AUTOMOBILE DOMAINE TECHNIQUE DE L'INVENTION.

La présente invention concerne une boucle de régulation d'un dispositif régulateur numérique de machine électrique tournante à excitation de véhicule automobile.

L'invention concerne également un dispositif régulateur numérique comprenant cette boucle de régulation, ainsi qu'une machine électrique tournante correspondante.

ARRIERE PLAN TECHNOLOGIQUE DE L'INVENTION.

De manière connue en soi, une machine électrique tournante à excitation est, à la différence d'une machine électrique à aimants permanents, capable de produire un couple moteur, ou de fournir de l'énergie électrique, uniquement quand son inducteur est parcouru par un courant d'excitation.

Un type commun de machine électrique tournante à excitation, très utilisée dans le domaine de l'automobile pour les fonctions d'alternateur et de démarreur, comprend un inducteur tournant et un stator à plusieurs enroulements.

Quand la machine fonctionne en alternateur, le courant généré dans les enroulements du stator par l'inducteur en rotation est redressé de manière à délivrer à la batterie du véhicule une tension continue.

Cette tension dépend de la vitesse de rotation de l'inducteur, de la charge connectée et du courant d'excitation.

Pour les applications à l'automobile, la tension de sortie doit être régulée de manière à rester constante quelle que soit la vitesse de rotation de l'alternateur et quelle que soit la charge de la batterie.

Pour ce faire, la tension de sortie est mesurée et comparée en permanence à une valeur de consigne par un dispositif régulateur qui commande le courant d'excitation de manière à annuler toute différence.

La société VALEO EQUIPEMENTS ELECTRIQUES MOTEUR a déjà proposé d'effectuer cette régulation à partir de mesures par échantillonnage à l'aide de techniques numériques, qui procurent des avantages substantiels par rapport aux procédés analogiques classiques, notamment dans ses brevets européens EP 0 481 862 et EP 0 802 606.

Dans la conception d'un dispositif régulateur moderne, l'asservissement de la tension de sortie à une valeur de consigne s'appuie sur la théorisation d'une boucle de régulation proportionnelle (P) ou proportionnelle intégrale (PI).

La réalisation de cette boucle par les algorithmes correspondants permet de concevoir des régulateurs aux fonctionnalités programmables, capables de s'adapter plus facilement aux spécifications des constructeurs d'automobiles, tels que celui décrit dans l'article "An High Voltage CMOS Voltage Regulator for automotive alternators with programmable functionnalities and full reverse polarity capability", P. Chassard, L. Labiste, P. Tisserand et ali, Design, Automation & Test in Europe Conférence & Exhibition (DATE), 2010, EDAA.

Dans le domaine de l'automobile, plusieurs caractéristiques de l'alternateur permettent d'évaluer les performances de l'alternateur, notamment les caractéristiques suivantes

- courant maximal délivré en fonction de la vitesse de rotation pour une tension de régulation donnée;

- régulation de tension, c'est-à-dire l'aptitude de l'alternateur à générer une tension correspondant à la consigne en fonction des charges connectées;

- stabilité du système, c'est-à-dire la marge de phase et la marge de gain du système comprenant le régulateur, l'alternateur, une batterie et des charges.

Or, l'entité inventive a observé sur des systèmes comprenant des alternateurs de fortes puissances une diminution de la marge de phase et de gain.

Cette diminution peut devenir critique. Il apparaît en effet une mauvaise régulation de tension qui se traduit par une tension « oscillante » ou pire, une tension de sortie de l'alternateur qui ne peut plus être contrôlée par le régulateur. Ce manque de contrôle peut conduire, par exemple, à une surtension; on parle alors d'un système asservi instable.

Selon des critères arbitraires, la marge de phase de la fonction de transfert en boucle ouverte (FTBO) d'un système asservi doit être supérieure à 45 degrés, et la marge de gain doit être supérieure à 13 dB, pour considérer le système comme stable.

Mais le plus souvent, pour un système utilisant un alternateur de très forte puissance (délivrant par exemple un courant de 300 A), les critères respectifs de marge de phase (> 45°) et de marge de gain (> 13 dB) ne peuvent plus être respectés pour une performance de la régulation de tension identique à celle d'un alternateur de moindre puissance (délivrant par exemple un courant de 100 A). Le système risque d'être instable.

Une solution bien connue afin de compenser l'augmentation de gain alternateur est de réaliser une diminution du gain régulateur.

