Die leistungselektronische Konversion einer Gleichspannung in ein dreiphasiges

Wechselspannungssystem (DC/AC Konversion) findet industriell z.B. in der Antriebstechnik, bei unterbrechungsfreien Stromversorgungen (USV) und bei der Einspeisung photovoltaisch erzeugter Energie in das Dreiphasennetz breite Anwendung.

Das Eingangsgleichspannungsniveau weist hierbei aufgrund der typischerweise stark vom Ladezustand abhängigen Klemmenspannung elektrochemischer Speicher oder

Brennstoffzellen (Antriebstechnik oder USV) oder zufolge der Temperaturabhängigkeit der Kennlinie von Solarzellen (Photovoltaik) eine relativ grosse Schwankungsbreite auf, sodass der leistungselektronische Konverter typischerweise zweistufig, d.h. mit einem

eingangsseitigen DC/DC-Hochsetzsteller, einem Spannungszwischenkreis und einem ausgangsseitigen Dreiphasen-DC/AC-Konverter (Inverter) ausgeführt wird (siehe Fig.l). Vorteilhaft kann so der, bei Leistungsfluss von der DC-Seite zur Dreiphasen-AC-Seite letztlich als Tiefsetzsteller wirkende Inverter für einen Betrieb mit konstanter Zwischenkreisspannung und damit mit minimaler Bauleistung ausgeführt werden. Weiters ist durch das gegenüber der Eingangsgleichspannung höhere Zwischenkreisspannungsniveau die Erzeugung einer relativ hohen Ausgangsspannung, welche auch unabhängig vom Batterieladezustand aufrecht erhalten werden kann, möglich, bzw. kann für Photovoltaikaniagen unabhängig von Einstrahlungsstärke und Temperatur ein Betrieb im Punkt maximaler Leistungslieferung erfolgen. In der Antriebstechnik bietet die hohe Zwischenkreisspannung den Vorteil der Beherrschung eines weiten Drehzahlbereiches einer gespeisten Wechselstrommaschine.

Durch den Inverter wird aus der Zwischenkreisspannung ein dreiphasiges

pulsbreitenmoduliertes Spannungssystem erzeugt und bei Realisierung eines

drehzahlvariablen Antriebes im einfachsten Fall direkt an die Motorklemmen gelegt.

Allerdings resultiert damit zufolge der steilen Spannungsflanken eine erhebliche

Isolationsbelastung der Statorwicklungen des Motors, weiters weist der Statorstrom typischerweise einen hohen schaltfrequenten Rippel auf, der zu hohen Rotorverlusten und damit aufgrund der durch den Luftspalt beschränkten Kühlung zu einer erheblichen thermischen Belastung des Rotors führen kann. Weiters sind durch den schaltfrequenten Gleichtaktanteil der Maschinenklemmenspannungen verursachte Lagerströme, weiche zu einer Zerstörung der Laufbahnen der Lager führen können, als nachteilig zu nennen. Die genannten Nachteile können durch ein dreiphasiges LC-Ausgangsfilter des Inverters, welches schaltfrequente Harmonische der pulsbreitenmodulierten

Inverterausgangsphasenspannungen unterdrückt und damit einen glatten, typischerweise sinusförmigen Inverterausgangsspannungsverlauf sicherstellt, vermieden werden.

Für USV-Systeme ist dieses LC-Ausgangsfilter in jedem Fall anzuordnen, da die angeschlossenen Wechselspannungsverbraucher i.A. mit einer, nur geringförmig von einem rein sinusförmigen Verlauf abweichenden Spannung gespeist werden müssen. Gleiches gilt für Photovoltaikanwendungen, wo das LC-Ausgangsfilter die erste Stufe eines EMV-Fiiters darstellt, welches die Ausbreitung schaltfrequenter elektromagnetischer Störungen (Ströme) in das Dreiphasennetz unterdrücken soll.

In diesem Kontext ist darauf hinzuweisen, dass die vorgehend beschriebene

Konverterstruktur auch bei Umkehrung der Energierichtung, also für Anwendungen, bei welchen ausgehend von einer Dreiphasennetzspannung eine in weiten Grenzen

schwankende Gleichspannung erzeugt werden muss, wie dies z.B. bei der Batterieladung von Elektrofahrzeugen der Fall ist, Einsatz finden kann. Der DC/DC-Hochsetzsteller arbeitet dann aufgrund der umgekehrten Energierichtung von der Zwischenkreisspannung aus gesehen als DC/DC-Tiefsetzsteller (es ist hiefür antiparallel zur Hochsetzstellerdiode ein

Leistungstransistor und antiparallel zum Hochsetzstellerleistungstransistor eine Diode vorzusehen) und regelt den Leistungs- bzw. Stromfluss aus dem Zwischenkreis in die Batterie. Der Dreiphasen-AC/DC-Konverter wirkt in diesem Fall als aktiver Gleichrichter und stellt einen sinusförmigen Verlauf der aus dem Netz aufgenommenen Ströme und einen konstanten Wert der Zwischenkreisspannung sicher.

Allerdings weist das Gesamtsystem mit der Induktivität des DC/DC- Hochsetzstellers, dem Zwischenkreiskondensator und der in jeder der drei Ausgangsphasen des Inverters angeordneten Filterinduktivität und Filterkapazität insgesamt einen hohen Aufwand an passiven Komponenten auf, womit ein relativ hohes Bauvolumen resultiert bzw. relativ hohe Realisierungskosten in Kauf zu nehmen sind. Weiters ist die zweistufige Energieumformung mit Blick auf hohe Energieeffizienz als nachteilig zu sehen.

In der Literatur wurden daher einstufige DC/AC-Konverter vorgeschlagen welche aus drei identischen bidirektionalen DC/DC-Phasenkonvertern gebildet werden, welche eine gemeinsame negative Spannungsschiene aufweisen und ausgehend von derselben DC Speisespannung drei sinusförmig variierende, phasenverschobene offsetbehaftete, d.h. gegenüber der negativen Spannungsschiene stets positiv verbleibende Spannungen

(Phasenkonverterausgangsspannungen) erzeugen. Die Unipolarität der

Phasenkonverterausgangsspannungen, wird durch Verschiebung eines symmetrischen Phasensinuslastspannungssystems (welches letztlich zwischen der zugeordneten

Phasenklemme und dem freien Sternpunkt der zu speisenden Dreiphasenlast auftreten soll) um einen positiven Offset in Höhe der Amplitude der Phasensinuslastspannungen gebildet. Am Ausgang eines Phasenkonverters treten damit Spannungswerte zwischen der zweifachen Amplitude der Phasensinuslastspannung und Null auf, es ist also in jeder Phase im

allgemeinen Fall sowohl der Betrieb mit einem über der Eingangsspannung als auch mit einem unterhalb der Eingangsspannung liegenden Ausgangsspannungspegel zu beherrschen. Als Phasenkonverter werden daher in entsprechenden Publikationen Cuk-Konverter mit oder ohne Potentialtrennung für die Realisierung der DC/DC Konverter vorgeschlagen.

