Steuereinheit zum Bereitstellen einer variablen Ausgangsspan nung am Ausgang einer resonant schaltenden Brückenschaltung

Die Erfindung betrifft eine Steuereinheit und ein Verfahren zum Bereitstellen einer variablen Ausgangsspannung am Ausgang einer resonant schaltenden Brückenschaltung.

Ein Umrichter wird als resonant schaltend bezeichnet, wenn er durch ein Schwingkreis-ähnliches Prinzip (LC-Schwingkreis ) , ein spannungs- oder stromfreies Ein- und Ausschalten seiner steuerbaren Schaltelemente ermöglicht. Bei deren Schalten kommt es im Wesentlichen auf das exakte Timing an. Es gibt genau einen definierten Zeitpunkt pro Schaltperiode, zu dem ein spannungsfreies Einschalten des Schaltelements eines Um richters möglich ist.

Resonant schaltende Umrichter können im Normalfall nur in einem definierten Arbeitspunkt optimal arbeiten. Unter einem sog. „vollresonanten" Betrieb einer Schaltung versteht man, dass alle in einem Umrichter enthaltenen Leistungsschalter zum optimalen Zeitpunkt ein- bzw. ausgeschaltet werden kön nen. Unter einem „teilresonanten" Prinzip versteht man, dass nur ein Teil der verwendeten Leistungsschalter zum optimalen Zeitpunkt ein- oder ausgeschaltet (allgemein: geschaltet) werden kann. Der optimale Zeitpunkt für das resonante Schal ten bezieht sich dabei im Wesentlichen auf den Einschalt _Z eit punkt. Der Ausschalt _Z eitpunkt ist von geringerer Bedeutung, da eine zeitliche Verschiebung dessen keine nennenswerten Än derungen in der Schaltcharakteristik mit sich bringt.

Unter „quasi-resonanten" Schaltvorgängen versteht man ein Einschalten des Leistungsschalters im Strom-Nulldurchgang, jedoch nicht im Spannungs-Nulldurchgang. Durch quasi-reso- nante Schaltvorgänge entstehen unerwünschte Verluste durch die resistive Entladung einer Restenergiemenge in einem Reso nanzkondensator sowie unerwünschte elektromagnetische Störun- gen durch hohe Spannungs- und Stromgradienten im Schaltzeit punkt .

Bei einer Anwendung, bei der eine resonant schaltende Umrich terschaltung dazu ausgebildet sein muss, variable Ein- oder Ausgangsspannungsbereiche abzudecken, wie das beispielsweise beim Laden einer großen kapazitiven Last, z.B. einem gesta pelten piezoelektrischer Aktuator, der Fall ist, wird die Um richterschaltung zwangsweise in Betriebspunkten betrieben, an denen lediglich eine quasi-resonante Schaltcharakteristik möglich ist. Ein idealer resonanter Schaltvorgang ist hier lediglich in einem Arbeitspunkt möglich. Bei einem piezoe lektrischen Aktuator ist es ggf. erforderlich, die Ausgangs spannung je nach Ladezustand des piezoelektrischen Aktuators von Null bis zur maximalen Piezospannung am Ausgang der Um richterschaltung zu variieren. Ist die Ausgangsspannung der Umrichterschaltung unterhalb einer halben Eingangsspannung, so ist in einem Resonanznetzwerk nicht genug Energie gespei chert, um einen Resonanzkondensator vollständig umzuladen.

Der Nulldurchgang der Spannung an einem Leistungsschalter kann damit nicht erreicht werden, wodurch der Schalter unter ungünstigen Verhältnissen einschalten muss. Steigt demgegen über die am Ausgang der Umrichterschaltung anliegende Span nung auf einen Wert, der größer als die halbe Eingangsspan nung ist, so ist in der Oszillation genug Energie, um den Re sonanzkondensator vollständig umzuladen.

Ein ähnliches Problem ergibt sich beim Einsatz einer Umrich terschaltung in Vollbrückentopologie (sog. Vier-Quadranten- Buck-Boost-Topologie) . Bei dieser Umrichterschaltung muss das Verhältnis von Eingangsspannung zur Ausgangsspannung konstant bleiben, um einen voll resonant schaltenden Betriebsmodus zu erreichen. Da die in der Resonanzschaltung enthaltenen Kapa zitätswerte fest sind und ein vollresonantes Schalten möglich ist, wenn im Umschwingvorgang eine genau definierte Energie menge vorhanden ist, ist bei einer Abweichung des Spannungs verhältnisses von Eingangsspannung zu Ausgangsspannung nur mehr ein teilresonanter Betrieb möglich. Muss die Umrichter- Schaltung in der Lage sein, variable Ein- und Ausgangsspan nungsbereiche abzudecken, so kommt es beim Umschwingvorgang des Resonanznetzwerks (der Resonanzschaltung) bei einem ab weichenden Spannungsverhältnis zu unerwünschten Spannungs überhöhungen oder zu quasi-resonanten Schaltvorgängen.

Bei Spannungsüberhöhungen kommt es zu Ausgleichsvorgängen, was Verluste mit sich bringt. Bei quasi-resonanten Schaltvor gängen treten unerwünscht hohe Stromgradienten in den Schalt elementen auf, die einerseits Verluste und andererseits EMV- Probleme mit sich bringen.

Die Verwendung einer resonant schaltenden Umrichterschaltung würde bessere EMV-Eigenschaften und einen geringfügig besse ren Wirkungsgrad mit sich bringen. Eine Topologie, die in be stimmten Arbeitsbereichen jedoch nur quasi-resonant schalten kann, macht die gewonnenen Vorteile in den voll-resonanten Arbeitspunkten jedoch schnell wieder zunichte, wodurch sich ein Einsatz einer resonant schaltenden Vollbrücke (Vier- Quadranten-Buck-Boost-Topologie) für die Ansteuerung von Ver brauchern mit variabler Eingangsspannung in der Vergangenheit nicht gelohnt hat.

Es ist der Aufgabe der vorliegenden Erfindung, eine Steuer einheit und ein Verfahren bereitzustellen, welche eine vari able Ausgangsspannung am Ausgang einer resonant schaltenden Brückenschaltung, insbesondere einer Vollbrückenschaltung in Vier-Quadranten-Buck-Boost-Topologie, ermöglichen .

Diese Aufgaben werden gelöst durch eine Steuereinheit gemäß den Merkmalen des Patentanspruchs 1 und ein Verfahren gemäß den Merkmalen des Patentanspruchs 10. Vorteilhafte Ausgestal tungen ergeben sich aus den abhängigen Patentansprüchen.

Es wird eine Steuereinheit zum Bereitstellen einer variablen Ausgangsspannung am Ausgang einer resonant schaltenden Brü ckenschaltung vorgeschlagen. Die Brückenschaltung umfasst eine erste Halbbrücke, eine zweite Halbbrücke und eine Reso- nanzschaltung . Die Brückenschaltung stellt eine Vollbrücken schaltung dar, welche, wie aus der nachfolgenden Beschreibung deutlich werden wird, in Vier-Quadranten-Buck-Boost-Topologie ausgebildet ist.

