Regelungseinrichtung 12 dar.

Die Regelungseinrichtung 12 ist mit einem Ausgang und einer steuerbaren Stromquelle 13 verbunden, die mit dem Gate- Anschluss des MOSFETs verbunden ist. Abhängig von der Ansteu¬ erung durch die Regelungseinrichtung 12 stellt die gesteuerte Stromquelle einen Lade- bzw. Entladestrom für die Gate- Source-Kapazität des MOSFETs 11 ein. Bei einem Proportional¬ regler ist die Abhängigkeit zwischen der Eingangsgröße und der Ausgangsgröße in der Regel durch einen proportionalen Zu¬ sammenhang, beispielsweise durch den Faktor -K, bestimmt. Der Gate-Strom, der durch die gesteuerte Stromquelle 13 gene¬ riert wird, bestimmt dann mittelbar die Änderungsgeschwindig¬ keit diD/dt des Drain-Stroms. Übersteigt die Ist- AnschlussSpannung üDs,ist die vorgegebene SoIl- AnschlussSpannung UDs,soii bewirkt die Regelungseinrichtung 12 dass der Gate-Strom und damit auch die Änderungsgeschwindig¬ keit diD/dt des Drain-Stroms reduziert wird. Dies erfolgt je¬ doch nur in den Zeitabschnitten der Schaltvorgänge, in denen die Drain-Source-Spannung UDs ohne Eingriff der Regelung über die vorgegebene Soll-AnschlussSpannung ansteigen würde. Wäh¬ rend der übrigen Zeitabschnitte der Schaltvorgänge ist die Regelungseinrichtung 12 so geschaltet, dass sie keine unnöti¬ ge Reduktion des Gate-Stroms und damit der Änderungsgeschwin- digkeit diD/dt des Drain-Stroms vornimmt. Somit erhöhen sich die Schaltverluste durch den Einsatz der Regelung nur in dem Maße, wie es zur Reduktion der Überspannungen bzw. zur Beein¬ flussung des Schaltverhaltens notwendig ist.

Durch eine solche Ansteuerung kann ein Kompromiss zwischen den Schaltverlusten einerseits und den bei den Schaltvorgän¬ gen entstehenden Überspannungen sowie Störemissionen anderer¬ seits erzielt werden. Durch Vorgabe der Soll- Anschlussspannung UDS,SOII wird die Änderungsgeschwindigkeit diD/dt gerade so groß gewählt, dass die vorgegebenen Grenzen für die Überspannungen bzw. Störemissionen eingehalten werden können.

Durch die erfindungsgemäße Ansteuerschaltung können während der Schaltvorgänge in der leistungselektronischen Schaltung die Drain-Source-Spannung UDS des MOSFETs begrenzt werden und die KommutierungsSpannung direkt vorgegeben werden. Damit kann die Spannungsfestigkeit der eingesetzten Leistungs- MOSFETs optimal ausgenutzt werden und die bei einer nicht ge¬ regelten Ansteuerung im Betrieb auftretenden Schwingungen und die damit zusammenhängenden Störemissionen erheblich verrin¬ gert werden. Dies resultiert daraus, dass durch die Begren¬ zung der Überspannung die angeregte Oszillation ein kleinere Anfangsamplitude aufweist und somit schneller abklingt. Dies führt zu geringeren elektromagnetischen Störemissionen, so dass Filter und Schirmungsmaßnahmen weniger aufwändig und da¬ mit kostengünstiger realisiert werden können.

Darüber hinaus nimmt bei Verwendung des Leistungs-MOSFETs der Einschaltwiderstand RDS,O∏ überproportional mit der maximalen Sperrspannung zu und verhält sich umgekehrt proportional zur Chip-Fläche des MOSFETs. Die Begrenzung der Überspannung er- möglicht den Einsatz von MOSFETs mit kleinerer Durchbruchs¬ spannung. Diese weisen bei gleicher Chip-Fläche einen niedri¬ geren Einschaltwiderstand RDS,O∏ auf, so dass der Wirkungsgrad der Leistungselektronik gesteigert werden kann. Werden ande¬ rerseits MOSFETs mit kleinerer Baugröße eingesetzt, die aber trotzdem noch den gleichen Einschaltwiderstand wie ein größe¬ rer MOSFET besitzen, ergibt sich eine Kosten- und Bauraumre¬ duktion.