Da die seitens der Last jeweils zwischen zwei positiven Ausgangsklemmen der Cuk- DC/DC-Phasenkonverter abgegriffenen Aussenleiterspannungen der Differenz der zwei zugeordneten Phasenkonverterausgangsspannungen entsprechen, findet die für alle Phasen gleiche Offsetverschiebung in den an den Klemmen des Dreiphasenverbrauchers

auftretenden Aussenleiterspannungen (Verbraucheraussenleiterspannungen) keinen Ausdruck, die Verbraucheraussenleiterspannungen weisen demgemäss einen sinusförmigen symmetrischen Verlauf auf.

Als Variante der oben beschriebenen Erzeugung unipolarer Ausgangsspannungen durch kontinuierliche Taktung aller drei Cuk-DC/DC-Phasenkonverter ist auch ein

Steuerverfahren bekannt, für welches ein Phasenkonverterausgang jeweils für ein Drittel der Ausgangsspannungsperiode auf der negativen Spannungsschiene geklemmt verbleibt, wobei jeweils die Phase mit dem negativsten Momentanwert der zugehörigen

Phasensinuslastspannung geklemmt wird und nur die beiden anderen Cuk-DC/DC- Phasenkonverter takten und Ausgangsspannungen derart erzeugen, dass gegenüber dem geklemmten Phasenausgang Ausschnitte der jeweiligen Aussenleiterspannungen erzeugt werden. Somit ist eine Reduktion der Schaltverluste des Systems möglich, weiters tritt am Ausgang eines Phasenkonverters maximal der Wert der Amplitude der Grundschwingung der zu bildenden Verbraucheraussenleiterspannung und nicht der zweifache Wert der Amplitude der Phasensinusspannung auf. Für beide Steuerverfahren zeigt die Verbraucheraussenleiterspannung aufgrund der am Ausgang der Cuk-DC/DC-Phasenkonverter angeordneten Glättungskondensatoren einen glatten Verlauf. Ein für konventionelle Inverter mit pulsbreitenmodulierter

Ausgangsspannung erforderliches LC-Ausgangsfilter (siehe oben) kann somit entfallen.

Allerdings ist desungeachtet ein hoher Realisierungsaufwand des Gesamtsystems gegeben, da anstelle einer Hochsetzstellerinduktivität des eingangs beschriebenen konventionellen zweistufigen Systems (siehe Fig.l) nun drei Eingangsinduktivitäten und anstelle der

Zwischenkreiskapazität drei Kapazitäten als Kernelemente der auf kapazitivem

Leistungstransfer beruhenden Cuk-DC/DC-Phasenkonverter einzusetzen sind. Weiters treten an den Leistungshalbleitern signifikant höhere, durch die Summe von Ein- und

Ausgangsspannung eines Phasenkonverters und nicht entweder durch die Eingangsspannung oder die Ausgangsspannung definierte Sperrspannungsbelastungen und damit letztlich auch hohe Schaltverluste auf. Der bekannte einstufige Cuk-basierte DC/AC Konverter ist daher nur für Verbraucher mit relativ tiefem Effektivwert der Aussenleiterspannung einsetzbar und mit relativ tiefer Schaltfrequenz realisierbar, was die Möglichkeit einer Erhöhung der

Schaltfrequenz zur Minimierung der Baugrösse der Filterelemente begrenzt.

Weiters wurde die Regelung der Phasenkonverter des einstufigen Systems bisher nur einschleifig ausgeführt, womit sich mit Blick auf die hohe Zahl an Energiespeichern bzw. die hohe Ordnung der Systeme eine klare Limitierung der Dynamik der Regelung der

Phasenkonverterausgangsspannungen bzw. der Verbraucheraussenleiterspannungen ergibt, welche besonders für hochdynamische Antriebe mit Anforderungen an eine rasche

Drehzahl- bzw. Spannungserhöhung oder Absenkung nachteilig ist.

Aufgabe der Erfindung ist es daher, einen Konverter zur Übertragung von elektrischer Energie zwischen einem DC und einem AC-System zu schaffen, welcher mindestens einen der oben genannten Nachteile behebt und mindestens eine der folgenden Eigenschaften aufweist: dass er in jeder Phase mit überlappendem Ein- und Ausgangsspannungsbereich arbeiten kann und kontinuierliche (gefilterte) Ausgangsphasenwechselspannungen erzeugt, dass er eine minimale Anzahl induktiver Elemente aufweist, dass diese von geringer

Baugrösse sind, dass eine, bevorzugt durch die Ein- oder Ausgangsspannung der

Phasenkonverter definierte Sperrspannungsbelastung und/oder Schaltverluste der

Leistungshalbleiter gering sind, dass er eine mehrschleifige Regelung der Phasenkonverter aufweist, sodass eine hohe Dynamik der Regelung der Phasenkonverterausgangsspannungen gegeben ist.

Diese Aufgabe löst ein Konverter zur Übertragung von elektrischer Energie zwischen einem DC und einem AC-System gemäss den Patentansprüchen.

Der Konverter zur Übertragung von elektrischer Energie zwischen einem Gleichspannungs- (DC-)system und einem Wechselspannungs-(AC-)system, weist gleichspannungsseitig eine positive DC-Eingangsspannungsschiene und eine negative DC-Eingangsspannungsschiene und wechselspannungsseitig mindestens zwei Ausgangsphasenanschlüsse auf. Dabei liegt für jeden der Ausgangsphasenanschlüsse ein Phasenkonverter vor, welcher an einer ersten Seite an die positive DC-Eingangsspannungsschiene und die negative DC- Eingangsspannungsschiene und an einer zweiten Seite an diesen Ausgangsphasenanschluss angeschlossen ist und als Hochsetz-Tiefsetzsteller ausgebildet ist. Der Konverter weist eine Regelung auf, welche dazu ausgebildet ist, im Betrieb des Konverters jeden der

Phasenkonverter, in Abhängigkeit eines Verhältnisses einer DC-Eingangsspannung zu Momentanwerten von an den Ausgangsphasenanschlüssen zu erzeugenden

Ausgangsphasenspannungen, zeitweise entweder als reinen Tiefsetzsteller oder als reinen Hochsetzsteller zu betreiben.

Es sind also die Phasenkonverter nicht als DC/DC-Cuk-Konverter sondern als mehrschleifig geregelte Tiefhochsetz-DC/DC-Konverter ausgeführt, wobei die Vorgabe der Sollwerte der Phasenkonverterausgangsspannungen derart erfolgt, dass einerseits ein minimaler

Maximalwert der Ausgangsspannungen erforderlich ist und andererseits eine minimale Schwankung der Ströme in den Induktivitäten der Phasenkonverter resultiert. Damit können bei gegebener Schaltfrequenz kleine Induktivitätswerte und bei gegebenen

Induktivitätswerten kleine Schaltfrequenzen gewählt werden bzw. geringe Schaltverluste auftreten.

In Ausführungsformen ist die Regelung dazu ausgebildet, im Betrieb des Konverters in jedem der Phasenkonverter eine Taktung von Schaltern des Phasenkonverters zeitweise auf einen ,

6

eingangsseitigen Tiefsetzstellerteil oder Brückenzweig oder auf einen ausgangsseitigen Hochsetzstellerteil oder Brückenzweig des Phasenkonverters zu beschränken.

In Ausführungsformen ist die Regelung dazu ausgebildet, im Betrieb des Konverters die Taktung aller Phasenkonverter derart vorzunehmen, dass für alle Phasenkonverter dieselbe Taktfrequenz vorliegt und eine Synchronisation der Taktung der Konverter einen in den Ausgangsphasenspannungen enthaltenen Gegentaktspannungsanteil minimiert.

