本发明涉及一种感应电动机的控制方法， 尤其涉及一种感应电动机的 V/F控制方法。 背景技术

感应电动机又称异步电动机， 是一种由定子绕组形成的旋转磁场与转 子绕组中感应电流的磁场相互作用而产生电磁 转矩驱动转子旋转的交流 电动机。 感应电动机的等效电路:^图 1所示。

在进行感应电动机调速时， 通常要保持气隙磁通为额定值不变。 如果 磁通太弱， 电动机的铁芯没有得到充分利用， 不能输出大转矩； 如果磁通 太大， 又会使电动机铁芯饱和， 导致励磁电流过大， 严重时会损坏电机。 因此， 必须以保持气隙磁通恒定为前提来进行变频调 速控制。

根据电机学原理， 三相感应电动机定子每相电势的有效值为 e _s = 4.44 ^ (1-1) e _s 表示气隙（或互感)磁通在定子每相绕组� �的感应电动势幅值;

fj表示当前运行频率或定子电流频率；

N _s 表示定子每相绕组串联匝数；

k _Ns 表示定子基波绕组系数；

ψ _Μ 表示每极气隙磁通幅值。

由式 (1-1)可知， 只要控制：

^ =常值 就可以保持气隙磁链恒定。 由于基于气隙磁通的反电动势无法直接测 ， 通常用 代替， 也就是：

其中 为定子电压^的幅值，这就是著名的 V/F控制原理，通过频率来改 变转速， 保持 不变来维持磁链恒定。

基本的 V/F控制如图 2所示。 设定频率后， 根据 V/F曲线设定电压幅 值， 然后通过 PWM调制控制逆变器输出三相交流电压， 控制电机运行。 基本 V/F具体控制方法如图 3所示。其中 为根据用户设定频率得到的角 速度。根据前文所述，要保持 l/y;不变来维持磁链恒定，只需要保持^ A¾ 值不变即可（ 代表电压基值， ί¾代表角频率基值)。 因此， 乘以 / 得 到需要给定的定子电压 ί/ 。 上面对 进行积分得到定子电压矢量旋转角 θ。 由此两个量作坐标变换（包括旋转正交坐标系 到静止两相正交坐标系 αβ的变换和两相正交坐标系 到三相 坐标系间的变换）， 变换后得到 三相定子相电压 ^、 U _B 、 f/ _e 经电压空间矢量 PWM ( S )控制技术输出 6路 WM波形。 此 6路 WM波控制三相逆变器的开关管， 实现对感应电机 的控制。

理想状态下运行的电机是不存在振荡问题的。 但是由于以下几方面的 原因， 使得变频器控制电机时， 输出电流出现振荡。

1 ) PWM波形输出中， 除了基波分量外还包括低、 高次谐波， 谐波电 流会产生转矩脉动特别是在低频时， 由于电机及机械负载转动惯量小， 转 速脉动偏大容易发生振荡。

2 ) 死区因素。 由于变频器中为防止逆变器桥臂直通而设置的 死区时 间， 死区时间对基波电压有影响， 增加了低次谐波分量， 引起电流的失真， 特别是在电机空载时。 因此空载时容易产生振荡。

3 ) 由于 V/F控制属于电流开环控制， 没有根据反馈的电流进行闭环 控制， 电流出现微小的波动时， 不能作出相应的调整， 电流波动越来越大 最终导致电流振荡， 直至变频器报警。

根据上文所述， V/F控制属于开环控制， 电流出现微小波动时需要对 其输出进行调整。 目前， 对电机的振荡电流进行抑制的方法主要集中在 微 调电压输出和微调频率输出两个方向。

微调电压输出抑制振荡的具体的实现过程是将 釆样得到输出的无功 电流 或者是有功电流 ς， 设置合适的截止频率， 通过滤波器提取谐振分 量， 根据谐振分量得到电压的补偿量。 具体而言是提取定子电流的扰动分 量， 加在给定的定子电压上做补偿。

微调频率输出抑制振荡的具体的实现过程是将 釆样得到输出的无功 电流 或者是有功电流 ς， 设置合适的截止频率， 通过滤波器提取谐振分 量， 然后根据要求乘以不同的倍数， 得到谐振分量的频率补偿量。 具体而 言是提取定子电流的扰动分量， 加在给定频率端做补偿。

现有技术中的微调频率输出抑制振荡的方法中 ， 由于无功电流 和有 功电流 均乘以同一系数， 可调的参数仅为该增益系数和滤波器的截止频 率， 制约了抑制振荡控制方法的效果。 发明内容

本发明的目的在于提供一种能够进一步提高抑 制振荡效果的感应电 动机 V/F控制方法。

本发明提供了一种感应电动机的 V/F控制方法， 包括：

1 )提取无功电流和有功电流， 分别对它们做微分处理后得到无功电 流微分量和有功电流微分量；

2 ) 将无功电流微分量和有功电流微分量分别乘以 预设的第一系数和 第二系数；

3 ) 将乘以所述第一系数的无功电流微分量和乘以 所述第二系数的有 功电流微分量取和；

4 )将步骤 3 )取和的结果进行低通滤波， 得到补偿量；

5 )将补偿量叠加到原始给定角频率， 以进行 V/F控制。

根据本发明提供的控制方法， 其中所述第一系数和第二系数相同。 根据本发明提供的控制方法， 其中所述第一系数和第二系数不同。 根据本发明提供的控制方法， 其中步骤 5 ) 中将所述补偿量叠加到所 述原始给定角频率后得到输出角频率， 对所述输出角频率进行积分得到定 子电压矢量旋转角。