Malheureusement, dans le cas d'une boucle de régulation de type proportionnelle, la performance de la régulation de tension se trouve affectée par le changement du gain régulateur.

En effet, bien que les critères de stabilités soient améliorés, la chute de tension de la régulation de tension en fonction du courant débité est alors augmentée, et peut atteindre 600 mV, ce qui est considéré comme une dégradation de la performance de la régulation de tension par rapport à une chute de tension d'environ 200 mV pour un alternateur débitant 100 A, par exemple.

Une solution connue pour limiter la chute de tension de la régulation lorsque le gain régulateur est diminué est l'utilisation d'une partie intégrale dans la boucle de régulation.

La chute de tension peut être ainsi ramenée à une valeur proche de 0 mV; cependant, on sait que la marge de phase et la marge de gain se trouvent légèrement affectées.

Il existe donc un besoin pour une solution qui permettrait d'augmenter la marge de phase et la marge de gain de la FTBO d'un système de régulation de tension associé à un alternateur de forte puissance tout en préservant la performance de la régulation de tension.

DESCRIPTION GENERALE DE L'INVENTION.

La présente invention vise à satisfaire ce besoin et a précisément pour objet une boucle de régulation d'un dispositif régulateur numérique de machine électrique tournante à excitation de véhicule automobile.

Cette machine est du type de celles aptes à fonctionner en génératrice délivrant une tension de sortie ajustée par un courant d'excitation.

Le dispositif régulateur numérique comporte des moyens de commande du courant d'excitation et la boucle de régulation qui comprend:

- en entrée, des moyens de mesure par échantillonnage de la tension de sortie générant un signal de mesure;

- des moyens de calcul d'erreur générant un signal d'erreur égal à une différence entre le signal de mesure et une valeur de consigne; - des moyens de traitement de ce signal d'erreur générant un signal de régulation comprenant un amplificateur;

- en sortie, des moyens de génération d'un signal de commande commandant les moyens de commande en fonction du signal de régulation.

Conformément à l'invention, la boucle de régulation selon l'invention comporte des moyens de traitement qui comprennent en outre un filtre à avance de phase.

Une fonction de transfert en Z de ce filtre à avance de phase est de préférence de la forme:

1 - (1 - 1 /a).Z ^"1

FT( z =— - -— -

1 - (1 - 1 /b).Z ^"1

où a est un premier coefficient prédéterminé et b est un second coefficient prédéterminé tels que a > b, et une sortie numérique Y _n+ i du filtre à avance de phase est liée à une entrée numérique X _n de ce filtre à avance de phase par une équation de récurrence de la forme:

Y _n+1 = Υ _η Ζ- ^: - Y^l/b + X, - X _n Z- ¹ + X _n Z- ¹ l/a

où a et b sont respectivement les premier et second coefficients prédéterminés ci- dessus.

Le filtre à avance de phase dont il s'agit comporte alors des moyens d'implémentation de cette équation de récurrence.

De préférence, ces moyens d'implémentation comprennent en entrée du filtre à avance de phase un multiplieur par un facteur prédéterminé et en sortie un diviseur par ce facteur prédéterminé.

Selon une caractéristique particulière, les moyens d'implémentation comprennent en outre un sommateur et des éléments de multiplication par des valeurs inverses des premier et second coefficients prédéterminés.

Selon une autre caractéristique particulière, le filtre à avance de phase est en série avec l'amplificateur.

Selon encore une autre caractéristique particulière, les moyens de traitement de cette boucle de régulation comprennent en outre un intégrateur en parallèle avec cet amplificateur et le filtre à avance de phase.

Ces moyens de traitement comprennent en outre avantageusement un bloc de saturation générant un signal de déconnexion commandant un commutateur déconnectant l'intégrateur des moyens de calcul d'erreur en cas de détection d'un état de saturation du signal de régulation.

De préférence, l'intégrateur est un filtre passe-bas.

Selon une forme de réalisation particulière, le filtre à avance de phase présente une fréquence de coupure nominale qui est sensiblement égale à 22 Hz, une fonction de transfert en boucle ouverte du dispositif régulateur numérique présentant une marge de gain sensiblement égale à 22 dB et une marge de phase sensiblement égale à 80 degrés.

L'invention concerne également un dispositif régulateur numérique de machine électrique tournante à excitation de véhicule automobile, du type de celles aptes à fonctionner en génératrice, remarquable en ce qu'il comprend une boucle de régulation présentant les caractéristiques décrites ci-dessus.