In Ausführungsformen ist die Regelung dazu ausgebildet, im Betrieb des Konverters die Taktung aller Phasenkonverter derart vorzunehmen, dass für alle Phasenkonverter dieselbe Taktfrequenz vorliegt und eine Synchronisation der Taktung der Konverter einen in den Ausgangsphasenspannungen enthaltenen Gleichtaktspannungsanteil minimiert.

In Ausführungsformen ist die Regelung dazu ausgebildet, im Betrieb des Konverters einen Offset zur Bildung von Ausgangsphasenspannungssollwerten aus

Lastphasenspannungssollwerten vorzugeben, derart,

dass jeweils in einem Zeitabschnitt für denjenigen Phasenkonverter, dessen zugeordneter Lastphasenspannungssollwert den höchsten negativen Wert aufweist, ein

Ausgangsphasenspannungssollwert gleich Null resultiert, womit dieser Phasenkonverter nicht getaktet werden muss und sein Ausgangsphasenanschluss an eine

Referenzspannungsschiene geklemmt verbleiben kann, und

der Verlauf der Ausgangsphasenspannungssollwerte von nicht geklemmten

Phasenkonvertern durch gegenüber dem geklemmten Ausgangsphasenanschluss zu erzeugende und durch Subtraktion von jeweils zwei Lastphasenspannungssollwerten in diesem Zeitabschnitt gebildete Sollwerte von Lastaussenleiterspannungen definiert ist, sodass insgesamt wieder ein sinusförmiger Verlauf aller Lastaussenleiterspannungen vorliegt.

In Ausführungsformen sind die Phasenkonverter jeweils als kaskadierte Ab- Aufwärtswandler (Buck-Boost Converter) ausgebildet.

In Ausführungsformen sind die Phasenkonverter jeweils durch eine Schaltung realisiert, in welcher ein Brückenzweig zwischen der positiven DC-Eingangsspannungsschiene und einem zugehörigen Ausgangsphasenanschluss angeordnet ist, eine Phasenkonverterinduktivität zwischen einen Mittelpunkt des Brückenzweiges und die negative DC- Eingangsspannungsschiene geschaltet ist, eine Ausgangskapazität zwischen den

Ausgangsphasenanschluss und eine gemeinsame Referenzspannungsschiene geschaltet ist, welche mit der DC-Eingangsspannungsschiene verbunden ist.

In Ausführungsformen ist in den Phasenkonvertern jeweils eine Ausgangsdiode zwischen den Ausgangsphasenanschluss und die Referenzspannungsschiene geschaltet welche eine positive Ausgangsphasenspannung am Ausgangsphasenanschluss bezüglich der

Referenzspannungsschiene sicherstellt

Zusätzlich zur Ausgangsdiode kann auch noch ein Schalter parallelgeschaltet werden, bzw. die Ausgangsdiode durch einen Schalter mit antiparalleler Ausgangsdiode ersetzt werden. Somit kann die Phase mit der tiefsten Spannung jeweils über ein Drittel der Periode geklemmt werden (keine Schaltverluste für diese Phase) und somit die Konvertereffizienz gesteigert werden.

In Ausführungsformen ist die Regelung dazu ausgebildet, im Betrieb des Konverters bei relativ kleinen Amplituden der Ausgangsphasenspannungen einen konstanten Offset der Ausgangsphasenspannungen so gross zu wählen, dass einerseits eine, durch zu erzeugende Lastphasenspannungen bedingte Schwankung der Ausgangsphasenspannungen symmetrisch um ein Niveau der DC-Eingangsspannung zu liegen kommt, und andererseits eine zweifache maximale Amplitude von Lastphasenspannungen nicht überschritten wird, wobei dies durch Absenken des Offsets bei hohen Amplituden der Lastphasenspannungen erreicht wird.

Im Folgenden wird der Erfindungsgegenstand anhand von bevorzugten

Ausführungsbeispielen, welche in den beiliegenden Zeichnungen dargestellt sind, näher erläutert. Es zeigen jeweils schematisch:

Fig. 1: Bidirektionales dreiphasiges Hoch-Tiefsetzsteller DC/AC-Konvertersystem gemäss dem Stand der Technik mit eingangsseitigem DC/DC-Hochsetzsteller, Zwischenkreiskondensator, ausgangsseitigem Spannungszwischenkreis-Dreiphaseninverter und nachgeschaltetem LC- Ausgangsfilter zur Erzeugung einer geglätteten Dreiphasen-Ausgangswechselspannung. Fig. 2: Konvertersystem mit Anordnung je eines DC/DC-Tiefhochsetzsteilers je Ausgangsphase, wobei jeder Phasenkonverter einen eingangsseitigen und einen

ausgangsseitigen Brückenzweig und eine zwischen den Brückenzweigen angeordnete, für Tief- und Hochsetzstellerbetrieb verwendete Phasenkonverterinduktivität aufweist.

Fig. 3: Zeitverlauf der bei Speisung einer Drehstrommaschine zu erzeugenden

Phasenkonverterausgangsspannungen für (Fig. 3.1) zeitlich konstante Offsetverschiebung uoff des eigentlich zu erzeugenden Lastphasenspannungssystems in Höhe der Amplitude der Lastphasenspannung; (Fig. 3.2) bei konstanter Offsetverschiebung und zusätzlicher

Überlagerung eines Wechselanteil des Offsetsignals mit dreifacher Ausgangsfrequenz und einer Phasenlage derart, dass der Maximalwert der Phasenkonverterausgangsspannungen minimiert wird; (Fig. 3.3) bei Offsetverschiebung des zu erzeugenden

Lastphasenspannungssystems derart, dass für einen Phasenkonverterausgang über ein Drittel der Ausgangsperiode ein Sollwert gleich Null vorliegt, und dieser Konverter daher im Klemmzustand verbleiben kann.

Fig.4: Ausführung der Phasenkonvertern mit quasi minimaler Komplexität, wobei die

Ausgangsklemmen der Phasenkonverter negatives Potential zeigen, und weiters um einen einfachen Hochlauf des Systems zu ermöglichen ausgehend von den Ausgangsklemmen der Phasenkonverter Dioden gegen die Referenzspannungsschiene gelegt werden. Jeweils eine Diode parallel zu einem Ausgangskondensator kann einen parallelen Schalter aufweisen , dies ermöglicht analog zur Schaltung in Fig.2 das Klemmen der Phase mit tiefster Spannung über ein Drittel der Periodendauer und somit Reduktion der Schalt-/Konverterverluste

Fig.5: Zeitverlauf der Sollwerte uout* der Phasenkonverterausgangsspannungen uout (wobei mit uout in zusammenfassender Weise die einzelnen Spannungen uan, ubn, ucn bezeichnet sind für die Konverterschaltungen nach Fig.2, welche bei gegenüber der DC- Eingangsspannung Uin kleiner Amplitude UMpk der Sollwerte der Lastphasenspannungen uM* Einsatz finden kann, um eine Minimierung der schaltfrequenten Schwankung des Stromes in der Phasenkonverterinduktivität zu erreichen (siehe Fig. 5.1). In Fig. 5.2 ist der Zeitverlauf zugehörig der Konverterschaltung nach Fig. 4 dargestellt, welcher alternativ zu Fig. 5.1 auch für die Konverterschaltung nach Fig.2 Einsatz finden kann. 2uMpk,max bezeichnet den bei maximaler Lastphasenspannungsamplitude auftretenden Maximalwert der Phasenkonverterausgangsspannungen uout; die zugehörigen Zeitverläufe von uout sind jeweils strichliert dargestellt.