Die erste Halbbrücke umfasst ein erstes und ein zweites steu erbares Schaltelement, die in Serienschaltung zwischen einem ersten und einem zweiten Eingangsanschluss verschaltet sind, zwischen denen eine Eingangsspannung anliegt. Das erste steu erbare Schaltelement, das mit dem ersten Eingangsanschluss, an dem eine Versorgungsspannung anliegt, verschaltet ist, stellt im Rahmen der vorliegenden Beschreibung ein sog. High- Side-Schaltelement dar. Das zweite Schaltelement, das mit dem zweiten Eingangsanschluss, das mit einem Bezugspotential ge koppelt ist, stellt ein Low-Side-Schaltelement dar.

Die zweite Halbbrücke umfasst ein drittes und ein viertes steuerbares Schaltelement, die in Serienschaltung zwischen einem ersten und einem zweiten Ausgangsanschluss verschaltet sind, zwischen denen die Ausgangsspannung zur Ansteuerung eines spannungsgesteuerten Verbrauchers, z.B. eines piezoe lektrischen Aktuators, anliegt. Das dritte steuerbare Schalt element, das mit dem ersten Ausgangsanschluss verbunden ist, stellt ein High-Side-Schaltelement der zweiten Halbbrücke dar. Das vierte steuerbare Schaltelement, das mit dem zweiten Ausgangsanschluss, das mit einem Bezugspotential beaufschlagt ist, verbunden ist, stellt ein Low-Side-Schaltelement der zweiten Halbbrücke dar.

Das Bezugspotential, das an dem zweiten Eingangsanschluss an liegt, und das Bezugspotential, das an dem zweiten Ausgangs anschluss anliegt, können das gleiche Bezugspotential sein. Mit anderen Worten können der zweite Eingangsanschluss und der zweite Ausgangsanschluss unmittelbar miteinander verbun den und damit auf gleichen Potentialen liegen.

Die Resonanzschaltung (auch als Resonanznetzwerk bezeichnet) umfasst eine Induktivität, die zwischen einem ersten Knoten- punkt, der das erste und das zweite steuerbare Schaltelement miteinander verbindet, und einem zweiten Knotenpunkt, der das dritte und das vierte steuerbare Schaltelement miteinander verbindet, verschaltet ist. Die Resonanzschaltung umfasst ferner einen ersten Kondensator, der zwischen dem ersten Kno tenpunkt und dem zweiten Eingangsanschluss verschaltet ist. Die Resonanzschaltung umfasst ferner einen zweiten Kondensa tor, der zwischen dem zweiten Knotenpunkt und dem zweiten Ausgangsanschluss verschaltet ist. Der erste und der zweite Kondensator werden auch als Resonanzkondensatoren bezeichnet.

Die Steuereinheit ist dazu ausgebildet, einen Schaltvorgang, bei dem ein Paar an Schaltelementen, dass ein High-Side- Schaltelement der ersten oder zweiten Halbbrücke und ein Low- Side-Schaltelement der jeweils anderen Halbbrücke umfasst, ein- oder ausgeschaltet wird, durch Erzeugung entsprechender Steuersignale durchzuführen. Die Steuereinheit ist weiter da zu ausgebildet, einen zeitlichen Versatz der Schalt _Z eitpunkte des Schaltvorgangs für die Schaltelemente des Paars an

Schaltelementen zu ermitteln und zur Erzeugung der Steuersig nale zu verarbeiten, wobei der zeitliche Versatz so bestimmt wird, dass die Energie in der Resonanzschaltung genau so groß ist, dass bei einem Umschwingvorgang der erste und der zweite Kondensator vollständig umgeladen werden.

Durch die zeitlich versetzte Ansteuerung der jeweiligen High- Side- und Low-Side-Schaltelemente der ersten und der zweiten Halbbrücke ist es möglich, einen vollresonanten Betrieb der Brückenschaltung unter beliebigen Ein- und Ausgangsspannungs verhältnissen zu erzielen. Ermöglicht wird es dadurch, dass der zeitliche Versatz der ersten und der zweiten Halbbrücke so berechnet wird, dass die Energie im Resonanzkreis genau so groß ist, um beim Umschwingvorgang beide Seiten des Resonanz kreises vollständig umzuladen.

Die erfindungsgemäße Steuereinheit ermöglicht die Reduzierung von Schaltverlusten und EMV-Emissionen . In den Arbeitspunk ten, in denen im Vergleich zu einer herkömmlichen resonanten Ansteuerung auch vollresonant gearbeitet werden kann, besteht der zusätzliche Vorteil eines geringeren Effektivstroms (RMS- Strom) in den Dioden der steuerbaren Schaltelemente und in einem Eingangskondensator aufgrund der unterschiedlichen Energieniveaus am Eingang und Ausgang der Brückenschaltung.

Der erste und der zweite Kondensator können jeweils auch durch ein Zusammenwirken mehrere Teil-Kapazitäten gebildet sein. Mit anderen Worten kann es sich bei jedem dieser Reso nanzkondensatoren entweder um eine oder mehrere Kapazitäten handeln, wobei jeweils mehrere Kapazitäten im entsprechenden Ersatzschaltbild zusammengefasst durch einen Kondensator re präsentiert sein können. Bei den Teil-Kapazitäten kann es sich prinzipiell um physikalische oder auch um parasitäre Ka pazitäten handeln, so dass jeder Resonanzkondensator aus ein oder mehreren parasitären und/oder ein oder mehreren physika lischen Kapazitäten zusammengesetzt sein kann.

Optional kann die Brückenschaltung auch einen zusätzlichen dritten Kondensator aufweisen, welcher zwischen dem ersten Knotenpunkt und dem ersten Eingangsanschluss verschaltet ist. Weiterhin optional kann die Brückenschaltung alternativ oder zusätzlich noch einen vierten Kondensator aufweisen, welcher zwischen dem zweiten Knotenpunkt und dem ersten Ausgangsan schluss verschaltet ist. Auch der optionale dritte und vierte Kondensator stellen dann Resonanzkondensatoren dar, analog zu dem oben beschriebenen ersten bzw. zweiten Kondensator. Auch diese zusätzlichen Resonanzkondensatoren können jeweils aus mehreren Teil-Kapazitäten zusammengesetzt sein und insbeson dere jeweils sowohl parasitäre als auch physikalische Kapazi täten umfassen, analog wie oben im Zusammenhang mit den ers ten beiden Kondensatoren beschrieben.

