技术领域

本发明实施例涉及通信技术领域， 尤其涉及一种串扰估计方法、 装置 及系统。

背景技术

数字用户线路 （X Digital Subscriber Line, 简称 xDSL) 是一种在电话 双绞线 （无屏蔽双绞线， Unshielded Twist Pair, 简称 UTP ) 传输的高速数 据传输技术。 通带传输的 xDSL利用频分复用技术使得 xDSL与传统电话 业务 （Plain Old Telephone Service, 简称 POTS ) 共存于同一对双绞线上， 其中 xDSL占据高频段， POTS 占用 4千赫兹 （KHz ) 以下基带部分， 在 信号接收端， 采用分离器分离 POTS信号与 xDSL信号。 提供多路 xDSL 接入的系统叫做 DSL接入复用器（DSL Access Multiplexer,简称 DSLAM)。

由于电磁感应原理， DSLAM接入的多路信号之间， 会相互产生干扰， 称为串音（Crosstalk) 。 串音包括远端串音（FEXT )和近端串音（NEXT ) 两种， 如图 1 为远端串音示意图。 如图 2为近端串音示意图。 其中， TX 表示信号发送端， RX表示信号接收端， CO表示中心局， CPE表示用户侧， downstream表示下行信号， upstream表示上行信号。

近端串音和远端串音能量都会随着频段升高 而增强。 现有的 xDSL技术， 如 ADSL, ADSL2 , ADSL2+, VDSL, VDSL2等， 上下行信道采用频分复 用 （FDD ) ， 近端串音 （NEXT ) 对系统的性能的影响可以忽略不计， 主 要存在远端串音 （FEXT ) 的影响， 但由于 xDSL使用的频段越来越宽， 远 端串音 （FEXT ) 愈发严重地影响 VDSL2的传输性能。 目前业界提出， 使 用 Vectoring技术在中心局 （ Central Office， 简称 CO )端进行联合收发来抵 消 FEXT串音。

VDSL2标准定义了 8种配置属性（Profile )， 称为 8a、 8b、 8c、 8d、 12a, 12b、 17a、 30a, 在 Vector系统中也会存在多种属性的线路， 比如在 17a线 (即属性为 17a的线路）路与 30a线路（即属性为 17a的线路）共存的情况下， 一方面， 17a的线路在 17M以外还存在带外频谱， 虽然可使用低通滤波器， 但 17-21MHZ的带外频谱功率仍在 -80dBm/Hz以上， 在下行方向， 在 17a线 路上发送信号的带外频谱会对 30a线路 17M以上的频率产生较强的 FEXT干 扰； 另一方面， 30a线路 17M以上的频谱也会对 17a线路的带外的频谱产生 FEXT干扰， 当 17a线路接收端的调整解调器 modem采用 1倍采样时， 这部 分带外干扰会被混叠到 17a线路的带内， 使得 17a线路速率降低。

上述 17a线路和 30a线路间的 FEXT串扰， 影响了光纤到用户 （Fiber To The Customer, 简称 FTTC ) 提速的效果和稳定性。 发明内容 本发明实施例提供一种串扰估计方法、 装置及系统， 用于解决现有 Vector系统中， 两组不同属性的线路间的 FEXT串扰， 影响 FTTC提速的效 果和稳定性的问题。

第一方面， 本发明实施例提供一种串扰估计方法， 包括： 第一线路的 一端的收发器接收数字用户线路系统中矢量化 控制实体分配的第一导频 序列；

所述第一线路的一端的收发器根据所述第一导 频序列生成并发送第 一导频训练信号和第三导频训练信号， 所述第一导频训练信号为所述第一 线路在与第二线路频谱重叠范围内的导频训练 信号， 所述第三导频训练信 号为所述第一线路在与第二线路频谱重叠范围 外的导频训练信号， 所述第 二线路的带外频谱与所述第一线路的带内频谱 重叠；

所述第一线路的对端的收发器根据所述第一导 频训练信号及第三导 频训练信号生成误差样本信号；

所述第一线路的对端的收发器将所述误差样本 信号发送给矢量化控 制实体来确定所述第二线路对第一线路的第一 串扰信道系数。

在第一方面的第一种可能的实现形式中， 所述第一线路的对端的收发 器将所述误差样本信号发送给矢量化控制实体 来确定所述第二线路对第 一线路的第一串扰信道系数， 包括：