Die Änderungsgeschwindigkeit diD/dt des Drain-Stroms während eines Schaltvorgangs ergibt sich mit der ZwischenkreisSpan¬ nung Uzk aus nachfolgender Beziehung:

dip _Uzk~UDS dt ∑L^ v

Da die Größe L∏valler im Strompfad vorhandenen parasitären Induktivitäten nicht exakt bekannt ist, kann mit der Regelung der erfindungsgemäßen AnsteuerSchaltung die Änderungsge¬ schwindigkeit des Drain-Stroms diD/dt nicht direkt vorgegeben werden, da die Regelung die Ist-Anschlussspannung auf eine vorgegebene Soll-Anschlussspannung einstellt.

Je nach Schaltvorgang müssen unterschiedliche Werte der SoIl- AnschlussSpannung UDs,soii vorgegeben werden. Bei einem Ab¬ schaltvorgang ergibt sich eine negative Änderungsgeschwindig- keit diD/dt des Drain-Stroms, wobei der Drain-Strom bis auf OA reduziert wird. Um diese negative Stromänderungsgeschwin- digkeit einstellen zu können, muss die Spannungsdifferenz üzk -UDS ebenfalls negativ sein. Somit muss während eines Ab¬ schaltvorgangs die Soll-Anschlussspannung UDs,soii für die Drain-/Source-Spannung vorgegeben werden, welche größer ist als die Zwischenkreisspannung UZk- Je größer die SoIl- AnschlussSpannung UDsrsoii desto größer wird der Spannungsab¬ fall an den parasitären Induktivitäten während des Schaltvor¬ gangs und damit die Änderungsgeschwindigkeit diD/dt des Drain-Stroms.

In Figur 4 ist der sich ergebene Verlauf der vorgegebenen Soll-Anschlussspannung üDS,soii aufgetragen. Man erkennt, dass im eingeschalteten Zustand des MOSFET 11 eine konstante SoIl- AnschlussSpannung kleiner 0,vorgegeben wird. Damit ist si- chergestellt, dass die Gate-Source-Kapazität auf die maximal mögliche Spannung aufgeladen wird und der MOSFET 11 vollstän¬ dig eingeschaltet ist. Die maximal mögliche Spannung ergibt sich aus der Auslegung der gesteuerten Stromquelle und ent¬ spricht in der Regel in etwa der positiven Versorgungsspan- nung der gesteuerten Stromquelle 13.

Soll der MOSFET gemäß eines an einem Eingang des Sollwertge¬ nerators 10 bereitgestellten SchaltSignals Vx abgeschaltet werden, wird als Wert für die Soll-Anschlussspannung ein Wert gewählt, der entsprechend der Belastbarkeit des MOSFETs 11 vorgegeben wird. Die Soll-Anschlussspannung UDs,soii ist klei¬ ner als die DurchbruchsSpannung des MOSFETs 11 zu wählen, um eine Zerstörung des MOSFETs 11 durch einen Spannungsdurch- bruch zu verhindern. Die Regelungseinrichtung 12 gibt den Ga- te-Strom iG dann so vor, dass die AnschlussSpannung UDs am MOSFET 11 die Soll-Anschlussspannung erreicht aber im Wesent¬ lichen nicht übersteigt. Die während des Abschaltvorgangs an der gesamten Kommutierungsinduktivität LKV abfallende Span¬ nung wird von der Regelungseinrichtung somit auf die SoIl- AnschlussSpannung UZk - UDs,maχ eingestellt. Daraus ergibt sich entsprechend oben angegebener Beziehung die Änderungsge¬ schwindigkeit diD/dt des Drain-Stroms. Sobald der Diodenstrom durch die Freilaufdiode DA seinen End¬ wert IA und der Drain-Strom iD den Wert 0 erreicht hat, und somit die Kommutierung beendet ist, fällt an den Induktivitä- ten Lκi bis LK4, LA keine nennenswerte Spannung mehr ab. Die AnschlussSpannung über dem MOSFET 11 entspricht dann im aus¬ geschalteten Zustand der ZwischenkreisSpannung UZk. Die Rege¬ lungseinrichtung 12 versucht jedoch weiterhin, die Anschluss¬ spannung UDS auf den vorgegebenen Sollwert von ÜDs,maχ zu hal- ten und stellt demzufolge einen negativen Gate-Strom iG ein, wodurch die Gate-Source-Kapazität weiter entladen wird. Durch das Beibehalten des Anlegens der Soll-AnschlussSpannung UDS,SOII nach Abschluss der Kommutierung wird also erreicht, dass die Regelungseinrichtung die Gate-Source-Kapazität bis auf die minimale Spannung entlädt, die durch die negative VersorgungsSpannung der gesteuerten Stromquelle 13 vorgegeben ist. Somit ist sichergestellt, dass der MOSFET 11 aufgrund von Störeinkopplungen im Ansteuerkreis nicht unbeabsichtigt leitend wird.