Fig. 6: Vorrichtung zur Regelung der Ausgangsspannungen der Phasenkonverter um einen vorgegebenen Verlauf uM* der Lastphasenspannungen uM einzustellen, wie dies für USV Systeme oder bei der Speisung drehzahlvariabler Drehstrommaschinen benötigt wird. Die Regelung weist für jede Phase gleiche Struktur und ist aus Gründen der Übersichtlichkeit nur für eine Phase dargestellt.

Fig. 7: Vorrichtung zur Regelung der im Zusammenwirken aller Phasenkonverter gebildeten DC-Ausgangsspannung bei Einsatz des Konvertersystems als

Dreiphasenpulsgleichrichterschaltung, wobei durch eine unterlagerte Regelung ein sinusförmiger Verlauf der Netzphasenströme, jeweils in Phase mit der zugehörigen

Netzphasenspannung sichergestellt wird. Die Regelung weist für jede Phase gleiche Struktur und ist aus Gründen der Übersichtlichkeit nur für eine Phase dargestellt.

Fig. 8: Modifikation eines Teiles der Regelvorrichtungen nach Fig. 6 und Fig. 7.

Fig.9: Alternative Ausführung eines Teiles der Regelschaltung nach Fig. 6 bis Fig. 8.

Jeder Phasenkonverter des Systems (siehe Fig. 2) weist einen zwischen der positiven DC- Eingangsspannungsschiene 1 und der negativen DC-Eingangsspannungsschiene 2 liegenden eingangsseitigen Brückenzweig 3a, 3b, 3c auf, welcher durch Serienschaltung eines oberen, typischerweise kollektor- oder drainseitig mit der positiven DC-Eingangsspannungsschiene verbundenen und eines unteren, typischerweise emitter- oder sourceseitig mit der negativen DC-Eingangsspannungsschiene verbundenen Schalter, allgemein einem

Leistungstransistor realisiert wird, wobei zu beiden Transistoren eine Freilaufdiode antiparallel geschaltet ist und der beiden Transistoren gemeinsame Schaltungspunkt (Verbindung des Emitter- oder Sourceanschlusses des oberen und des Kollektor- oder Drainanschlusses des unteren Transistors) den Brückenzweigausgang 4a, 4b, 4c bildet, von welchem eine Phasenkonverterinduktivität La, LD, LC abzweigt, welche mit ihrem zweiten Ende an den Eingang 5a, 5b, 5c eines weiteren ausgangsseitigen Brückenzweiges 6a, 6b, 6c gelegt ist, wobei der Sourceanschluss des unteren Schalters respektive Transistors dieses Brückenzweiges mit einer Referenzspannungsschiene n und der Drainanschluss des oberen Transistors dieses Brückenzweiges mit der zugeordneten Ausgangsphasenklemme a, b, c verbunden ist, wobei zur Sicherstellung eines glatten Verlaufes der

Ausgangsphasenspannung zwischen der Ausgangsphasenklemme und der

Referenzspannungsschiene eine Glättungskapazität Ca, Cb, Cc gelegt ist. Die für alle

Phasenkonverter gemeinsame Referenzspannungsschiene n ist schliesslich mit der negativen Schiene 2 der DC-Eingangsspannung verbunden, womit jeder Phasenkonverter die Struktur eines Tiefhochsetzsteller-DC/DC-Konverters und das gesamte dreiphasige DC/AC- Konvertersystem vorteilhaft nur drei Induktivitäten La, Lb, Lc aufweist.

Eine Dreiphasenlast wird mit ihren Phasenklemmen an die Ausgangsphasenklemmen a, b, c der drei Phasenkonverter geschaltet und weist einen freien Sternpunkt auf, sodass nur die verketteten Phasenkonverterausgangsspannungen (Lastaussenleiterspannungen), definiert als Differenz von jeweils zwei Phasenkonverterausgangsspannungen bzw. die von einer Lastphasenklemme gegen einen Laststernpunkt gemessenen Lastphasenspannung die Bildung der Lastphasenströme bestimmt.

Die Phasenkonverterausgangsspannungen werden derart erzeugt, dass die Sollwerte der typischerweise mit Ausgangsfrequenz sinusförmig verlaufenden und ein symmetrisches Dreiphasensystem bildenden Lastphasenspannungen u_an, u_bn, u_cn mittels eines im einfachsten Fall zeitlich konstanten Offsets u_off derart zu positiven Werten verschoben werden (siehe Fig.3.1), dass jede Phasenausgangsspannung einen unipolaren Verlauf, d.h. nur positive Werte bzw. minimal den Wert Null zeigt. Wie oben erwähnt, wird dieser Offset in den Lastaussenleiterspannungen nicht wirksam und bleibt damit ohne Einfluss auf die Strombildung der Last. In Ausführungsformen kann zu diesem konstanten Offset ein weiterer Offset- mit dreifacher Ausgangsfrequenz und einer Amplitude und Phase derart addiert werden, dass die Unipolarität der Ausgangsphasenspannungen mit einem Minimalwert des konstanten Offsets sichergestellt ist, womit die Spannungsbelastung der Transistoren der ausgangsseitigen Brückenzweige 6a, 6b, 6c der Phasenkonverter bei definierter zu erzeugender Lastphasenspannungsamplitude minimiert werden kann(siehe Fig.3.2). Bezüglich der Taktung der ein- und ausgangsseitigen Brückenzweige 6a, 6b, 6c der Phasenkonverter ist anzumerken, dass in Bereichen, in welchen eine über der DC- Eingangsspannung liegende Phasenkonverterausgangsspannung erzeugt werden muss, der obere Schalter respektive Leistungstransistor des eingangsseitigen Brückenzweiges 3a, 3b, 3c eines Phasenkonverters durchgeschaltet verble<iben kann, und nur der ausgangsseitige Brückenzweig 6a, 6b, 6c getaktet wird. Die Spannungsübersetzung des Konverters entspricht dann für Leistungsfluss von der DC-Eingangsspannung zur

Phasenkonverterausgangsspannung jener eines Hochsetzstellers, wobei die

Phasenkonverterinduktivität La, Lb, Lc als Hochsetzstellerinduktivität, der untere

Leistungstransistor des ausgangsseitigen Brückenzweiges 6a, 6b, 6c als

Hochsetzstellertransistor und die antiparallele Diode des oberen Leistungstransistors als Hochsetzstellerfreilaufdiode wirkt, wobei in Ausführungsformen stets auch der obere Leistungstransistor durchgeschaltet wird, d.h. die Leistungstransistoren des ausgangsseitigen Brückenzweiges 6a, 6b, 6c im Gegentakt betrieben werden. Da zu allen Leistungstransistoren antiparallele Dioden angeordnet sind, kann dann auch ein Leistungsfluss von der

Phasenkonverterausgangsspannung in die DC-Eingangsspannung erfolgen, wobei die Funktion des Phasenkonverters in diesem Fall der eines zwischen

Phasenkonverterausgangsspannung und DC-Eingangsspannung liegenden Tiefsetzstellers entspricht.