根据本发明提供的控制方法， 其中保持电压基值与角频率基值的比值 不变， 使该比值乘以所述原始给定角频率得到需要给 定的定子电压。

本发明还提供一种感应电动机的 V/F控制装置， 包括：

微分装置， 用于对提取到的无功电流和有功电流分别进行 微分处理得 到无功电流微分量和有功电流微分量；

系数处理装置， 用于将所述无功电流微分量和所述有功电流微 分量分 别乘以预设的第一系数和第二系数；

取和装置， 用于将乘以所述第一系数的无功电流微分量和 乘以所述第 二系数的有功电流微分量取和； 低通滤波器，用于将取和装置输出的结果进行 低通滤波，得到补偿量； 叠加装置， 用于将所述补偿量叠加到原始给定角频率， 以进行 V/F控 制。

根据本发明提供的控制装置， 其中所述第一系数和第二系数相同。 根据本发明提供的控制装置， 其中所述第一系数和第二系数不同。 根据本发明提供的控制装置， 其中所述叠加装置将所述补偿量叠加到 所述原始给定角频率， 然后得到输出角频率， 对所述输出角频率进行积分 得到定子电压矢量旋转角。

本发明提供的控制方法中， 由于在进入滤波器之前可乘以两个独立变 化的系数， 可灵活选取不同系数值， 使抑制振荡效果最佳。 附图说明

以下参照附图对本发明实施例作进一步说明， 其中：

图 1为感应电动机的等效电路；

图 2为 V/F控制方法的示意图；

图 3为具体的 V/F控制方法的流程示意图；

图 4根据本发明的实施例的控制方法的流程示意� �；

图 5为电机未加抑制振荡的 V/F控制方法的主导极点分布图； 图 6为釆用了根据本发明的抑制振荡的 V/F控制方法后的主导极点分 布图；

图 7为 15KW电机在未釆用和釆用根据本发明的控制方� �的电流和母 线电压波形的对比图。 具体实施方式

为了使本发明的目的、 技术方案及优点更加清楚明白， 以下结合具体 实施例， 对本发明进一步详细说明。 应当理解， 此处所描述的具体实施例 仅仅用以解释本发明， 并不用于限定本发明。

本实施例提供一种感应电动机的 V/F控制方法， 其控制框图如图 4所 示， 包括如下步骤：

1 )提取无功电流 和有功电流 ς， 分别对它们做微分处理后得到无 功电流的微分量 _s ^e _d 和有功电流的微分量 Δ/ς；

2 ) 将无功电流的微分量 A 和有功电流的微分量 Δ/。分别乘以系数 K _d 和 K _q ， 其中 和 可以互相独立变化；

3 )将 和 取和后， 通过滤波器进行低通滤波， 其中 为截 止频率， 经过滤波处理后得到实时旋转角频率的补偿量 ；

4 )将补偿量 叠加到原始给定角频率 (V/F控制中用户设置的角频 率），得到最终输出的角频率 ，对 进行积分得到定子电压旋矢量转角^ 另外， 同时保持 值不变（^代表电压基值， 代表角频率基值）， 使 乘以 / c¾得到需要给定的定子电压^ ;

5 ) 对定子电压矢量旋转角 和定子电压^这两个量作旋转坐标变换 (包括旋转正交坐标系 dq到静止两相正交坐标系 _α β的变换和两相正交坐标 系 αβ到三相 坐标系间的变换）；

6 )将步骤 5 ) 变换后得到三相定子相电压 t/ 、 U _B 、 f/ _c 经电压空间矢 量 PWM ( SVPWM )控制技术输出 6路 波形， 此 6路 波控制三相 逆变器的开关管， 实现对感应电机的控制。

因为此种为基于频率调整的抑制振荡方法， 不能影响输出电压。 因此 为了不影响输出电压， 仍然根据的原始给定角频率 值来得到输出电压 值。

本实施例提供的感应电动机的 V/F控制方法中， 将提取到的无功电流 i _sd 和有功电流 i _sq 分别做微分处理后， 再根据需求可以直接灵活地乘以不同 的系数 ^和 ， 取两个量的和通过滤波器滤波后， 得到实时旋转角频率 的补偿量 Δ«， 将补偿量 Δ«叠加到原始给定角频率 ， 然后积分得到定子 电压矢量旋转角 。 由于在进入滤波器之前可乘以两个系数， 变量的数目 更多， 变化更灵活， 因此可进一步提高抑制振荡的效果。