Une machine électrique tournante à excitation de véhicule automobile du type de celles aptes à fonctionner en génératrice comprenant ce dispositif régulateur numérique est pareillement visée par l'invention.

Ces quelques spécifications essentielles auront rendu évidents pour l'homme de métier les avantages apportés par l'invention par rapport à l'état de la technique antérieur.

Les spécifications détaillées de l'invention sont données dans la description qui suit en liaison avec les dessins ci-annexés. Il est à noter que ces dessins n'ont d'autre but que d'illustrer le texte de la description et ne constituent en aucune sorte une limitation de la portée de l'invention.

BREVE DESCRIPTION DES DESSINS.

La Figure 1 est une représentation schématique d'une machine électrique tournante à excitation connue de l'état de la technique, munie d'un dispositif régulateur numérique comportant une boucle de régulation, et de son utilisation sur le réseau de bord d'un véhicule automobile.

La Figure 2 est un schéma de principe d'une boucle de régulation du dispositif régulateur numérique montré sur la Figure 1 , d'un type "proportionnelle intégrale" connu de l'état de la technique.

La Figure 3 est une représentation analogique d'un type de filtre à avance de phase mis en œuvre dans la boucle de régulation selon l'invention.

Les Figures 4a et 4b montrent une réponse fréquentielle d'une réalisation numérique du filtre à avance de phase montré sur la Figure 3 (gain et phase, respectivement).

La Figure 5 est un schéma de principe d'une forme d'implémentation en numérique d'un filtre à avance de phase mis en œuvre dans un mode de réalisation préféré de la boucle de régulation selon l'invention.

La Figure 6 est un schéma de principe d'un mode de réalisation préféré de la boucle de régulation selon l'invention.

DESCRIPTION DES MODES DE REALISATION PREFERES DE L'INVENTION.

La machine électrique tournante à excitation représentée schématiquement sur la Figure 1 est, à titre d'exemple non limitatif, un alternateur triphasé 1 muni d'un dispositif régulateur numérique 2.

Le stator 3 de l'alternateur 1 comporte trois enroulements soumis au champ tournant créé par l'inducteur 4 parcouru par un courant d'excitation l _e .

Le courant alternatif produit dans le stator 3 est redressé par un bloc de redressement 5 et filtré par un condensateur 6 de sorte que l'alternateur 1 délivre une tension de sortie continue U _b + à la batterie 7 et au réseau de bord du véhicule 8 alimentant des charges 9 (une liaison par un câble de puissance étant schématisée par une self L et une résistance R).

La tension de sortie U _b + de l'alternateur 1 est maintenue constante quand la charge 9 et la vitesse de rotation Ω varient au moyen d'une boucle de régulation 1 0 agissant sur des moyens de commande 1 1 du courant d'excitation l e à partir de mesures 1 2 par échantillonnage de cette tension de sortie U _b +.

Les moyens de commande 1 1 du courant d'excitation l e sont généralement constitués de transistors de puissance 1 1 fonctionnant en commutation et commandés par un signal rectangulaire de rapport cyclique variable PWM.

Dans les alternateurs 1 les plus récents connus de l'état de la technique, la boucle de régulation 1 0 est le plus souvent une boucle de régulation proportionnelle intégrale équipée d'un système anti-saturation à rétroaction calculée du type montré sur la Figure 2.

La boucle de régulation 1 0 comprend en entrée des moyens de mesure constitués généralement par un convertisseur analogique-numérique pour échantillonner la tension de sortie U _b + de l'alternateur 1 et générer un signal de mesure U _m qui est comparé à une valeur de consigne U ₀ .

Des moyens de calcul d'erreur 1 3 génèrent avec un premier opérateur «Diff_1 » un signal d'erreur e égal à une différence entre le signal de mesure U _m et la valeur de consigne U ₀ .

Dans la structure parallèle représentée sur la Figure 2, le signal d'erreur e est amplifié, d'une part, par un premier amplificateur 14 présentant un gain proportionnel K _p prédéterminé, et d'autre part, intégré par un intégrateur 15.

Une tension de sortie S _a du premier amplificateur 14 et une tension de sortie S, de l'intégrateur 15 sont sommées 16 pour produire un signal de régulation intermédiaire Y.