In Bereichen, in welchen eine unterhalb der DC-Eingangsspannung liegende

Phasenkonverterausgangsspannung erzeugt werden muss, verbleibt in Ausführungsformen der obere Leistungstransistor des ausgangsseitigen Brückenzweiges 6a, 6b, 6c des

Phasenkonverters durchgeschaltet, und die Taktung wird auf den eingangsseitigen

Brückenzweig 3a, 3b, 3c beschränkt. Die Spannungsübersetzung des Konverters entspricht dann für Leistungsfluss von der DC-Eingangsspannung zur

Phasenkonverterausgangsspannung jener eines Tiefsetzstellers, wobei die

Phasenkonverterinduktivität als Tiefsetzstellerinduktivität, der obere Leistungstransistor des eingangsseitigen Brückenzweiges 3a, 3b, 3c als Tiefsetzstellertransistor und die zum unteren Leistungstransistor antiparallel liegende Diode als Tiefsetzstellerfreilaufdiode wirkt, wobei in Ausführungsformen stets auch der untere Leistungstransistor durchgeschaltet, d.h. die Leistungstransistoren des eingangsseitigen Brückenzweiges 3a, 3b, 3c im Gegentakt betrieben werden. Da zu allen Leistungstransistoren antiparallele Dioden angeordnet sind, kann dann auch ein Leistungsfluss von der Phasenkonverterausgangsspannung in die DC- Eingangsspannung erfolgen, wobei die Funktion des Phasenkonverters in diesem Fall der eines zwischen Phasenkonverterausgangsspannung und DC-Eingangsspannung liegenden Hochsetzstellers entspricht.

Hinsichtlich der Taktung aller Phasenkonverter sei darauf hingewiesen, dass in Ausführungsformen für alle Phasenkonverter dieselbe Taktfrequenz gewählt wird und eine Synchronisation der Taktung der Konverter derart erfolgt, dass der in den

Phasenkonverterausgangsspannungen enthaltene Gegentaktspannungsanteil, welcher zu schaltfrequenten Ströme und damit ggf. zu Hochfrequenzverlusten in der angeschlossenen Dreiphasenlast führt, minimiert wird, d.h. schaltfrequente Änderungen der

Phasenkonverterausgangsspannungen vor allem als Gleichtaktkomponenten gebildet werden, welche für alle Phasenausgänge eine gleichartige Spannungsverschiebung gegenüber der Referenzspannungsschiene bewirken.

Für Verbraucher, welche insbesondere gegenüber hochfrequenten

Gleichtaktverschiebungen sensitiv sind, kann andererseits eine Synchronisierung der wieder mit gleicher Taktfrequenz arbeitenden Phasenkonverter derart vorgenommen werden, dass die schaltfrequenten Gleichtaktspannungen minimiert werden, wobei dann allerdings eine höhere Gegentaktkomponente der Phasenkonverterausgangspannungen in Kauf zu nehmen ist.

Ein zu Fig.3.1 und Fig.3.2 alternativer Verlauf des Offsets ist derart definiert, dass für den Phasenkonverter, dessen zugeordnete Lastphasenspannung den höchsten negativen Wert aufweist, ein Ausgangsphasenspannungssollwert gleich Null resultiert (siehe Fig.3.3), womit dieser Phasenkonverter nicht getaktet werden muss, bzw. die zugehörige

Ausgangsphasenklemme an die Referenzspannungsschiene geklemmt verbleiben kann, was für die oben beschriebene Phasenkonvertertopologie (siehe Fig.2) einfach durch

gleichzeitiges Durchschalten des oberen und des unteren Leistungstransistors des ausgangsseitigen Brückenzweiges 6a, 6b, 6c erreicht werden kann. Vorteilhaft ist dann auch der untere Leistungstransistor des eingangsseitigen Brückenzweiges 3a, 3b, 3c

durchzuschalten. Der Verlauf der Ausgangsspannungssollwerte der beiden anderen

Phasenkonverter wird dann direkt durch die gegenüber der geklemmten Phase zu erzeugenden und durch Subtraktion von jeweils zwei Lastphasenspannungssollwerten zu bildenden Ausschnitte der Sollwerte der Lastaussenleiterspannungen definiert, sodass insgesamt wieder ein sinusförmiger Verlauf aller drei Lastaussenleiterspannungen erreicht wird. Da die Klemmung zyklisch zwischen den Phasen weitergereicht wird, bleibt jede Phase bei Erzeugung eines sinusförmigen symmetrischen Lastphasenspannungssystems für ein Drittel der Lastphasenspannungsperiode geklemmt und somit ohne Schaltverluste, womit eine Erhöhung der Effizienz der Energieübertragung erreicht wird.

Hinsichtlich der Realisierung der Phasenkonverter ist anzumerken, dass neben der vorstehend beschriebenen Ausführung eine Reihe vorteilhafter Modifikationen bestehen:

So kann in Ausführungsformen der ein- und/oder ausgangsseitige Brückenzweig vorteilhaft in Multilevelstruktur, also z.B. als Flying Capacitor Multilevelbrückenzweig ausgeführt werden, womit für die Einstellung der Spannungsübersetzung zwischen DC- Eingangsspannung und Phasenkonverterausgangsspannung eine höhere Zahl von

Spannungsniveaus zur Verfügung steht, womit ein geringerer schaltfrequenter Rippel der Ströme in den Phaseninduktivitäten auftritt.

Weiters können in Ausführungsformen die Phasenkonverter durch mehrere parallele, phasenversetzt getaktete Systeme realisiert werden, womit der in die Ausgangskapazität gespeiste und der aus der DC-Eingangsspannung bezogene Strom verglichen mit einem Einzelsystem vorteilhaft eine höhere effektive Frequenz und eine kleinere Schwankung aufweist.

Ein Konvertersystem in Ausführungsformen mit Phasenkonvertern von relativ geringer Komplexität ist in Fig.4 gezeigt, wobei in jeder Phase zur Realisierung des bidirektionalen DC/DC-Tiefhochsetzstellers nur ein Brückenzweig zwischen der positiven Klemme der DC- Eingangsspannung und der zugehörigen Ausgangs- bzw. Lastphasenklemme angeordnet ist und die zugehörige Phasenkonverterinduktivität vom Mittelpunkt des Brückenzweiges gegen die Referenzspannungsschiene geschaltet ist. Funktionsbedingt weist dann die

Referenzspannungsschiene positives Potential auf bzw. zeigen die Ausgangsklemmen der Phasenkonverter negatives Potential, was bei der Vorgabe der Sollwerte der

Ausgangsphasenspannungen zu berücksichtigen ist (es wird also die Spannungszählung ausgehend von der Referenzspannungsschiene gegen die Phasenklemmen vorgenommen). Um einen einfachen Hochlauf des Systems zu ermöglichen können in Ausführungsformen weiters ausgehend von den Ausgangsklemmen der Phasenkonverter Dioden gegen die Referenzspannungsschiene gelegt werden. Entsprechend einer Klemmschaltung wird dann bei Vorliegen einer aktiven Dreiphasenlast oder bei Anschluss eines Dreiphasennetzes anstelle einer Dreiphasenlast eine Polaritätsumkehr der

Phasenkonverterausgangsspannungen unterbunden und in einem breiten Intervall der Ausgangsperiode ohne Taktung der Leistungstransistoren eine positive Ausgangsspannung sichergestellt, welche für den Hochlauf des Systems genutzt werden kann. Zusätzlich zur jeder Ausgangsdiode kann auch noch jeweils ein Schalter parallelgeschaltet werden, bzw. die Ausgangsdiode durch einen Schalter mit antiparalleler Ausgangsdiode ersetzt werden. Somit kann wie für die Schaltung nach Fig. 2 die Phase mit der tiefsten Spannung jeweils über ein Drittel der Periode geklemmt werden (keine Schaltverluste für diese Phase) und somit die Konvertereffizienz gesteigert werden.