Entsprechend dem Vorgehen beim Abschaltvorgang wird,,auch beim Einschaltvorgang durch die Wahl eines geeigneten Sollwertes für die Soll-AnschlussSpannung üDS,sOiif die KommutierungsSpan¬ nung an den parasitären Induktivitäten vorgegeben. Figur 5 zeigt den Verlauf des Sollwertes UDs,soii bei einem Einschalt¬ vorgang gemäß einer bevorzugten Ausführungsform der Erfin¬ dung.

Beim Einschalten ergibt sich eine positive Änderungsgeschwin- digkeit diD/dt des Drain-Stroms der von 0 auf IAansteigt. Um den Drain-Strom aufbauen zu können, muss die Spannungsdiffe- renz zwischen der Zwischenkreisspannung Uzk und der An- schlussSpannung UDs des MOSFETs 11 positiv sein. Während ei¬ nes Einschaltvorgangs ist daher ein Sollwert UDs,komm erforder- lieh, der kleiner als die Zwischenkreisspannung UZk ist. Zum Einschalten des MOSFETs 11 wird deshalb zunächst ein erster Sollwert UDS,komiiu die KommutierungsSpannung, vorgegeben, bei dem der MOSFET 11 in einem aktiven Betriebsbereich arbeitet. Sobald die Regelungseinrichtung 12 die AnschlussSpannung üDS auf diesen Wert eingestellt hat, fällt an den parasitären In¬ duktivitäten die Differenzspannung zwischen der Zwischen- kreisspannung üZk und der KorarautierungsSpannung üDs,komm ab, wo¬ durch die Änderungsgeschwindigkeit diD/dt des Drain-Stroms bestimmt ist.

Nach dem Abschluss des Kommutierungsvorgangs muss der MOSFET 11 möglichst schnell vollständig eingeschaltet werden, indem als Soll-AnschlussSpannung UDs,min kleiner gleich 0 vorgegeben wird. Dies ist notwendig, da während des Kommutierungsvor¬ gangs der MOSFET im aktiven Arbeitsbereich arbeitet, bei dem sehr hohe Durchlassverluste im MOSFET entstehen, die bereits nach kurzer Zeit zu dessen Zerstörung führen können. Die Re¬ gelungseinrichtung 12 wird also nach Beenden des Kommutie- rungsvorgangs die Soll-Anschlussspannung UDs,soii auf den Mini¬ mumwert der AnschlussSpannung UDs,min einstellen. Das Einstel¬ len von negativen Soll-Anschlussspannungen UDs,soii kann von der Regelung zwar nicht erreicht werden, somit wird jedoch sichergestellt, dass die Gate-Source-Kapazität auf die maxi¬ mal mögliche Spannung, die der positiven Versorgungsspannung der gesteuerten Stromquelle 13 entspricht, aufgeladen wird und der MOSFET 11 somit vollständig eingeschaltet ist.