Un bloc de saturation 17 permet d'adapter le format des données de la boucle de régulation 10 à celui de moyens de génération du signal de commande PWM en sortie, en fournissant un signal de régulation Y _sat à partir du signal de régulation intermédiaire Y.

Cette boucle de régulation 10 d'un type connu comprend en outre un système anti-saturation à rétroaction calculée 18, dont le fonctionnement est les suivant:

- Mode non saturé.

Une grandeur Y _dif f représente une différence entre une production d'erreur avant saturation Y et après saturation Y _sat réalisée par un second opérateur «Diff_2» 19.

Lorsque la boucle 10 est non saturée, la grandeur Y _d iff est nulle et ne perturbe pas le fonctionnement de la boucle proportionnelle intégrale 10 (avec un second amplificateur 20 de gain intégrateur K, en série avec l'intégrateur 15 présentant une première fonction de transfert de forme FT=1 /s). Le système anti saturation 18 est considéré comme déconnecté.

Mathématiquement,

SI (Y=Y _sa t) ALORS ei = e

où e, est un signal d'erreur intermédiaire à l'entrée du second amplificateur 20 précédent l'intégrateur 15.

- Mode saturé

La grandeur Y _dif f est non nulle en mode saturé.

La grandeur Y _diff en mode saturé vient atténuer de façon plus ou moins importante (suivant un gain saturateur K _Nm d'un amplificateur additionnel 21 ) l'erreur de boucle s, générée par la partie intégrale 15, 20 via une différence réalisée par un troisième opérateur «Diff_3

Mathématiquement,

SI (Y≠Y _sat ) ALORS II est à noter que la structure du type « système anti saturation à rétroaction calculée » 18 comporte deux opérateurs de différences («Diff_2» 19 et «Diff_3» 22) et un amplificateur K| _im appliqué à un intégrateur pur 15.

La problématique rencontrée dans ce type de circuit connu de l'état de la technique est que l'utilisation d'une partie intégrale 15, 20 dans la boucle de régulation 10 permet de réduire la chute de tension de la régulation lorsque le gain régulateur est diminué, mais que la marge de phase et la marge de gain se trouvent affectées.

Dans le but de résoudre cette problématique, l'entité inventive a étudié la possibilité d'ajouter un filtrage à avance de phase dans la boucle de régulation 10 contrôlant l'alternateur 1 , si celle-ci comporte notamment une partie intégrale 15, 20, 23, comme il le sera expliqué en liaison avec la Figure 6.

Une représentation analogique d'un type de filtre à avance de phase étudié est montrée sur la Figure 3.

La fonction de transfert de ce filtre à avance est de la forme (on choisit R1 = R = R pour un calcul simplifié) :

On remarquera en très basse fréquence une atténuation d'une valeur de 1 /2, soit -6 dB (20 x log 0.5 = -6dB)

Cette valeur d'atténuation peut être ajustée si l'on souhaite une atténuation plus faible ou plus forte suivant la régulation du système en choisissant des valeurs appropriées de R1 et de R2.

Le gain basse fréquence de ce circuit est en effet donné par la relation R2/(R1 +R2).

On remarquera également que ce filtre à avance de phase se décompose en deux filtres de base :

- une partie « dérivée » (partie mathématique située au numérateur) qui a une première fréquence de coupure f _c i = 1 /2πτ; - une partie intégrale (partie mathématique située au dénominateur) qui a une seconde fréquence de coupure f _c2 = 1 /πτ supérieure à la première fréquence de coupure f _c i .

Dans le cadre d'une réalisation numérique 24, il est alors possible d'avoir une approche similaire à l'étude analogique en utilisant une fonction de transfert en z du type:

Pour la réalisation numérique d'un filtre à avance de phase 24, le premier coefficient prédéterminé a est supérieur au second coefficient prédéterminé b.

Les Figures 4a et 4b montrent un exemple de réponse fréquentielle d'un tel filtre 24 pour a=2048, b=1024 et une fréquence d'échantillonnage f _e = 100 KHz en

\ ■2„π— f

utilisant la relation Z(f ) = e ^fe .

La réponse fréquentielle du filtre à avance de phase numérique 24 est en fait quasi similaire à celle du filtre à avance de phase analogique (mêmes caractéristiques, une partie « dérivée » et une partie « intégrale »).