Anzumerken ist, dass für Phasenkonverter mit einem ein- und ausgangsseitigen Brückenzweig (siehe Fig.2) die Freilaufdioden des ausgangsseitigen Brückenzweiges während des Hochlaufs als Klemmdioden wirken und daher keine expliziten weiteren Dioden vorzusehen sind.

Für Einsatz des Systems nach Fig.2 oder Fig.4 für die Speisung einer an den Ausgangsphasenklemmen liegenden Drehstrommaschine (Last) sind abhängig von der Drehzahl der Maschine verschiedene Amplituden der Lastphasenspannung bzw. verschiedene Amplituden der zugeordneten Phasenkonverterausgangsspannungen zu erzeugen, wobei typischerweise bei höchster Drehzahl die höchsten Amplitudenwerte auftreten, für welche die

Leistungshalbleiter des ausgangsseitigen Brückenzweiges auszulegen sind.

Vorteilhaft kann nun für die Schaltung nach Fig.2 bei tiefen Drehzahlen, bzw. relativ kleinen Amplituden der Phasenkonverterausgangsspannungen der konstante Offset so gross gewählt werden, dass einerseits die, durch die zu erzeugenden Lastphasenspannungen bedingte Schwankung der Phasenkonverterausgangsspannungen symmetrisch um das Niveau der DC-Eingangsspannung zu liegen kommt, und andererseits die der maximalen Drehzahl zugeordnete zweifache maximale Amplitude der Lastphasenspannung nicht überschritten wird, wobei dies durch entsprechendes Absenken des Offsets bei hohen Amplituden der Lastphasenspannungen erreicht wird. Wie in Fig.5.1 gezeigt, weisen die Sollwerte der Phasenkonverterausgangspannungen dann typischerweise Minimalwerte deutlich grösser als Null auf und die Ströme in den Phasenkonverterinduktivitäten zeigen einen relativ geringen Rippel, da dann der ein- und der ausgangsseitige Brückenzweig abwechselnd mit Tastverhältnissen nahe Eins arbeiten (d.h. die jeweils oberen

Leistungstransistoren nahezu beständig durchgeschaltet sind) was bekanntermassen in einer geringen schaltfrequenten Schwankung des Stromes in der Phasenkonverterinduktivität resultiert, was wiederum in niedrigen Hochfrequenzverlusten Ausdruck findet. Auch unter Berücksichtigung der dann aufgrund der höheren geschalteten

Phasenkonverterausgangsspannung höheren Schaltverluste des ausgangsseitigen

Brückenzweiges ist somit eine Verbesserung der Effizienz der Energieübertragung erreichbar.

Für die Schaltung nach Fig.4 sind die Phasenkonverterausgangsphasenspannungen im Gegensatz zu Fig.5.1 stets möglichst tief, d.h. der konstante Offset unabhängig von der Amplitude der Lastphasenspannung bzw. Maschinendrehzahl möglichst klein zu halten, also nur so gross zu wählen, dass als minimaler Spannungswert Null auftritt (siehe Fig.5.2). Dies deshalb, da dann die oberen Leistungstransistoren der eingangsseitigen Brückenzweige der Phasenkonverter geringe relative Einschaltdauern aufweisen, was wieder in einer geringen Schwankung der Ströme in den Phasenkonverterinduktivitäten resultiert.

Eine kaskadierte Regelung des dreiphasigen Konvertersystems nach Fig.2 ist in Fig.6 gezeigt. Die Regelschaltung ist für jede Phase gleichartig und im der Sinne der Übersichtlichkeit nur für eine Phase gezeigt. Spannungen werden, wie eingetragen gegenüber der

Referenzspannungsschiene n bzw. der negativen Schiene DC- der DC-Eingangsspannung Uin gemessen.

Der Sollwert einer Phasenkonverterausgangsspannung uout* wird durch Addition des typischerweise sinusförmig verlaufenden Sollwertes uM* der zugehörigen

Lastphasenspannung uM einer gespeisten Dreiphasenlast (z.B. einer elektrischen Maschine M) und des für alle Phasen gleichen Sollwert uoff* des Offsets uoff gebildet, welcher typischerweise durch Addition eines über die Ausgangsperiode konstanten Anteils uoffDC* und eines mit dreifacher Ausgangsfrequenz schwankenden Anteils uoffAC* erzeugt wird. Vorteilhaft wird der Zeitverlauf von uoff* derart gewählt, dass uout* für ein vorgegebenes zu erzeugendes Lastphasenspannungssystems uM* auf möglichst tiefe Werte beschränkt . _r

16

bleibt, wodurch auch die Sperrspannungsbeanspruchung und die Schaltverluste der ausgangsseitigen Brückenzweige BB der Phasenkonverter minimiert werden. Dies schliesst eine Vorgabe von uoff* derart ein, dass jeweils ein Phasenkonverter über ein Drittel der Ausgangsperiode im geklemmten Zustand vorbleibt, d.h. uout* entsprechend breite Intervalle mit uout*=0 aufweist.

Der Phasenkonverterausgangsspannungssollwert uout* wird mit dem gemessenen Istwert der Phasenkonverterausgangsspannung verglichen und die Regelabweichung Deltauout einem Phasenkonverterausgangsspannungsregler Ruout zugeführt, an dessen Ausgangs der zur Korrektur von Deltauout erforderliche

Ausgangskondensatorsstromsollwert iCout* gebildet wird, welcher durch eine Vorsteuerung des gemessenen zugehörigen Lastphasenstromes iLoad den Ausgangsstrom i des ausgangsseitigen Brückenzweiges BB des Phasenkonverters bestimmt, der durch Division durch die relative Einschaltdauer dB des oberen Transistors T3 dieses Brückenzweiges in einen Sollwert iL* des Stromes iL in der Phasenkonverterinduktivität L umgerechnet werden kann. Durch Vergleich von iL* mit dem gemessenen Istwert iL wird anschliessend die Regelabweichung DeltaiL des Stromes in L gebildet und einem

Phaseninduktivitätsstromregler RiL zugeführt, welcher an seinem Ausgang die zur Korrektur der Regelabweichung DeltaiL erforderliche Sollwert uL* der an L zu legenden Spannung bildet.

Ausgehend von der Annahme eines Betriebes mit kontinuierlich durchgeschaltetem oberen Transistor T3 des ausgangsseitigen Brückenzweiges BB, welcher durch das Auftreten von uout an der Eingangsklemme B von BB und damit auch am ausgangsseitigen Ende von L gekennzeichnet ist, ist dann der Sollwert uA* der an das eingangsseitige Ende A von L zu legenden bzw. am Ausgangs A des eingangsseitigen Brückenzweiges BA zu erzeugenden Spannung uA durch Addition von uL* und uout zu erhalten. Das Tastverhältnis dA, d.h. die relative Einschaltdauer des oberen Transistors Tl von BA wird dann einfach im Sinne einer Tiefsetzstellerfunktion von BB durch Division von uA* und des Istwertes der DC- Eingangsspannung Vin erhalten.