Gemäß einer zweckmäßigen Ausgestaltung ist die Steuereinheit dazu ausgebildet, die Größe des zeitlichen Versatzes in Ab hängigkeit der zu erzielenden Ausgangsspannung zu bestimmen. Mit anderen Worten bedeutet dies, dass in Abhängigkeit der zu erzielenden Ausgangsspannung zur Ansteuerung des spannungsge- steuerten Verbrauchers als Eingangsgröße die Größe des zeit lichen Versatzes als Ausgangsgröße bestimmt wird, um basie rend auf dem ermittelten Ergebnis die Erzeugung der Steuer signale vorzunehmen.

Die Steuereinheit ist ferner dazu ausgebildet, hierzu folgen de Gleichung zu erfüllen: wobei in dieser Gleichung C _{res in} die Kapazität des ersten Kon densators, C _r es out die Kapazität des zweiten Kondensators, Ui ₅ die am ersten Knotenpunkt anliegende Spannung, U _out die Aus gangsspannung, L _main die Induktivität der Induktivität, und I _main der durch die Induktivität fließende Strom sind. Die Spannung U ₁₅ wird im Folgenden zum Teil auch alternativ als U _nociein bezeichnet.

Diese Gleichung resultiert aus dem Energieerhaltungssatz. Ist die Energie im Schwingkreis (linke Seite der Gleichung) gleich groß wie die notwendige Energie zum Umladen der gegen überliegenden Resonanzkapazität, dann wird das entsprechende steuerbare Schaltelement geöffnet und ein Umladen zugelassen. Sollte die Ausgangsspannung die benötigte Mindestausgangs spannung für das Überwinden des quasi-resonanten Bereichs überwinden, so ist dies vorteilhaft, da die überschüssige Energie des ausgangsseiteigen Resonanzkondensators beim Umla den nicht durch die antiparallelen Dioden an dem steuerbaren Schaltelement auf der Eingangsseite in den eingangsseitigen Kondensator zurückgeladen werden muss. In diesen genannten Arbeitspunkten kann das Modulationsverfahren dadurch den Ef fektivstrom durch die Dioden reduzieren. Insbesondere werden quasi-resonante Schaltvorgänge bei geringeren Ausgangsspan nungen vermieden.

Eine weitere zweckmäßige Ausgestaltung sieht vor, dass die Steuereinheit dazu ausgebildet ist, einen Strommesswert zu empfangen, der dem durch die Induktivität fließenden Strom entspricht. Dabei ist es bevorzugt, wenn die Strommessung mit einer sehr hohen zeitlichen Auflösung in der Induktivität er folgt, da dieser Wert entscheidend für die Berechnung des zeitlichen Versatzes ist.

Alternativ ist ein rechnerischer Weg möglich. Hierzu ist die Steuereinheit dazu ausgebildet, einen Nulldurchgang des durch die Induktivität fließenden Stroms zu ermitteln und die oben stehende Gleichung des in der Brückenschaltung vorliegenden Schwingkreises unter Berücksichtigung des ermittelten zeitli chen Versatzes zu lösen.

Eine weitere zweckmäßige Ausgestaltung sieht vor, dass die Kapazität des zweiten Kondensators größer ist als die Kapazi tät des ersten Kondensators. Dadurch kann die Steuereinheit die Brückenschaltung auch bei sehr niedrigen Ausgangsspannun gen betreiben, da dann in der zweiten Kapazität (Ausgangska pazität) genug Energie gespeichert ist, um den eingangsseiti gen Resonanzkondensator (erste Kapazität) auf das Eingangs spannungsniveau aufzuladen.

Es ist weiterhin zweckmäßig, wenn die Steuereinheit dazu aus gebildet ist, das High-Side-Schaltelement der zweiten Halb brücke zeitlich nach dem Low-Side-Schaltelement der ersten Halbbrücke sperrend zu schalten, unter der Bedingung, dass die Ausgangsspannung kleiner als eine vorgegebene Mindest spannung ist. Es ist weiterhin zweckmäßig, wenn die Steuer einheit dazu ausgebildet ist, das High-Side-Schaltelement der ersten Halbbrücke und das Low-Side-Schaltelement der zweiten Halbbrücke etwa zeitgleich leitend zu schalten, unter der Be dingung, dass die Ausgangsspannung kleiner als eine vorgege bene Mindestspannung ist.

Die vorgegebene Mindestspannung U _out min ist gegeben durch: worin Um die Eingangsspannung ist.

Es wird ferner ein Verfahren zum Bereitstellen einer variab len Ausgangsspannung am Ausgang einer resonant schaltenden Brückenschaltung vorgeschlagen. Die Brückenschaltung ist, wie oben beschrieben, ausgebildet.

In diesem Verfahren wird durch Erzeugung entsprechender Steu ersignale ein Schaltvorgang, bei dem ein Paar an Schaltele menten, das ein High-Side-Schaltelement der ersten oder zwei ten Halbbrücke und ein Low-Side-Schaltelement der jeweils an deren Halbbrücke umfasst, durch Ein- oder Ausschalten be wirkt. Ferner wird ein zeitlicher Versatz der SchaltZeitpunk te des Schaltvorgangs für die Schaltelemente des Paars an Schaltelementen ermittelt und zur Erzeugung der Steuersignale verarbeitet, wobei der zeitliche Versatz so bestimmt wird, dass die Energie in der Resonanzschaltung genau so groß ist, dass bei einem Umschwingvorgang der erste und der zweite Kon densator vollständig umgeladen werden.

Das Verfahren weist die gleichen Vorteile auf, wie diese vor stehend in Verbindung mit der erfindungsgemäßen Steuereinheit beschrieben wurden.

Gemäß einer weiteren zweckmäßigen Ausgestaltung wird die Grö ße des zeitlichen Versatzes in Abhängigkeit der zu erzielen den Ausgangsspannung bestimmt.

Eine weitere zweckmäßige Ausgestaltung des Verfahrens sieht vor, dass die folgende Gleichung erfüllt ist: r ^K res_i. TJ

n ^u 125 r -‘Main ¹ I M ² ain = C res_out U ^u n o ² ut r wobei in dieser Gleichung C _{res in} die Kapazität des ersten Kon densators, C _r es out die Kapazität des zweiten Kondensators, Ui ₅ die am ersten Knotenpunkt anliegende Spannung, U _out die Aus gangsspannung, L _ma m die Induktivität der Induktivität, und I _main der durch die Induktivität fließende Strom sind. Eine weitere zweckmäßige Ausgestaltung sieht vor, dass ein Strommesswert empfangen wird, der dem durch die Induktivität fließenden Strom entspricht.

Eine weitere zweckmäßige Ausgestaltung sieht vor, dass ein Nulldurchgang des durch die Induktivität fließenden Stroms ermittelt wird und die Differentialgleichung des in der Brü ckenschaltung vorliegenden Schwingkreises unter Berücksichti gung des ermittelten zeitlichen Versatzes gelöst wird.

Eine weitere zweckmäßige Ausgestaltung sieht vor, dass das High-Side-Schaltelement der zweiten Halbbrücke zeitlich nach dem Low-Side-Schaltelement der ersten Halbbrücke sperrend ge schaltet wird, unter der Bedingung, dass die Ausgangsspannung kleiner als eine vorgegebene Mindestspannung ist.