Une forme d'implémentation en numérique 24 montrée sur Figure 5 peut être donnée en analysant une équation de récurrence déduite de la fonction de transfert en z de la forme:

Y _n = Y _n Z ^"1 - Y _n Z ^"1 1 /b + X _n - X _n Z ^"1 + X _n Z ^"1 1/a

Un multiplieur 25 par un facteur prédéterminé M en entrée permet d'augmenter la précision du calcul du filtre à avance de phase 24; le résultat en sortie du filtre 24 est alors divisé par ce facteur prédéterminé M par un diviseur 26.

Comme le montre bien la Figure 5, le filtre à avance de phase 24 selon l'invention est également implémenté au moyen d'un sommateur 27 et d'éléments de multiplication 28, 29 par des valeurs inverses des premier et second coefficients prédéterminés a, b.

Grâce au multiplieur 25 et au diviseur 26, des erreurs de troncatures générées par ces valeurs sont minimisées.

Dans un mode préféré de réalisation de l'invention, dont les différents blocs fonctionnels sont montrés sur la Figure 6, le filtre à avance de phase numérique 24 est ajouté en série avec l'amplificateur 14 de la boucle de régulation 10.

La description de ces blocs fonctionnels est la suivante: - signal d'entrée 1 2 représentant la tension de la batterie 7 ou la tension de la borne « B+ » de l'alternateur 1 ;

- filtrage analogique 30 (filtre anti-repliement, anti-ondulation de tension), associé au convertisseur analogique numérique 31 et diviseur de tension 30 afin d'adapter le niveau de tension pour le convertisseur analogique numérique 31 ;

- convertisseur analogique numérique 31 ;

- moyens de calcul d'erreur 1 3 entre le signal de mesure U _m et la valeur de consigne U ₀ ;

- consigne numérique 32 générant la valeur de consigne U ₀ souhaitée;

- filtre anti-repliement 33 associé à la décimation induite par la génération du signal de commande PWM;

- premier amplificateur 14 de la partie proportionnelle de la boucle de régulation 1 0 (gain proportionnel K _p ajusté afin de garantir la stabilité du dispositif régulateur 2 connecté à l'alternateur 1 connecté à la batterie 7);

- bloc additionneur 1 6 entre la partie proportionnelle 14 et la partie intégrale 23;

- bloc de saturation 1 7 permettant d'adapter le format des données de la boucle de régulation 1 0 à celui de moyens de génération 35 du signal de commande PWM entre une valeur minimale Y _m in et une valeur maximale Y _ma x;

- moyens de génération 35 du signal de commande PWM (commandant les moyens de commande 1 1 du courant d'excitation l _e de l'alternateur 1 ), réalisé par une comparaison entre un signal de référence triangulaire (appelé également signal « dent de scie ») et le signal de régulation Y _sat issu du bloc de saturation 1 7;

- commutateur 36 connectant ou déconnectant la partie intégrale 23 en fonction d'un signal de déconnexion Cmd généré par le bloc de saturation 1 7;

- second amplificateur 20 (avec un gain intégrateur K, ajusté afin de garantir la stabilité du dispositif régulateur 2 connecté à l'alternateur 1 connecté à la batterie 7) ;

- filtre passe-bas 34 de fréquence de coupure passe-bas de très basse fréquence réalisant la partie intégrale 23 de la boucle de régulation 1 0;

- signal de déconnection Cmd du commutateur 36 représentant la saturation de la boucle de régulation 10 généré par le bloc de saturation 1 7;

- signal de commande PWM commandant l'électronique de puissance 1 1 contrôlant le courant d'excitation le l'alternateur 1 ;

- filtre à avance de phase 24, (ajusté afin de garantir la stabilité du sous- ensemble régulateur connecté à l'alternateur 1 et connecté à la batterie 7).

Ce filtre à avance de phase 24 à pour caractéristique essentielle d'avoir une phase positive significative sur une bande de fréquence donnée. Sa fréquence de coupure nominale f _c est ajustée afin d'obtenir une avance de phase maximale dans la boucle de régulation 10 afin d'obtenir sur la FTBO du système de régulation une marge de phase et une marge de gain maximale.

Dans le mode de réalisation préféré de l'invention, la boucle de régulation 10 est une boucle de régulation proportionnelle intégrale 14, 23 qui comporte en outre, à la différence des boucles de régulation connues de l'état technique (telles que celle montrée sur la Figure 2), un système anti-saturation à détection conditionnelle 36, permettant d'optimiser le temps de retour vers le mode non saturé.