Da dA auf werte zwischen Null und Eins beschränkt ist, ist uA* entsprechend nach oben durch Uin und nach unten durch den Wert Null zu begrenzen. Vorteilhaft kann zufolge dieser Begrenzung auch die relative Einschaltdauer des Brückenzweiges BB einfach generiert werden, indem von uA* die gemessene DC-Eingangsspannung Uin subtrahiert wird. Die so erhaltene Differenz Delta uA* wird nach unten durch den Wert Null und nach oben durch uout begrenzt, was den physikalisch einstellbaren Grenzen von uA entspricht. Tritt nun ein positiver Wert DeltauA* auf, bedeutet dies letztlich, dass BB den über L für korrekte

Stromregelung zu erzeugenden Spannungswert uL* auch bei Maximalaussteuerung von BA mit dA=l bzw. uA=Uin nicht erzeugen kann. Entsprechend darf dann der Eingang B von BB nicht weiter das Tastverhältnis dB=l aufweisen bzw. darf T3 nicht mehr wie oben angenommen dauerhaft im durchgeschalteten Zustand verbleiben. Der Eingang B ist also spannungsmässig um DeltauA* abzusenken, bzw. letztlich ein Sollwert uB* der an B zu erzeugenden Spannung gemäss einer Subtraktion des begrenzten Wertes von uA* von uout zu bilden, wobei das Tastverhältnis dB von BB dann mit Blick auf die Tiefsetzstellerfunktion von BB von uout nach uB durch Division von uB* durch uout zu erhalten.

Für über uout* liegende Werte der DC-Eingangsspannung Uin wird dann das

Konvertersystem vorwiegend im Tiefsetzstellerbetrieb, d.h. mit Taktung von BA arbeiten, BB wird mit dB=l bzw. T3 kontinuierlich eingeschaltet verbleiben. Einzig bei raschen transienten Änderungen von uout* oder iLoad wird vorübergehend eine Taktung von BB auftreten.

Allerdings beherrscht die Regelschaltung nach Fig.6 auch den Betrieb für Spannungen Uin < uout, da die Aktivierung der Brückenzweige BA und BB ja direkt vom Sollwert uL* und den Istwerten uout und Uin abgeleitet wird. Vorteilhaft ist die Regelschaltung daher unabhängig vom jeweiligen Verhältnis von Uin und uout* und auch für beide

Leistungsflussrichtungen, d.h. für Speisung eines Motors M aus Uin oder Rückspeisung von Bremsenergie des Motors M in Uin einsetzbar.

Die Ansteuersignale der im Gegentakt betriebenen Brückenzweige BA und BB werden ausgehend von dA und dB durch entsprechende Pulsbreitenmodulation erhalten.

Wie eingangs erwähnt, kann die Konverterschaltung einerseits zur Speisung einer elektrischen Maschine M, andererseits aber auch als Dreiphasengleichrichtersystem mit vorteilhaft sinusförmigen Netzströmen iN und einer auf einen konstanten Wert geregelten DC-Ausgangsspannung Uout eingesetzt werden.

Wie in Fig.7 gezeigt, sind dann unter weitestgehender Verwendung der in

Verbindung mit Fig.6 eingeführten Bezeichnungen die positiven Ausgänge der

Phasenkonverter zu verbinden und an die positive Klemme DC+ eines für alle Phasen gemeinsamen Ausgangskondensators Cout zu legen, dessen negative Schiene DC- mit der Referenzspannungsschiene n, gegen die die eingangsseitigen Brückenzweige BA geschaltet sind, verbunden ist. Weiters werden die für Fig. 6 sämtlich an der positiven Klemme der DC- Eingangsspannung liegenden Eingänge der Brückenzweige BA der Phasenkonverter nun getrennt ausgeführt und über Phasenvorschaltinduktivitäten LN an die Klemmen aN,bN,cN des Dreiphasennetzes N geführt. Weiters wird in jedem Phasenkonverter ein

Filterkondensator Cin parallel zum jeweiligen eingangsseitigen Brückenzweig BA von der jeweiligen Eingangsklemme a, b, c gegen die für alle Phasenkonverter gemeinsame

Referenzspannungsschiene n geschaltet.

Für die Regelung von Vout wird die Differenz des DC-Ausgangsspannungssollwertes Uout* und des gemessenen Wertes uout gebildet und die Regelabweichung Deltauout einem für alle Phasenkonverter gemeinsamen Ausgangsspannungsregler Ruout zugeführt, der an seinem Ausgangs den für eine entsprechende Ladungsänderung von Cout

erforderlichen Stromsollwert iCout* bildet, zu welchem vorteilhaft der Messwert iLoad des an einen DC-Verbraucher RLoad fliessenden Stromes addiert wird um den Sollwert iout* des von der Parallelschaltung der Phasenkonverter gesamt zu bildenden Ausgangsstromes iout (Summe der Ausgangsströme i der ausgangsseitigen Brückenzweige BB) zu erhalten. Durch Multiplikation mit Uout* wird dann ein Sollwert pout* der Konverterausgangsleistung erhalten und unter Annahme eines symmetrischen und sinusförmigen Verlaufes der Netzphasenspannungen uN durch Division durch das dreifache Quadrat der Amplitude UNpk einer Netzphasenspannung und Division durch 2, 3/2 UNpk ^A 2, in den Sollwert eines

Ersatzleitwertes G* der Phasenzweige einer Widerstandsersatzsternschaltung, welche durch das Konvertersystem für das Netz repräsentiert werden soll um ein ohmsches Netzverhalten sicherzustellen, umgerechnet. Durch Multiplikation von G* mit dem Messwert der zugeordneten Netzphasenspannung uN ist dann einfach der Sollwert iN* des vom jeweiligen Phasenkonverter zu beziehenden Netzphasenstromes iN zu erhalten, von welchem der Messwert iN des Netzphasenstromes subtrahiert wird um eine Regelabweichung DeltaiN zu erhalten, welche einem Netzstromregler RiN zugeführt wird, der an seinem Ausgang den Sollwert uLN* der über der zugehörigen Phasenvorschaltinduktivität LN zu erzeugenden Spannung uLN erzeugt, welcher von uN zu subtrahieren ist um den Sollwert uinY* der am Eingang des Phasenkonverters gegenüber dem Netzsternpunkt Y zu erzeugende

Phasenspannung uinY zu erhalten, zu welchem ein Sollwert eines für alle Phasen gleichen Offsets, uoff, addiert wird um den Sollwert uin* der auf die Referenzspannungsschiene n bezogenen Phasenkonvertereingangsspannung uin zu erhalten. Der Off setsoll wert uoff* wird dabei typischerweise durch Addition eines über die Netzperiode konstanten Anteils uoffDC* und eines mit dreifacher Netzfrequenz schwankenden Anteils uoffAC* erzeugt und so gestaltet, dass uin* für ein vorgegebenes Netzphasenspannungssystems uN auf möglichst tiefe Werte beschränkt bleibt, wodurch auch die Sperrspannungsbeanspruchung und die Schaltverluste der eingangsseitigen Brückenzweige der Phasenkonverter minimiert werden. Dies schliesst eine Vorgabe von uoff* derart ein, dass jeweils ein Phasenkonverter über ein Drittel der Ausgangsperiode im geklemmten Zustand verbleibt, wobei dann das zugeordnete uin* entsprechend breite Intervalle mit uout*=0 aufweist.