Es ist weiterhin zweckmäßig, dass das High-Side-Schaltelement der ersten Halbbrücke und das Low-Side-Schaltelement der zweiten Halbbrücke etwa zeitgleich leitend geschaltet werden, unter der Bedingung, dass die Ausspannung kleiner als eine vorgegebene Mindestspannung ist.

Es ist weiterhin zweckmäßig, wenn die vorgegebene Mindest spannung U _{out min} ist gegeben durch: worin Um die Eingangsspannung ist.

Es wird ferner ein Computerprogrammprodukt vorgeschlagen, dass direkt in den internen Speicher eines digitalen Compu ters geladen werden kann und Softwarecodeabschnitte umfasst, mit denen die Schritte des hierin beschriebenen Verfahrens ausgeführt werden, wenn das Produkt auf einem Computer läuft. Das Computerprogrammprodukt kann in der Gestalt eines Daten trägers, wie z.B. einer DVD, einer CD-ROM oder eines USB- Speichersticks , verkörpert sein. Das Computerprogrammprodukt kann auch in der Form eines über ein drahtloses oder lei tungsgebundenes Netzwerk ladbares Signal vorliegen.

Die Erfindung wird nachfolgend näher anhand von Ausführungs beispielen in der Zeichnung beschrieben. Es zeigen:

Fig. 1 ein Diagramm, das Schaltzustande eines steuerbaren

Schaltelements bei der Ansteuerung eines spannungs gesteuerten Verbrauchers illustriert;

Fig. 2 ein elektrisches Ersatzschaltbild einer Brücken

schaltung mit einer Halbbrücke, die auf einer Zwei- Quadranten-Buck-Boost-Wandler-Topologie basiert ;

Fig. 3 die idealisierten zeitlichen Verläufe von Spannung,

Strom und Schaltzustand an einem Knotenpunkt der Halbbrücke im diskontinuierlichen Betrieb der Brü ckenschaltung aus Fig. 2;

Fig. 4 die realen, zeitlichen Verläufe von Spannung, Strom und Schaltzustand beim diskontinuierlichen Betrieb der Brückenschaltung aus Fig. 2 bei einem nicht- resonanten Einschaltvorgang;

Fig. 5 den realen, zeitlichen Verlauf von Spannung, Strom und Schaltzustand beim diskontinuierlichen Betrieb der Brückenschaltung aus Fig. 2 bei einem resonan- ten Einschaltvorgang;

Fig. 6 ein elektrisches Ersatzschaltbild einer Brücken

schaltung in Vollbrückentopologie (Vier-Quadranten- Buck-Boost-Wandler-Topologie) ;

Fig. 7 ein elektrisches Ersatzschaltbild einer Resonanz schaltung der in Fig. 6 gezeigten Brückenschaltung; Fig. 8 den idealisierten, zeitlichen Verlauf von Strom- und Spannung beim diskontinuierlichen Betrieb der Brückenschaltung aus Fig. 6;

Fig. 9 den idealisierten, zeitlichen Verlauf von Strom- und Spannung der Brückenschaltung aus Fig. 6 im diskontinuierlichen Betrieb bei einem im Vergleich zu Fig. 8 anderen Arbeitspunkt;

Fig. 10 den realen, zeitlichen Verlauf von Strom- und Span nung der Brückenschaltung aus Fig. 6 bei idealer resonanter Schaltcharakteristik;

Fig. 11 den realen, zeitlichen Verlauf von Strom- und Span nung der Brückenschaltung aus Fig. 6 bei quasi- resonanter Schaltcharakteristik;

Fig. 12 den realen, zeitlichen Verlauf von Strom- und Span nung gemäß der Steuerung der vorliegenden Erfin dung, durch die ein quasi-resonantes Schalten un terbunden wird; und

Fig. 13 ein elektrisches Ersatzschaltbild, das die Brücken schaltung gemäß Fig. 6 zeigt, in der ein sich erge bender Strompfad bei einem Ausgleichsvorgang illus triert ist.

Bevor die erfindungsgemäße Steuerung einer resonant schalten den Brückenschaltung zum Bereitstellen einer variablen Aus gangsspannung an ihrem Ausgang beschrieben wird, erfolgt zu nächst eine Beschreibung der dabei zu überwindenden Problema tik.

Fig. 2 zeigt eine Brückenschaltung, die auf der bekannten Zwei-Quadranten-Buck-Boost-Wandler-Topologie basiert. Die Brückenschaltung umfasst eine Halbbrücke 10, die zwei in Se rie verschaltete steuerbare Schaltelemente 11, 12 umfasst.

Die steuerbaren Schaltelemente 11, 12 sind in der Regel Halb- leiterschaltelemente, wie z.B. MOSFETs, und werden auch als Leistungsschalter bezeichnet. Die Serienschaltung der Schalt elemente 11, 12 ist zwischen einem ersten Eingangsanschluss 1, an dem eine Versorgungspotentialspannung anliegt, und einem zweiten Eingangsanschluss 2, an dem eine Bezugspotenti alspannung anliegt, verschaltet. Zwischen dem ersten und dem zweiten Eingangsanschluss 1, 2 liegt eine Eingangsspannung Ui _n · Parallel zu der Serienschaltung der zwei steuerbaren Schaltelemente 11, 12 ist ein Eingangskondensator 13 mit einer Kapazität Ci _n verschaltet.

Ein zwischen den steuerbaren Schaltelementen 11, 12 liegender

Knotenpunkt 15, an dem im Betrieb eine sich verändernde Span nung U15 anliegt ist, ist über eine Induktivität 30, die einen Induktivitätswert L _main aufweist, mit einem ersten Aus gangsanschluss 3 verbunden. Ein zweiter Ausgangsanschluss 4 liegt auf dem gleichen Potential, wie der zweite Eingangsan schluss 2. Der zweite Eingangsanschluss und der zweite Aus gangsanschluss 4 stellen Bezugspotentialanschlüsse dar. Zwi schen dem ersten und dem zweiten Ausgangsanschluss 3, 4 ist eine Ausgangsspannung U _out abgreifbar. Zwischen dem ersten Ausgangsanschluss 3 und dem zweiten Ausgangsanschluss 4 ist ein Ausgangskondensator 24 mit einer Kapazität C _out verschal tet. Ferner ist ein Resonanzkondensator 14 mit einer Kapazi tät C _res zwischen dem ersten Knotenpunkt 15 und dem Bezugspo tentialanschluss 2, 4 verschaltet. Die Kapazität C _out ist grö ßer als die Kapazität C _res ·

Anstelle des Resonanzkondensators 14 kann die Drain-Source- Kapazität des Schaltelements 12 als Resonanzkondensator ge nutzt werden. In dem in Fig. 2 gezeigten Beispiel ist eine Resonanzschaltung (auch als Resonanznetzwerk bezeichnet) aus der Induktivität 30 und dem Resonanzkondensator 14 gebildet. Ob die Resonanzschaltung mit mehreren verteilten Kapazitäten aufgebaut wird, ist technisch unerheblich.