Würde zu Beginn des Einschaltvorgangs die Soll-AnschlussSpan¬ nung unmittelbar auf die Minimum-AnSchlussSpannung üDs,inin ein¬ gestellt werden, und der Zeitabschnitt, in dem der MOSFET 11 in dem aktiven Arbeitsbereich betrieben wird ausgelassen, würde die Regelungseinrichtung 12 versuchen, den MOSFET 11 schnellstmöglich vollständig einzuschalten. Dies hätte zur Folge, dass die KommutierungsSpannung UZk - U∏s an den Induk¬ tivitäten und damit auch die Änderungsgeschwindigkeit di∏/dt des Drain-Stroms sehr groß werden, so dass der Schaltvorgang nahezu dem bei Ansteuerung nach dem Stand der Technik ent¬ sprechend würde. In diesem Fall wäre eine Reduzierung der Störemission nicht erreichbar. Um den Einschaltvorgang zweistufig durchzuführen, steht die Regelungseinrichtung 12 mit dem Sollwertgenerator 10 in Ver¬ bindung, so dass die Regelungseinrichtung 12 den Zeitpunkt des Wechsels der Vorgabe des ersten Sollwertes zur Vorgabe des zweiten Sollwertes vorgeben kann. Das Einstellen der Soll-Anschlussspannung UDS,SOII auf die KommutierungsSpannung UDs,koπimwird durch die fallende Flanke des Schaltbefehls Vx der überlagerten Regelung aktiviert. Der Schaltbefehl Vx gibt an, dass der Strompfad eingeschaltet oder ausgeschaltet werden soll. Der Zeitpunkt, zu dem die Soll-Anschlussspannung auf die Minimum-AnSchlussSpannung UDS,min eingestellt wird, wird durch ein weiteres Umschaltsignal Vx' vorgegeben, dass im Sollwert-Generator 10 erzeugt wird.

Das weitere UmsehaltSignal Vx' kann zum einen zeitverzögert aus dem Schaltsignal Vx erzeugt werden, indem die Zeitdauer so groß gewählt wird, dass nach ihrem Ablauf der Einschalt¬ vorgang auf jeden Fall abgeschlossen ist. Dies ist notwendig, um sicher zu verhindern, dass die Regelung der AnschlussSpan¬ nung UDS noch während des Kommutierungsvorgangs versucht, den MOSFET 11 vollständig einzuschalten. Alternativ dazu kann das Umschaltsignal Vx' aus Signalen abgeleitet werden, welche in der AnsteuerSchaltung ohnehin zur Verfügung stehen. Hierfür kommen die Anschlussspannung UDSJ die Gate-Source-Spannung UGs oder der Gate-Strom-Sollwert icsoii in Frage.

Die zeitverzögerte Erzeugung des weiteren UmsehaltSignals Vx' aus dem Schaltsignal Vx kann beispielsweise mit einem RC- Glied und anschließendem Schmitt-Trigger oder ähnlichen rea¬ lisiert werden. Der Nachteil hierbei ist, das die Verzöge¬ rungszeit mindestens so groß wie die längste auftretende Kom¬ mutierungsdauer sein muss. Bei Schaltvorgängen, die kürzere Kommutierungszelten aufweisen, treten dann unnötig hohe Ein- schaltverluste auf, da der MOSFET länger als notwendig im ak¬ tiven Zustand gehalten wird. Im Idealfall müsste das Um¬ schaltsignal Vx' genau das Ende des Kommutierungsvorgangs signalisieren. Das Ende des Kommutierungsvorgangs ist jedoch aus dem Signalverläufen im Strompfad oder im Regelungskreis nicht zu ermitteln.

Aus den verfügbaren Signalverlaufen lässt sich nur der Beginn der Kommutierung ausreichend genau ermitteln. Nach dem Beginn der Kommutierung muss somit auch bei der zweiten Variante die maximal für eine Kommutierung benötigte Zeit abgewartet wer¬ den, um sicher zu stellen, dass der MOSFET erst dann voll- ständig eingeschaltet wird, wenn die Kommutierung auf jeden Fall abgeschlossen ist.