本发明还提供了一种感应电动机的 V/F控制装置， 包括：

数据处理装置^^和 ^， 包括微分装置和系数处理装置， 其中微分装 置用于对提取到的无功电流和有功电流分别进 行微分处理得到无功电流 微分量和有功电流微分量， 系数处理装置用于将无功电流微分量和有功电 流微分量分别乘以预设的第一系数和第二系数 ；

取和装置， 用于将乘以第一系数的无功电流微分量和乘以 第二系数的 有功电流微分量取和；

低通滤波器，用于将取和装置输出的结果进行 低通滤波，得到补偿量； 叠加装置， 用于将补偿量叠加到原始给定角频率， 以进行 V/F控制。 如本领域技术人员公知的， 该 V/F控制装置可以由本领域已知的多种 手段实现， 例如硬件、 软件、 或软硬件的结合。 为了验证本实施例提供的方法抑制振荡效果， 下文中提供了 Matlab 仿真结 Δ Δ Δ Δ

Matlab仿真建立在以电压定向为基础进行分析， 由于定子电压是通过 逆变器给定的， 电压定向的准确性可以保证， 这样分析的结果更具参考意 义。 电机的运行的状态可以根据电机运行的动态数 学模型来判断。 一个 5 阶的电机运行的状 Δ Δ态

根据电机运行的状态方程得到电机的小信号数 学模型方程， 通过求解 小信号矩阵的极点来判断系统是否稳定。 如果极点都落在坐标系的负半轴 内， 说明系统是稳定的。

小信号模型

5阶的电机运行方程， 包含所有的电机运行的相关信息：

σ4

0 _d

+ 4) ^ - o o 1

小信号模型:

R _s L ² _r +R _r L ² _m

0

l.5N _p ² L _{m r} ^e _q

(1-5) 频率的小信号扰动为： Δί¾ =Λ'Δ;· (1-6) 其中： _dq = + o, _c K _q M _s ^e _q (1-7)

简化 (1-7)可以得

Αω =→) _c M _s ^e _dq + _c K _d M _s ^e _d + _c K Μ _; (1-8)

此时 ι_ ⁵ )可以表述为

1

0 0

1

0 0

0 0 0

0 0 0

N„

0 0

丁—

(1-9)

公式（1-9)重新表述为:

(1-10)

上述公式中， 各符号的含义为:

—电机定子电流；

ΨΙ, , ΨΙ,——电机转子磁链；

一电机转子转速

R _s 一电机定子电阻

一一电机转子电阻

一电机定子电感

-一电机转子电感，

L _m 一电机互感；

σ 一电机漏磁系数, σ = 1

ω ₆ 一电机同步转速；

一给定转速；

T _r ——电机转子电磁时间常数， T _r = L _r !R _r ； N _P ——电机极对数；

J——电机转动惯量；

T _L ——负载转矩； Δ7 —负载转矩微分；

K _d , _q —电机定子电压；

M _s ^e _d , Δ —电机定子电流微分；

Αψ _ν ^ε _ά , Δ 一电机转子磁链微分；

Αω,,—电机转子转速微分；

Αω _ε ——电机同步转速微分；

M _s ^e _dq ——电机定子电流小信号扰动； 小信号方程根求解分析

根据分析得到电机运行小信号方程， 通过求解此小信号矩阵的特征 根， 通过分析系统特征根的分布来判断系统是否稳 定。 如果极点都落在坐 标系的负半轴内， 说明系统是稳定的。

当然为了简单明了， 在作仿真分析时往往也釆用另一种分布图， 即速 度和转矩等高线分布图来说明系统是否稳定， 如果在要求的速度范围内， 特征根全部为负数则说明系统是稳定的。

在仿真分析中，分别分析了 15KW电机在未加抑制振荡和加抑制振荡 的效果。电机未加抑制振荡的 V/F控制方法的主导极点分布图如图 5所示。 主导极点分布图表明： 当系数 和 等于 0 时， 系统在 110-185md/s ( 17.5Hz~29.4Hz ) 下不稳、定。

15KW 电机在釆用了本发明的抑制振荡的 V/F控制方法后的主导极 点分布图如图 6所示。 该主导极点图表明： 当系数 = 0.1， ^ = 0.05 ，滤波 器截止频率为 10Hz( i¾ = 62.8rat / 时， 系统在 0Hz~50Hz整个范围稳定。 这说明本发明提供的控制方法可有效地抑制电 机的振荡。

基于实验验证抑制振荡效果

图 7示出了 15KW电机在未釆用 （图 7中的左半部分） 和釆用 （图 7 中的右半部分） 根据本实施例的控制方法的电流和母线电压波 形的对比 图，通过比较可以看出，本发明提供的控制方 法可有效地抑制电机的振荡。

上述实施例中，由于在进入滤波器之前可乘以 两个独立变化的系数 和 (系数 和 可以相同也可以不同）， 变量的数目更多， 变化更灵活， 可进一步提高抑制振荡的效果。

最后所应说明的是， 以上实施例仅用以说明本发明的技术方案而非 限 制。 尽管参照实施例对本发明进行了详细说明， 本领域的普通技术人员应当 理解， 对本发明的技术方案进行修改或者等同替换， 都不脱离本发明技术方 案的精神和范围， 其均应涵盖在本发明的权利要求范围当中。