Die zur Ansteuerung der steuerbaren Schaltelemente erforder liche Steuereinheit, welche auch das später beschriebene er- findungsgemäße Verfahren durchführt, ist nicht explizit dar gestellt. Eine derartige Steuereinheit weist, wie dem Fach mann hinlänglich bekannt ist, entsprechende Ausgänge aus, mit denen die Steueranschlüsse der steuerbaren Schaltelemente sperrend oder leitend geschaltet wird. Ferner berechnet die Steuereinheit die Zeitpunkte, zu denen ein jeweiliges steuer bares Schaltelement sperrend oder leitend geschaltet werden muss .

Fig. 1 zeigt ein Diagramm, in der ein Schaltzustand SZ für eines der steuerbaren Schaltelemente, z.B. des Schaltelements 11 (wobei das Steuersignal dann als SZ(ll) bezeichnet wird), über die Zeit dargestellt ist. Der Schaltzustand SZ nimmt entweder eine logische „1 an" (entsprechend einem leitend ge schalteten Zustand oder „ein") oder eine logische „0" (ent sprechend einem sperrend geschalteten Zustand oder „aus") an. Das Hin- und Herschalten erfolgt dabei alternierend. Zu den Zeitpunkten ti und t ₃ wird das angesteuerte Schaltelement vom leitenden („1") in den sperrenden Zustand („0") geschaltet.

Zu den Zeitpunkten 0, t ₂ und t ₄ wird das steuerbare Schalt element vom sperrenden („0") in den leitenden Zustand („1") geschaltet. Eine Schaltperiode SP umfasst einen leitenden und einen sperrenden Zeitabschnitt und weist hier eine Zeitdauer zwischen 0 und t ₂ bzw. t ₂ und t ₄ auf.

Die nachfolgenden zeitlichen Verläufe von Spannung, Strom und Schaltzustand in den Figuren 3 bis 5 beziehen sich beispiel haft auf das steuerbare Schaltelement 11 der in Fig. 2 ge zeigten Brückenschaltung.

Fig. 3 zeigt die idealisierten Verläufe der an dem Knoten punkt 15 anliegenden Spannung U ₁₅ sowie den durch die Induk tivität 30 fließenden Strom I _ma in· Ferner ist der zeitliche Verlauf des Steuersignals SZ(ll) zur Ansteuerung des High- Side-Schaltelements 11 der Halbbrücke 10 aus Fig. 2 darge stellt. Gezeigt ist ein diskontinuierlicher Betrieb des Wand lers. Dies bedeutet, dass der Stromwert I _ma in in der Indukti vität 30 in jeder Schaltperiode SP auf 0 sinkt, bevor das über das Steuersignal SZ(ll) steuerbare Steuerelement 11 wie der eingeschaltet wird. Wie unschwer zu erkennen ist, steigt der durch die Induktivität 30 fließende Strom I _ma in mit dem Beginn des Einschaltens des Schaltelements 11 zum Zeitpunkt 0 bis zum Zeitpunkt ti an und sinkt hernach, da das Schaltele ment 11 sperrend geschaltet ist, bis zum Zeitpunkt t auf 0 ab. Anschließend wiederholt sich der beschriebene Schaltvor gang .

Ist, wie in Fig. 2 dargestellt, eine Resonanzkapazität 14 vorhanden, so verändert sich die Spannungsform an dem Knoten punkt 15. Dies ist in Fig. 4 dargestellt. Sobald der Strom I _main in der Induktivität 30 zum Zeitpunkt ti ' ' das Vorzeichen wechselt, beginnt das Resonanznetzwerk (umfassend die Induk tivität 30 und die Resonanzkapazität 14) umzuschwingen. Wird das Schaltelement 11 zu einem beliebigen Zeitpunkt (hier: t ₂₎ wieder eingeschaltet, bevor das Resonanznetzwerk vollständig umgeschwungen ist, so beginnt eine abrupte Aufladung des Re sonanzkondensators 14 durch das Schaltelement 11. Der in der linken Hälfte von Fig. 4 dargestellte zeitliche Verlauf der Spannung U verändert sich dadurch in der in der rechten Hälfte von Fig. 4 gezeigten Weise. Insbesondere ist hierbei zu erkennen, dass der Zeitpunkt t des Einschaltens des Steu erelements 11 (d.h. der Veränderung des Schaltzustands SZ(ll) von „0" auf „1") , zu dem die Spannung abrupt ansteigt, und der Nulldurchgang zum Zeitpunkt t _2' des durch die Induktivi tät 30 fließenden Stromes I _ma in zeitlich auseinanderfallen.

Bei einem korrekten resonanten Einschaltvorgang ähnelt die Spannungsform am Knotenpunkt 15 der in Fig. 5 gezeigten Darstellung. Beim resonanten Einschaltvorgang wird das

Schaltelement 11 genau im zweiten Strom-Nulldurchgang des Stroms I _ma in zum Zeitpunkt t wieder eingeschaltet.

Die Spannungsformen bei einem resonanten Einschaltvorgang sind allerdings nur dann so, wie in Fig. 5 dargestellt, wenn die Ausgangsspannung U _out der Brückenschaltung genau halb so groß wie die Eingangsspannung Ui _n ist, da die Amplitude der Schwingung im Resonanzkreis (d.h. der Resonanzschaltung bzw. dem Resonanznetzwerk) so groß ist wie die Ausgangsspannung Uout. Die Schwingung kann dann folgendermaßen beschrieben wer den :

U(t) = U _out sin(2TT :f _res ) + U _out ( 1 ) ·

Muss eine resonant schaltende Brückenschaltung in der Lage sein, variable Ein- oder Ausgangsspannungsbereiche abzude cken, wie dies beispielsweise beim Laden einer großen kapazi tiven Last der Fall ist, so wird die Brückenschaltung zwangs weise in Betriebspunkten betrieben, an denen nur eine quasi- resonante Schaltcharakteristik möglich ist. Ein idealer reso- nanter Schaltvorgang ist somit nur in einem Arbeitspunkt mög lich.

Ein Beispiel für einen derartigen Verbraucher ist ein piezoe lektrischer Aktuator. Dessen Eingangsspannung, die der Aus gangsspannung U _0ut der Brückenschaltung entspricht, variiert je nach Ladezustand des piezoelektrischen Aktuators von 0 bis zur maximalen Piezospannung .

Steigt die Ausgangsspannung der Brückenschaltung auf mehr als die halbe Eingangsspannung, so ist in der Oszillation genug Energie, um den Resonanzkondensator 14 vollständig umzuladen. Da die erforderliche Energie zum vollständigen Umschwingen kleiner als die gespeicherte Energie im Schwingkreis ist, wird die überschüssige Energie der Oszillation über eine, in Fig. 2 nicht dargestellte, antiparallele Diode des steuerba ren Schaltelements 11 in den Eingangskondensator 13 geladen.