Obwohl nur der Beginn der Kommutierung erkannt werden kann und obwohl wegen der dort fest eingestellten Verzögerungszeit die Einschaltverluste aufgrund des Betreibens des MOSFETs 11 im aktiven Arbeitsbereich über den Abschluss der Kommutierung hinaus erhöht sind, ist es durch die Bestimmung des Kommutie¬ rungsbeginns jedoch möglich, den Zeitpunkt des Schaltvorgangs der Soll-Anschlussspannung von der KommutierungsSpannung ÜDs,komm zur Minimum-Spannung üDs,mi∏ für jeden Betriebsbereich besser an das Ende der Kommutierung anzunähern. Veränderliche Parameter, wie beispielsweise die Aufladezeit, die benötigt wird, um die entladene Gate-Source-Kapazität bis zur Schwel¬ lenspannung des MOSFETs 11 aufzuladen und die sowohl von der Chip-Temperatur als auch von der Gate-Source-Kapazität abhän¬ gig ist, müssen nicht bei der Festlegung der Zeitdauer bis zum Anlegen des zweiten Sollwertes berücksichtigt werden. Diese Abhängigkeiten müssen bei der zeitverzögerten Erzeugung des Umsehaltsignals Vx' bei der Bestimmung der Verzögerungs- zeit mit ihren jeweiligen Maximalwerten berücksichtigt wer¬ den, damit sichergestellt werden kann, dass der MOSFET 11 erst dann vollständig eingeschaltet wird, wenn die Kommutie¬ rung abgeschlossen ist. Wird dagegen der Beginn der Kommutie¬ rung als Basis zur Generierung des weiteren ümsehaltSignals Vx' verwendet, muss die Aufladezeit der Gate-Source-Kapazität nicht berücksichtigt werden. Die so eingestellte Verzöge¬ rungszeit entspricht daher wesentlich genauer der tatsächli- chen Kommutierungsdauer, so dass unnötig hohe Einschaltver¬ luste vermieden werden.

In Figur 6 ist ein Blockschaltbild der Schaltung zur Erzeu- gung des weiteren Umschaltsignals Vx' aus einer der in dem Strompfad bzw. in der Ansteuerschaltung vorliegenden elektri¬ schen Größen dargestellt. Es ist möglich, das Umschaltsignal Vx' aus der Gate-Source-Spannung UGs, der Drain-Source- Spannung U∏s oder dem Gate-Strom-Sollwert iβ,soii zu erzeugen. Die elektrische Größe, die zur Bestimmung des Kommutierungs¬ beginns verwendet wird, wird zunächst in einer Signalaufbe¬ reitungseinheit 20 aufbereitet, d. h. verstärkt, differen¬ ziert, gefiltert oder ähnliches und anschließend einem Kompa- rator 21 zugeführt, dessen Schaltschwelle so festgelegt ist, dass er umschaltet, sobald der Kommutierungsbeginn im Ein¬ gangssignal erkennbar ist. Diese Schaltschwelle hängt von der verwendeten elektrischen Größe ab. Mit der steigenden Flanke des Ausgangssignals des Komparators 21, die den Beginn der Kommutierung anzeigt, wird das nachfolgende Flip-Flop 22 ge- setzt. Je nach verwendeter elektrischer Größe nimmt ein Aus- gangskomparator 21 nur für eine kurze Zeit den J3igh-Pegel an, so dass die Speicherung des erfolgten Ergebnisses mit Hilfe des Flip-Flops 22 notwendig ist. Das durch ein Verzögerungs¬ glied 23 um eine Zeitdauer verzögerte Ausgangssignal des Flip-Flops 22 ist im Prinzip schon das gewünschte Umschalt¬ signal Vx'. Da bei Anlegen eines Ausschaltbefehls das Schalt¬ signal Vx auf einen Low-Zustand übergeht, muss das Umschalt¬ signal Vx' ebenfalls den Low-Zustand annehmen. Dazu ist der Rücksetzeingang des Flip-Flops 22 mit dem Schaltsignal Vx verbunden. Das Flip-Flop 22 wird somit zurückgesetzt, sobald das Schaltsignal Vx auf einen Low-Zustand übergeht.