所述第一线路的对端的收发器将所述误差样本 信号发送给矢量化控 制实体， 以使所述矢量化控制实体根据所述误差样本信 号、 第一导频序列 及第二导频序列确定所述第二线路对第一线路 的第一串扰信道系数； 所述第二导频序列为所述矢量化控制实体为所 述第二线路分配的导 频序列， 所述第一导频训练信号与所述第二线路的一端 的收发器根据所述 第二导频序列生成的第二导频训练信号正交， 所述第三导频训练信号与所 述第二导频训练信号的带外镜像信号正交。

结合第一方面或第一方面的第一种可能的实现 形式， 在第一方面的第 二种可能的实现形式中， 所述第三导频训练信号为所述第一导频训练信 号 在所述第一线路与所述第二线路频谱重叠区域 外的镜像信号。

结合第一方面的第一种可能的实现形式， 在第一方面的第三种可能的 实现形式中， 所述第一导频训练信号和第三导频训练信号分 别与所述第二 导频训练信号互为正交信号。

结合第一方面的第三种可能的实现形式， 在第一方面的第四种可能的 实现形式中， 所述第一线路的一端的收发器根据所述第一导 频序列生成并 发送第一导频训练信号和第三导频训练信号， 包括：

所述第一线路的一端的收发器在满足预设调制 周期的奇数子载波上 生成与所述第一导频序列对应且其它子载波上 为 1或者 0的第一导频训练 信号， 以及在满足预设调制周期的偶数子载波上生成 与所述第一导频序列 对应且其它子载波上为 1或者 0的第三导频训练信号。

结合第一方面的第三种可能的实现形式， 在第一方面的第五种可能的 实现形式中， 所述第一线路的一端的收发器根据所述第一导 频序列生成并 发送第一导频训练信号和第三导频训练信号， 包括：

所述第一线路的一端的收发器在满足预设调制 周期的偶数子载波上 生成与所述第一导频序列对应且其它子载波上 的信号为 1或者 0的第一导 频训练信号， 以及在满足预设调制周期的奇数子载波上生成 与所述第一导 频序列对应且其它子载波上为 1或者 0的第三导频训练信号。

结合第一方面的第四种或第五种可能的实现形 式，在第一方面的第六 种可能的实现形式中， 所述预设的调制周期为 2的整数倍。

结合第一方面或第一方面的第一种可能的实现 形式， 在第一方面的第 七种可能的实现形式中， 还包括：

所述第一线路的一端的收发器接收所述矢量化 控制实体分配的第三 导频序列，所述第一导频序列、第二导频序列 及第三导频序列满足正交性； 所述第一线路的一端的收发器根据所述第一导 频序列生成并发送第 一导频训练信号和第三导频训练信号， 包括：

所述第一线路的一端的收发器根据所述第一导 频序列生成并发送第 一导频训练信号， 根据所述第三导频序列生成并发送第三导频训 练信号。

结合第一方面、 第一方面的第一种、 第二种、 第三种、 第四种、 第五 种、 第六种或第七种可能的实现形式， 在第一方面的第八种可能的实现形 式中， 所述第一线路为 30a线路， 所述第二线路为 17a线路。

第二方面， 本发明实施例提供一种线路装置， 包括：

第一收发器， 用于接收数字用户线路系统中矢量化控制实体 分配的第 一导频序列；

所述第一收发器， 还用于根据所述第一导频序列生成并发送第一 导频 训练信号和第三导频训练信号， 所述第一导频训练信号为所述第一线路在 与第二线路频谱重叠范围内的导频训练信号， 所述第三导频训练信号为所 述第一线路在与第二线路频谱重叠范围外的导 频训练信号， 所述第二线路 的带外频谱与所述第一线路的带内频谱重叠；