Ist hingegen die Ausgangsspannung U _out der Brückenschaltung unterhalb der halben Eingangsspannung U _±n , so ist in der Os zillation nicht genug Energie gespeichert, um den Resonanz kondensator 14 vollständig umzuladen. Der Nulldurchgang der Spannung U15 am Schaltelement 11 kann somit nicht erreicht werden. Das Schaltelement 11 muss daher zwangsläufig unter sehr ungünstigen Verhältnissen einschalten, was der Quasi- Resonanz entspricht.

Wird die im Resonanzkreis befindliche Energie durch das Ein schalten des Schaltelements 11 resistiv entladen, so führt dies zu sehr hohen Strömen und Verlusten. Zusätzlich entsteht ein EMV-Problem durch hohe Stromgradienten. Durch die Verwen dung einer resonant schaltenden Ansteuerung der Brückenschal tung können die EMV-Emissionen reduziert und ein geringfügig besserer Wirkungsgrad erzielt werden.

Bei dem oben genannten Beispiel der Ansteuerung eines piezoe lektrischen Aktuators durch eine resonant schaltende Brücken schaltung gibt es somit zwangsläufig Arbeitspunkte, in denen nur quasi-resonant geschaltet werden kann. Somit wird das Ge genteil der erhofften Wirkung einer resonant schaltenden To pologie erreicht, da das schnelle Entladen des Resonanzkon densators erhöhte EMV-Emissionen mit sich bringt.

Abhilfe kann hier durch eine Brückenschaltung in Vollbrücken topologie geschaffen werden, die nach dem Prinzip des Vier- Quadranten-Buck-Boost-Wandlers arbeitet und parallel zu den Schaltelementen weitere Resonanzkondensatoren umfasst. Das elektrische Ersatzschaltbild einer derartigen Brückenschal tung ist in Fig. 6 dargestellt, wobei Fig. 7 das dadurch ent stehende Resonanznetzwerk bzw. die darin verwendete Resonanz schaltung in einem äquivalenten Ersatzschaltbild zusammen fasst. Es wird hierbei angemerkt, dass es für das nachfolgend beschriebene Prinzip der Erfindung unerheblich ist, ob die Resonanzkondensatoren durch mehrere verteilte Resonanzkonden satoren gebildet sind oder nicht.

Die in Fig. 6 gezeigte Vollbrückenschaltung ist gegenüber der in Fig. 2 dargestellten und bereits beschriebenen Brücken schaltung um eine zweite Halbbrücke 20 erweitert. Die zweite Halbbrücke 20 umfasst eine Serienschaltung aus einem dritten steuerbaren Schaltelement 21 und einem vierten steuerbaren Schaltelement 22. Die Serienschaltung der beiden steuerbaren Schaltelemente 21, 22 ist zwischen dem ersten und dem zweiten Ausgangsanschluss 3, 4 verschaltet. Parallel zu der Serien schaltung aus dem dritten und dem vierten steuerbaren Schalt element 21, 22 ist ein Ausgangskondensator 23 angeordnet. Ein zweiter Knotenpunkt 25 zwischen dem dritten und dem vierten steuerbaren Schaltelement 21, 22 ist mit der bereits erwähn ten Induktivität 30 verbunden. Zwischen dem zweiten Knoten punkt 25 und dem Bezugspotentialanschluss (d.h. dem zweiten Ausgangsanschluss 4 oder dem zweiten Eingangsanschluss 2) ist ein zweiter Kondensator 24 verschaltet.

Die in Fig. 7 gezeigte Resonanzschaltung (Resonanznetzwerk) umfasst die Induktivität 30 sowie den ersten und den zweiten Kondensator 14, 24, wobei der erste Kondensator 14 eine ein gangsseitige Resonanzkapazität und der zweite Kondensator 24 eine ausgangsseitige Resonanzkapazität bildet. Zwischen dem ersten Knotenpunkt 15 und dem Bezugspotentialanschluss (d.h. dem zweiten Eingangsanschluss 2) fällt die Spannung U15 ab, auf die in den nachfolgenden Figuren näher Bezug genommen wird. Eine Ausgangsspannung der Resonanzschaltung U25 liegt zwischen dem zweiten Knotenpunkt und dem Bezugspotentialan schluss (d.h. dem zweiten Ausgangsanschluss 4) an.

Beim Einsatz einer Brückenschaltung in Vollbrückentopologie, wie in Fig. 6 gezeigt, muss das Verhältnis von Eingangsspan nung Ui _n zu Ausgangsspannung U _out konstant bleiben, um einen vollresonant schaltenden Betriebsmodus zu erreichen. Da die Kapazitätswerte C _res in des ersten Kondensators 14 und C _res out des zweiten Kondensators 24 fest sind und ein vollresonantes Schalten nur möglich ist, wenn im Umschwingvorgang eine genau definierte Energiemenge vorhanden ist, ist bei einer Abwei chung des Spannungsverhältnisses von Eingangsspannung Ui _n zu Ausgangsspannung U _out nur mehr ein teilresonanter Betrieb mög lich. Die Energiemenge im Umschwingkreis definiert sich an schaulich darüber, dass die Spannung am ersten Knotenpunkt 15 von Ui _n bis nach 0 V und die Spannung U25 am zweiten Knoten punkt 25 von 0 V bis nach U _out geladen werden muss. Muss eine derartige Brückenschaltung in der Lage sein, vari able Ein- und Ausgangsspannungsbereiche abzudecken, so kommt es beim Umschwingvorgang des wie in Fig. 7 gezeigten Reso nanznetzwerks bei einem abweichenden Spannungsverhältnis Ui _n /U _0ut zu unerwünschten Spannungsüberhöhungen oder zu quasi- resonanten Schaltvorgängen. Bei Spannungsüberhöhungen kommt es zu Ausgleichsvorgängen über die notwendigen antiparallelen Dioden der Schaltelemente, was Verluste mit sich bringt. Bei quasi-resonanten Schaltvorgängen treten unerwünscht hohe Stromgradienten in den Schaltelementen auf, die Verluste und EMV-Probleme mit sich bringen.

Bei gegebenem Verhältnis zwischen Eingangsspannung Ui _n und Ausgangsspannung U _out ergibt sich das Verhältnis der beiden Resonanzkapazitäten 14, 24 zueinander wie folgt:

Am Beispiel einer Brückenschaltung für das Ansteuern eines spannungsgesteuerten Verbrauchers, wie z.B. einem piezoelek trischen Aktuator, gibt es keinen stationären Arbeitspunkt der eingesetzten Brückenschaltung. Die Ausgangsspannung vari iert von 0 V bis zur maximalen Eingangsspannung des Verbrau chers. Folglich gibt es für resonant schaltende Vier-Quadran- ten-Buck-Boost-Wandler , wie dieser in Fig. 6 dargestellt ist, Arbeitspunkte, in denen nur eine teilresonante Schaltcharak teristik möglich ist. Dies bedeutet, dass je nach Arbeits punkt und Dimensionierung der Resonanzkondensatoren 14, 24 die erste Halbbrücke am Eingang oder die zweite Halbbrücke am Ausgang nur quasi-resonant schalten kann. Dies wiederum bringt aufgrund der hohen Stromgradienten erhebliche Ver schlechterungen in der EMV-Emission mit sich.