Aufgrund einer möglichen Fehlfunktion der Schaltung zur De- tektion des Beginns der Kommutierung ist es denkbar, dass das Umsehaltsignal Vx' nicht oder nicht rechtzeitig erzeugt wur¬ de, und somit der MOSFET 11 nicht vollständig eingeschaltet wird. Er würde dann weiterhin im aktiven Arbeitsbereich be- trieben und die dann entstehenden Durchlassverluste führten in Folge zu seiner Zerstörung. Aus diesem Grund ist die Schaltung zunächst mit einer reinen Zeitsteuerung, die durch das weitere Verzögerungselement 24 gebildet wird, versehen. Die AusgangsSignale an den Ausgängen der beiden Verzögerungs¬ elemente 23, 24 sind mit einem Oder-Gatter 25 verknüpft. So¬ bald nun der für die Detektion des Kommutierungsbeginns unte¬ re Signalpfad durch das Verzögerungselement 23 ausfällt, wird durch die zusätzliche Zeitsteuerung dafür gesorgt, dass der MOSFET 11 nach Ablauf der Zeitdauer vollständig eingeschaltet wird.

Es ist möglich, den Verlauf der Gate-Source-Spannung UGs zu verwenden, um den Kommutierungsbeginn zu detektieren. Dabei wird die Tatsache ausgenutzt, dass die Ableitung der Gate- Source—Spannung nach dem Auftreten des Schaltbefehls Vx sich erstmals dem Wert 0 nähert, wenn die Kommutierung einsetzt. Die Ableitung der Gate-Source-Spannung kann durch ein Diffe¬ renzierglied gebildet werden, wobei es sinnvoll ist, dem Dif- ferenzierglied einen Tiefpass nachzuschalten, um hochfrequen¬ te Störsignale herauszufiltern.

Nach dem Auftreten des Schaltbefehls Vx wird vom Sollwert- Generator 10 die Soll-Anschlussspannung UDS,son auf die Kommu- tierungsSpannung ÜDs,komm eingestellt, um ein Absinken der Drain-Source-Spannung U∏s einzuleiten. Sobald die Drain- Source-Spannung UDs die ZwischenkreisSpannung UZk unterschrit¬ ten hat, fällt an den parasitären Induktivitäten eine positi¬ ve Spannung ab und der Kommutierungsvorgang beginnt. Anhand des Verlaufs der Drain-Source-Spannung kann der Kommutie¬ rungsbeginn nun bestimmt werden. Dazu ist ein Komparator vor¬ gesehen, der detektiert, wann die Drain-Source-Spannung UDs zum ersten Mal nach Auftreten des Schaltbefehls Vx eine Schwellenspannung unterschreitet, die zwischen der auf die KommutierungsSpannung ÜDs,komm eingestellten SoIl- AnschlussSpannung UDS,soii und der Zwischenkreisspannung UZk lieσen muss. Es kann ebenso vorgesehen sein, dass der Kommutierungsbeginn anhand des Verlaufs des Gate-Strom-Sollwertes icsoii festge¬ stellt wird. Dabei macht man sich zu nutze, dass die Drain- Source-Spannung üDs nach dem Auftreten des Einschaltbefehls auf die mittels der KommutierungsSpannung UDs,komm eingestellte Soll-Anschlussspannung UDS,SOII absinkt. Währenddessen verrin¬ gert sich der Betrag der Regelabweichung von ÜDs,komm - UZk auf OV, wenn UDs den eingestellten Sollwert erreicht hat, so dass der Proportionalregler den Gate-Strom-Sollwert kontinuierlich bis auf 0 zurücknimmt. Mit Hilfe des Komparators 21 wird nun detektiert, zu welchem Zeitpunkt der Gate-Strom-Sollwert zum ersten Mal nach dem Auftreten des Schaltbefehls Vx eine Schwellenspannung unterschreitet, die oberhalb von 0 und un- terhalb des Gate-Strom-Sollwertes IG,SOII liegen muss, welcher unmittelbar nach dem Auftreten des Schaltbefehls Vx von der Regeleinrichtung 12 ausgegeben wird.