Der Phasenkonvertereingangsspannungssollwert uin* wird dann mit dem

gemessenen Istwert der Phasenkonvertereingangsspannung uin verglichen und die

Regelabweichung Deltauin einem Phasenkonvertereingangsspannungsregler Ruin zugeführt, an dessen Ausgangs der zur Korrektur von Deltauin erforderliche

Eingangskondensatorsstromsollwert iCin* gebildet wird, welcher vom Sollwertes iN* des zugehörigen Netzphasenstromes subtrahiert wird, um den Sollwert iin* der Eingangsstromes iin des eingangsseitigen Brückenzweiges BA des Phasenkonverters zu erhalten. Durch Division von iin* durch die relative Einschaltdauer dA des oberen Transistors von BA kann dann der Sollwert iL* des Stromes iL in der Phasenkonverterinduktivität L erhalten werden. Der Vergleich (Subtraktion) von iL* mit dem zugehörigen Messwert iL führt dann auf die Regelabweichung DeltaiL des Stromes in L welche einem Phaseninduktivitätsstromregler RiL zugeführt wird, der an seinem Ausgang den Sollwert uL* der zur Korrektur der

Regelabweichung DeltaiL über L zu legenden Spannung uL bildet. Die übrige Regelschaltung zwischen iL* und den relativen Einschaltdauern dA und dB der Brückenzweige BA und BB ist gleich wie für die Schaltung nach Fig.6 weshalb hier auf eine Beschreibung verzichtet werden kann.

Die Regelschaltung nach Fig.6 und Fig.7 geht von einem Tiefsetzstellerbetrieb des eingangsseitigen Brückenzweiges BA und einem durchgeschalteten Zustand des Transistors T3 des ausgangsseitigen Brückenzweiges BB als Regulärbetrieb aus, wobei jedoch auch der Fall einer über der Eingangsspannung liegenden Ausgangsspannung eines Phasenkonverters, d.h. der Hochsetzstellerbetrieb beherrscht wird. Alternativ kann auch der Hochsetzstellerbetrieb des Konverters, d.h. ein bleibender Durchschaltzustand von Tl und Taktung des Brückenzweiges BB als Regulärbetrieb angesehen werden, womit die in Fig. 8 gezeigte alternative Ausführung eines Teiles der Regelschaltungen nach Fig.6 und Fig.7 resultiert. Die übrigen Teile der Regelschaltungen bleiben unverändert. Die nachfolgende Beschreibung wird daher auf den zu ersetzenden Teil der bereits beschriebenen Vorrichtungen beschränkt.

Für die Ermittlung der relativen Einschaltzeiten der Brückenzweige BA und BB wird der Sollwert uL* invertiert und dann diese physikalisch von der Ausgangsseite zur

Eingangsseite gerichtete Spannung -uL* zur Eingangsspannung uin des Phasenkonverters addiert und so der am Eingang B von BB einzustellende Spannungssollwert uB* ermittelt. Nach Begrenzung auf uout nach oben und Null nach unten - es können ja nur zwischen Null und Eins liegende Tastverhältnisse dB eingestellt werden - wird dann das Tastverhältnis, d.h. die relative Einschaltdauer des oberen Transistors T3 von BB erhalten.

Um die geforderte Spannung uL* auch dann einstellen zu können, wenn uB* den Wert uout übersteigt, wird weiters die Differenz Delta uB* von uB* und uout ermittelt und nach Begrenzung mit uin nach oben und Null nach unten von der Eingangsspannung uin subtrahiert. Dies folgt der Überlegung, dass zur Einstellung eines Sollwertes uL* welcher auf uB*=uout bzw. db=l führt, der Ausgang A des Brückenzweiges BA von der Eingangsspannung gelöst und durch entsprechende Taktung potentialmässig abgesenkt werden muss. Das dann einzustellende Tastverhältnis dA ist dann einfach durch Division von uA* durch uin zu erhalten.

Für unterhalb von uout liegende Werte der Eingangsspannung uin wird dann das Konvertersystem vorwiegend im Hochsetzstellerbetrieb, d.h. mit Taktung von BB arbeiten, BA wird mit dA=l bzw. Tl kontinuierlich eingeschaltet verbleiben. Einzig bei raschen transienten Änderungen von uin* oder iLoad wird vorübergehend eine Taktung von BA auftreten. Allerdings beherrscht die Regelschaltung auch den Betrieb für Spannungen uin > uout, da die Aktivierung der Brückenzweige BB und BA ja direkt vom Sollwert uL* (und den Istwerten uin und uout) abgeleitet wird. Vorteilhaft ist die Regelschaltung daher unabhängig vom jeweiligen Verhältnis von uin und uout und auch für beide Leistungsflussrichtungen, d.h. für Speisung eines Motors M aus uin, oder für Realisierung eine Photovoltaikinverters zur Netzeinspeisung photovoltaisch erzeugter Leistung (uin stellt dann die Spannung des

Solarpaneels dar) oder für die Rückspeisung von Bremsenergie eines Drehstrommotors M in die DC-Eingangsspannung uin, bzw. für den Betrieb der Vorrichtung als aktives Dreiphasengleichrichtersystem (Erzeugung einer DC-Ausgangsspannung uout) einsetzbar.

Eine alternative Ausführung eines Teiles der Regelschaltung nach Fig. 6, welche zur Berechnung der Tastverhältnisse dA und dB, im Gegensatz zu den beiden

Regelungskonzepten nach Fig. 6 bis Fig. 8, beide Betriebsarten, d.h. Buck- und Boostbetrieb, gleich favorisiert, ist in Fig. 9 gezeigt. Einerseits wird für den Brückenzweig BA von einem Buckbetrieb ausgegangen, d.h. es wird angenommen, dass der Brückenzweig BA getaktet wird und andererseits wird für den Brückenzweig BB von einem Boostbetrieb ausgegangen, d.h. es wird angenommen, dass der Brückenzweig BB getaktet wird. Um die Sollspannung uA* des Brückenzweiges BA zu erhalten, wird der Sollwert uL* zur Ausgangsspannung uout addiert und aber nach oben auf uin und nach unten auf Null begrenzt. Umgekehrt wird für die Berechnung der Sollspannung uB* des Brückenzweiges BB der Sollwert uL* von der Eingangsspannung uin subtrahiert und aber nach oben auf uout und nach unten auf Null begrenzt. Durch diese gegenseitige Verrechnung der Ausgangsspannung uout in die

Sollspannung uA* und der Eingangsspannung uin in die Sollspannung uB* und die entsprechende Begrenzung auf den möglichen Stellbereich, werden schliesslich die beiden Betriebsarten voneinander ausgeschlossen, d.h. der Konverter arbeitet trotz anfänglicher Betrachtung beider Betriebsarten schliesslich entweder im reinen Buck- oder reinen Boostbetrieb. Die einzustellenden Tastverhältnis dA und dB sind dann einfach durch Division von uA* durch uin bzw. uB* durch uout zu erhalten.