Der Einsatz einer Brückenschaltung in Vier-Quadranten-Buck- Boost-Topologie hat im Gegensatz zur Zwei-Quadranten-Buck- Boost-Topologie den Vorteil einer möglichen niedrigeren Ein gangsspannung, wodurch das Versorgungsnetz weniger aufwändig ist. Ferner kann der Eingangskondensator 13 durch Keramikkon densatoren realisiert werden, im Gegensatz zu Elektrolytkon- densatoren bei Zwei-Quadranten-Buck-Boost-Wandlern aufgrund der hohen Eingangsspannung.

Das nachfolgend beschriebene Verfahren ermöglicht die Verwen dung einer Brückenschaltung in Vollbrückentopologie und die oben erwähnten Nachteile bei der Ansteuerung eines spannungs gesteuerten Verbrauchers, wie z.B. den piezoelektrischen Ak tuator. Dies wird durch die Einrichtung der bereits erwähn ten, aber in den Figuren nicht dargestellten Steuereinheit ermöglicht, welche die Ansteuerung der steuerbaren Schaltele mente übernimmt.

Ein resonanten Schalten der in Fig. 6 gezeigten Brückenschal tung wird dadurch ermöglicht, dass bei einem Schaltvorgang, bei dem ein Paar an Schaltelementen, das ein High-Side- Schaltelement der ersten Halbbrücke 10 (d.h. des Schaltele ments 11 oder 21) und ein Low-Side-Schaltelement der jeweils anderen Halbbrücke 20, 10 (d.h. des Schaltelements 22 der zweiten Halbbrücke oder des Schaltelements 12 der ersten Halbbrücke) umfasst, ein- oder ausgeschaltet wird durch Er zeugung entsprechender Steuersignale. Dabei wird ein zeitli cher Versatz der Schalt _Z eitpunkte des Schaltvorgangs für die Schaltelemente des Paars an Schaltelementen ermittelt, welche bei der Erzeugung Steuersignale berücksichtigt werden. Der zeitliche Versatz wird so bestimmt, dass die Energie in der Resonanzschaltung genau so groß ist, dass bei einem Um schwingvorgang der erste und der zweite Resonanzkondensator 14, 24 vollständig umgeladen werden. Durch das zeitlich versetzte Ansteuern der jeweiligen High- Side- und Low-Side-Schaltelemente zwischen der ersten und der zweiten Halbbrücke ist es möglich, einen vollresonanten Be trieb der Leistungselektronik unter beliebigen Ein- und Aus gangsspannungsverhältnissen zu erreichen. Der zeitliche Ver satz der beiden Leistungsstufen, d.h. der ersten und der zweiten Halbbrücke, der es ermöglicht, die Energie im Reso nanzkreis genau so groß werden zu lassen, dass beim Um schwingvorgang beide Seiten des Resonanzkreises vollständig umgeladen werden, kann gemäß den Gleichungen (5) bis (7) er mittelt werden, wobei Gleichung (7) der Gleichung (4) ent spricht :

Der sich hieraus ergebende Effekt wird anhand der Figuren 8 bis 12 näher erläutert.

Fig. 8 zeigt die idealisierten zeitlichen Strom- und Span nungsverläufe des durch die Induktivität 30 fließenden Stroms I _main sowie der Spannungen U15, U25 an den Knotenpunkten 15, 25 der als Vier-Quadranten-Buck-Boost-Topologie ausgebildeten Brückenschaltung im diskontinuierlichen Betrieb. Der Strom I _main geht in jeder Schaltperiode SP auf 0 zurück. Dies ist zu den Zeitpunkten t ₂ und t ₄ der Fall. Die Besonderheit in die sem Verlauf ist, dass die Eingangs- und Ausgangsspannung gleich groß sind, d.h. Ui _n = U _out · Daher ist auch der Strom gradient in der Induktivität 30 in der Ein-Phase des Schalt elements 11 (zwischen 0 und ti sowie zwischen t ₂ und t ₃ ) und in der Aus-Phase (zwischen ti und t ₂ sowie zwischen t ₃ und t ₄ ) betragsmäßig gleich groß. Hierdurch sind die Amplituden der Spannungen U15 und U25 an dem ersten und dem zweiten Knoten punkt 15, 25 ebenfalls gleich groß.

Fig. 9 zeigt die idealisierten zeitlichen Spannungs- und Stromverläufe des durch die Induktivität 30 fließenden Stroms I _main sowie der Spannungen U15, U25 an den Knotenpunkten 15, 25 der Brückenschaltung aus Fig. 6 im diskontinuierlichen Be trieb in einem anderen Arbeitspunkt. Es ist zu erkennen, dass die Ausgangsspannung U _ou t kleiner als die Eingangsspannung Ui _n ist. Hieraus ergibt sich, dass sich die Stromgradienten wäh rend der leitenden Phase des High-Side-Schaltelements 11 (zwischen 0 und ti sowie zwischen t ₂ und t ₃₎ unterscheiden, ebenso während der Phase, während das High-Side-Schaltelement 11 sperrend geschaltet ist (also zwischen ti und t ₂ sowie ab 1 _{3 )} . In der leitenden Phase des High-Side-Schaltelements 11 sind die Schaltelemente 12 und 21 gesperrt, während das

Schaltelement 22 ebenfalls leitend geschaltet ist. In der sperrenden Phase des High-Side-Schaltelements 11 sind die Schaltelemente 12 und 21 leitend, während das Schaltelement 22 ebenfalls sperrend geschaltet ist.

Fig. 10 zeigt die ideale resonante Schaltcharakteristik der Brückenschaltung gemäß Fig. 6. Im dargestellten Fall ist die Dimensionierung der Resonanzkondensatoren 14, 24 genau auf das dargestellte Verhältnis der Ausgangsspannung U _ou t zur Ein gangsspannung Ui _n ausgelegt, wodurch der erste und der zweite Nulldurchgang des Stroms Imain zu den Zeitpunkt ti'' und t ₂ mit dem Spannungsnulldurchgang der Spannungen U25 und U15 zu sammenfallen .