第二收发器， 用于根据所述第一导频训练信号及第三导频训 练信号生 成误差样本信号；

所述第二收发器， 还用于将所述误差样本信号发送给矢量化控制 实体 来确定所述第二线路对第一线路的第一串扰信 道系数。

在第二方面的第一种可能的实现形式中，所述 第二收发器，具体用于: 将所述误差样本信号发送给矢量化控制实体， 以使所述矢量化控制实 体根据所述误差样本信号、 第一导频序列及第二导频序列确定所述第二线 路对第一线路的第一串扰信道系数；

所述第二导频序列为所述矢量化控制实体为所 述第二线路分配的导 频序列， 所述第一导频训练信号与所述第二线路的一端 的收发器根据所述 第二导频序列生成的第二导频训练信号正交， 所述第三导频训练信号与所 述第二导频训练信号的带外镜像信号正交。

结合第二方面或第二方面的第一种可能的实现 形式， 在第二方面的第 二种可能的实现形式中， 所述第三导频训练信号为所述第一导频训练信 号 在所述第一线路与所述第二线路频谱重叠区域 外的镜像信号。

结合第二方面的第二种可能的实现形式， 在第二方面的第三种可能的 实现形式中， 所述第一导频训练信号和第三导频训练信号分 别与所述第二 导频训练信号互为正交信号。

结合第二方面的第三种可能的实现形式， 在第二方面的第四种可能的 实现形式中， 所述第一收发器， 具体用于在满足预设调制周期的奇数子载 波上生成与所述第一导频序列对应且其它子载 波上为 1或者 0的第一导频 训练信号， 以及在满足预设调制周期的偶数子载波上生成 与所述第一导频 序列对应且其它子载波上为 1或者 0的第三导频训练信号。

结合第二方面的第三种可能的实现形式， 在第二方面的第五种可能的 实现形式中， 所述第一收发器， 具体用于在满足预设调制周期的偶数子载 波上生成与所述第一导频序列对应且其它子载 波上的信号为 1或者 0的第 一导频训练信号， 以及在满足预设调制周期的奇数子载波上生成 与所述第 一导频序列对应且其它子载波上为 1或者 0的第三导频训练信号。

结合第二方面的第四种或第五种可能的实现形 式，在第二方面的第六 种可能的实现形式中， 所述预设的调制周期为 2的整数倍。

结合第二方面或第二方面的第一种可能的实现 形式， 在第二方面的第 七种可能的实现形式中， 所述第一收发器， 还用于接收所述矢量化控制实 体分配的第三导频序列， 所述第一导频序列及第三导频序列满足正交性 ， 并根据所述第一导频序列生成并发送第一导频 训练信号， 根据所述第三导 频序列生成并发送第三导频训练信号。

结合第一方面、 第一方面的第一种、 第二种、 第三种、 第四种、 第五 种、 第六种或第七种可能的实现形式， 在第一方面的第八种可能的实现形 式中， 所述第一线路为 30a线路， 所述第二线路为 17a线路。

第三方面， 本发明实施例提供一种串扰估计系统， 包括如上述第二方 面实施例中所述的线路装置及矢量化控制实体 。

本发明实施例提供的串扰估计方法、 装置及系统， 线路的收发器根据 矢量化控制实体分配的导频序列， 分别生成与其它线路的导频训练信号满 足预设关系的不同频谱范围内的导频训练信号 ， 使线路的接收器可分别根 据不同的导频训练信号确定样本误差， 从而使矢量化控制实体确定其它线 路对该线路的带内频谱、 带外频谱的串扰信道系数， 从而通过对该线路的 待发送数据信号进行预编码处理， 即可消除其它线路对该线路带内和带外 频谱间的串扰影响， 降低了不同属性线路共存的系统内， 由于线路间的串 扰对线路速率的影响， 从而增加了 FTTC提速的效果和稳定性。 附图说明 为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中 的技术方案， 下面将对 实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作 一简单地介绍， 显而易见 地， 下面描述中的附图是本发明的一些实施例， 对于本领域普通技术人员 来讲， 在不付出创造性劳动性的前提下， 还可以根据这些附图获得其他的 附图。