La partie intégrale 23 de la boucle de régulation 10 comprenant le second amplificateur 20 et l'intégrateur 34 est connectée ou déconnectée par le bloc de saturation 17 en fonction de l'état de saturation du signal de régulation Y _sat .

Pour ce faire, le bloc de saturation 17 génère un signal de déconnexion Cmd commandant le commutateur 36 appliquant sur l'entrée du second amplificateur 20, soit le signal d'erreur e, soit une tension nulle par une mise à la masse 37.

L'implémentation de la détection de la saturation dans le bloc de saturation 17 est effectuée par un algorithme numérique qui utilise les signaux suivants:

Y : signal de régulation intermédiaire en entrée du bloc de saturation 17;

Ysat : signal de régulation en sortie du bloc de saturation 17;

Cmd : signal de commande de déconnexion.

L'algorithme de détection de la saturation est:

SI (Y=Y _sat ) ALORS Cmd = 0

SINON Cmd = 1

Le fonctionnement de ce système anti-saturation dans la boucle de régulation 10 proportionnelle intégrale est alors le suivant: - Mode non saturé

Lorsque le signal de déconnexion Cmd est dans un état logique nul, le mode non saturé est détecté. Le commutateur 36 connecte le signal d'erreur e à l'entrée de la partie intégrale 23 (c'est-à-dire avec le second amplificateur 20 de gain intégrateur K, en série avec le filtre passe bas 34 qui réalise la fonction d'intégration 15). Le système anti saturation est considéré comme déconnecté. Mathématiquement,

SI (Y=Y _sat ) ALORS Cmd = 0 et e; = e.

où e, est le signal d'erreur intermédiaire à l'entrée du second amplificateur 20 précédant le filtre passe bas 34.

Mode saturé

Lorsque le signal de commande Cmd est dans l'état logique 1 , le mode saturé est détecté. Le commutateur 36 connecte alors l'entrée de la partie intégrale 23 à une tension nulle afin de stopper l'évolution de tension de sortie s, de la partie intégrale 23.

Mathématiquement,

SI (Y≠Y _sat ) ALORS Cmd = 1 et e; = 0 .

La tension de sortie s, de la partie intégrale 23 reste figée à une valeur constante pendant le mode saturé.

En effet, un opérateur d'intégration pure effectue une opération par rapport au temps non bornée [0,+-∞[ définie par la fonction mathématique :

Il en résulte que s, est égal à la valeur de s, au moment du passage en mode saturé.

Or, un intégrateur numérique pur ayant une première fonction de transfert de la forme (transformée en z):

c

FTO(z)

-1

1 - Z

peut être remplacé par un filtre passe-bas 34 numérique de seconde fonction transfert de la forme:

d

FT1(Z)

1 - (1 - d).Z -1 de comportement identique.

Par exemple, les tracés dans le plan de Bode, effectués par la transformation

\.2π—

Z(f) = e ^fe et des paramètres c et d avec une fréquence

2 20 2 20 d'échantillonnage f _e = 1 00 KHz, montrent qu'au-delà de 30 mHz le comportement du filtre passe bas 34 et celui de l'intégrateur pur 1 5 sont identiques.

L'entité inventive a pu constaté que la mise en œuvre dans un alternateur 1 débitant 300 A d'un dispositif régulateur numérique 2 comprenant une boucle de régulation 1 0 telle que décrite ci-dessus avec un filtre à avance de phase 24 présentant une fréquence de coupure nominale f _c sensiblement égale à 22 Hz permettait d'obtenir une marge de gain maximale sensiblement égale à 22 dB et une marge de phase maximale sensiblement égale à 80 degrés.

Il va de soi que la description ci-dessus s'appliquerait en des termes semblables à d'autres modèles de machines électriques tournantes à excitation que l'alternateur triphasé représenté sur la Figure 1 .

Les valeurs numériques indiquées correspondent à des développements expérimentaux et des simulations sur ordinateurs réalisés par la société demanderesse, et ne sont données qu'à titre d'exemples.

L'emplacement du filtre à avance de phase 24 dans la partie proportionnelle

14 de la boucle de régulation 1 0 n'est aussi qu'un exemple correspondant à un mode de réalisation préféré de l'invention ; d'autres emplacements dans la boucle de régulation 1 0 sont alternativement réalisables et procureraient des avantages similaires en termes de marges de phase et de gain pour des machines 1 de fortes puissances.

L'invention embrasse donc toutes les variantes possibles de réalisation qui resteraient dans le cadre défini par les revendications ci-après.