Demgegenüber zeigt Fig. 11 die Situation, in der das Span nungsverhältnis Ui _n zu U _out (d.h. U _out + ^ Ui _n) voneinander ab weicht, so dass nur mehr eine quasi-resonante Schaltcharakte ristik möglich ist, was sich durch den verzögerten Nulldurch gang zum Zeitpunkt t _2' des durch die Induktivität 30 fließen den Stromes I _ma in gegenüber dem Nulldurchgang der Spannung U25 bemerkbar macht. Zum Zeitpunkt t _2' des zweiten Nulldurchgan ges des Stromes I _ma in steigt die Spannung U ₁₅ am ersten Knoten- punkt 15 schlagartig auf die Höhe der Eingangsspannung Ui _n an, da das High-Side-Schaltelement 11 der ersten Halbbrücke 10 zu diesem Zeitpunkt leitend geschaltet wird. Durch den schlagartigen Stromanstieg ergibt sich eine EMV-Abstrahlung . Ursache ist die an dem ersten Knotenpunkt 15 zu kleine Span nung U ₁₅ , was aus der zu kleinen Ausgangsspannung U _out resul tiert .

Fig. 12 zeigt die durch die erfindungsgemäße Steuereinheit erzeugte Modulationsart, mit der das Problem des quasi-reso- nanten Schaltens unterbunden wird. Es wird ein zeitlicher Versatz t _Ve rsatz der Ansteuersignale der Steuerelemente der ersten und zweiten Halbbrücke 10, 20 so hinzugefügt, dass in der Zeit t _Ve rsatz das Resonanznetzwerk, umfassend die Indukti vität 30 sowie die Resonanzkondensatoren 14, 24, soweit um schwingen kann, dass exakt die notwendige Energie für das Um laden der zeitlich versetzt angesteuerten Seite, hier der zweiten Halbbrücke 20, bereitgestellt werden kann.

Der zeitliche Versatz wird so berechnet, dass Gleichung (8) erfüllt werden kann. Gleichung (8) resultiert aus dem Ener gieerhaltungssatz. Ist die Energie im Schwingkreis (linke Seite der Gleichung) gleich groß wie die notwendige Energie zum Umladen der gegenüberliegenden Resonanzkapazität 24, dann wird das Schaltelement der ausgangsseitigen Halbbrücke geöff net und ein Umladen zugelassen: r ^K res_i.n ^u TJ125 'Main ^l IM ² am = res_out U ^u n o ² ut (8)

Sollte die Ausgangsspannung U _out die benötigte Mindestaus gangsspannung für das Überwinden des quasi-resonanten Be reichs überwinden, so bringt dieses Modulationsverfahren Vor teile dahingehend, da die überschüssige Energie des Ausgangs resonanzkondensators 24 beim Umladen nicht durch die antipa rallelen Dioden an dem eingangsseitigen Schaltelement der ersten Halbbrücke 10 in den Eingangskondensator 13 zurückge laden werden muss. In diesen Arbeitspunkten kann das Modula- tionsverfahren den Effektivstrom durch die in den Schaltele menten vorhandenen Dioden reduzieren.

Zur Realisierung der Berechnung des zeitlichen Versatzes t _Ve r- _satz wird eine hohe zeitliche Auflösung der Strommessung in der Induktivität 30 benötigt, da dieser Wert entscheidend für die Berechnung von t _Ve rsatz ist. Ebenso ist ein rechnerischer Weg möglich. Hierdurch wird der Nulldurchgang des Stromes in der Induktivität erkannt und die Differentialgleichung des Schwingkreises gelöst, um den zeitlichen Versatz t _Ve rsatz zu berechnen .

Bei sehr niedrigen Ausgangsspannungen U _out ist sicherzustel len, dass in dem Ausgangskondensator 23 genug Energie gespei chert ist, um den eingangsseitigen Resonanzkondensator 14 auf das Spannungsniveau der Eingangsspannung Ui _n aufzuladen. Die Energie für das Umladen des eingangsseitigen Resonanzkonden sators 14 wird dabei nur zu einem kleinen Teil aus der aus gangsseitigen Resonanzkapazität 24 genommen. Der größte Teil wird im Fall einer kleinen Ausgangsspannung U _out in der Zeit tversatz über das High-Side-Schaltelement 21 aus dem Ausgangs kondensator 23 zurückgeladen, wie dies der Fig. 13 entnehmbar ist .

Wird eine noch niedrigere Mindestausgangsspannung in Abhän gigkeit der Dimensionierung gefordert, so wird das Modulati onsverfahren ebenfalls auf die gegenüberliegende Halbbrücke, d.h. die erste Halbbrücke 10, angewandt.

In der, wie in Fig. 13 dargestellten Konstellation, kann die Ausgangsspannung nicht niedriger als in Gleichung (9) be schrieben sein:

Gleichung (9) wird aus Gleichung (7) abgeleitet. Dies bedeu tet, die Energie für die Umschwingung des eingangsseitigen Resonanzkondensators 14 kann aus der Umschwingung der Induk tivität 30 und des Ausgangskondensators 23 sowie der zusätz lichen Energie aus der ausgangsseitigen Resonanzkapazität 23 kommen .

Wird in diesem Beispiel eine Modulation mittels der ersten Halbbrücke 10 durchgeführt, z.B. dem Low-Side-Schaltelement 12, so wird ein zusätzlicher zeitlicher Versatz eingeführt. Enthält die Ausgangskapazität 23 auch bei der niedrigsten ge forderten Ausgangsspannung die notwendige Energiemenge, um den Resonanzkondensator 13 von 0 V bis zur Eingangsspannung Ui _n umzuladen, so wird das Low-Side-Schaltelement 12 solange geschlossen gehalten, bis Gleichung (10) erfüllt ist.

- ₂ ^u L Main ¹ I M ² ainjmt = - 2C ^K res_inU ^u i ² n (10) .

Darin ist iMain init der Stromwert zum Zeitpunkt des zusätzli chen Versatzes der Eingangsseite. Folglich ist für ein voll- resonantes Schalten unter der Annahme, dass die Ausgangskapa zität ausreichend groß für die Mindestausgangsspannung ist, in jedem Arbeitspunkt ab dem Erreichen einer frei wählbaren Mindestausgangsspannung möglich.

Bezugs zeichenliste

1 erster Eingangsanschluss

2 zweiter Eingangsanschluss (Bezugspotentialanschluss)

3 erster Ausgangsanschluss

4 zweiter Ausgangsanschluss (Bezugspotentialanschluss)

10 erste Halbbrücke

11 erstes steuerbares (oder High-Side-) Schaltelement

12 zweites steuerbares (oder Low-Side-) Schaltelement

13 Eingangskondensator

14 erster Kondensator

15 erster Knotenpunkt

20 zweite Halbbrücke

21 erstes steuerbares (oder High-Side-) Schaltelement 22 zweites steuerbares (oder Low-Side-) Schaltelement

23 Ausgangskondensator

24 zweiter Kondensator

25 zweiter Knotenpunkt

30 Induktivität

SZ Schaltzustand

SP Schaltperiode

I _main Strom durch die Induktivität 30

U15 Spannung am ersten Knotenpunkt 15

U25 Spannung am zweiten Knotenpunkt 25

Ui _n Eingangsspannung

U _out Ausgangsspannung