图 1为远端串音示意图；

图 2为近端串音示意图；

图 3为在 DSLAM端同歩发送的工作情形；

图 4为在 DSLAM端同歩接收的工作情形；

图 5为本发明实施例提供的串扰估计方法实施例� �的流程示意图； 图 6为本发明实施例提供的串扰估计方法实施例� �的流程示意图； 图 7为本发明实施例提供的串扰估计方法实施例� �的流程示意图； 图 8为本发明实施例提供的串扰估计方法实施例� �的流程示意图； 图 9为本发明实施例提供的串扰估计方法实施例� �的流程示意图； 图 10为本发明实施例提供的串扰估计方法实施例� ��的流程示意图； 图 11为本发明实施例提供的串扰估计方法实施例� ��的流程示意图； 图 12为本发明实施例提供的串扰估计方法实施例� ��的流程示意图； 图 13为本发明实施例提供的串扰估计方法实施例� ��的流程示意图； 图 14为本发明实施例提供的矢量化控制装置实施� ��一的结构示意图； 图 15为本发明实施例提供的矢量化控制装置实施� ��二的结构示意图； 图 16为本发明实施例提供的网络控制设备的结构� ��意图；

图 17为本发明实施例提供的线路装置实施例的结� ��示意图； 图 18为本发明实施例提供的线路设备结构示意图� �� 具体实施方式 为使本发明实施例的目的、 技术方案和优点更加清楚， 下面将结合本 发明实施例中的附图， 对本发明实施例中的技术方案进行清楚、 完整地描 述， 显然，所描述的实施例是本发明一部分实施例 ， 而不是全部的实施例。 基于本发明中的实施例， 本领域普通技术人员在没有作出创造性劳动前 提 下所获得的所有其他实施例， 都属于本发明保护的范围。

在矢量数字用户线路（Vectored Digital Subscriber Line, 简称 Vectored DSL) 系统中， 可以在 DSLAM端进行联合收发， 使用信号处理的方法来 抵消 FEXT干扰， 图 3为在 DSLAM端同歩发送的工作情形， 图 4为在 DSLAM端同歩接收的工作情形。

图 3和图 4所示的共享信道 H在频率域第 k个频率区间上可以表示为矩阵 形式如式 （1) 所示：

其中， 是从线对 到线对 的传输方程。 在实际情况下， '相等且等于 共享信道中相互具有串扰关系的信道个数， 在这里设为 M。 那么 H是一个 MXM的信道传输矩阵。假设 X是一个 MX1的信道输入向量， 是一个 MX1 的信道输出向量， Z是一个 MX1的噪声向量。则信道传输方程表达为式（2) 形式：

F=HX+Z (2) 对于上行， 在 CO端做信号的联合接收处理， 在接收端引入一个串音 抵消器 W， 接收到的信号为式 （3) 所示，

F = WF = WHZ + WZ (3) 当 WH为一个对角矩阵时， 相应分量乘以一个系数， 再加上噪声， 消除了发送信号其它分量的影响， 从而消除了串扰。

对于下行， 在 CO端做信号的联合发送处理， 在 CO端引入一个预编码 器 P , 那么发送的信号可用式 （4 ) 表示： ( 4 ) 接收端接收到的信号可用式 （5 ) 表示：

F = HX + Z = HPX + Z ( 5 ) 同样地， 当 HP为一个对角阵时， 串扰得到了消除。

发送端在同歩符号上调制导频序列， 接收端在同歩符号上接收样本误 差， 并将接收的样本误差发送给 VCE, 通过上述对上下行联合处理， Vectored DSL系统可达到消除远端串扰的效果。

但是，上述的 Vectored DSL技术只能抵消通带范围内不同用户在同一 频率上相互之前的 FEXT干串扰。 如果 Vectored DSL系统同时布放了 17a 和 30a 线路， 即原有的 VDSL2 17a 4k符号率线路与新的 30a 4k符号率线 路共存的情况， 由于现有的大部分 VDSL2的调制器 （modem) 都是采用 的一倍采样， 导致原有 VDSL2 17a的线路在 17M以外还存在带外频谱， 虽然使用了低通滤波器， 但 17-21MHZ的带外频谱功率仍在 -80dBm/Hz以 上。 在下行方向， 17a线路发送信号的带外频谱会对 30a线路对应的频率 产生较强的 FEXT干扰； 另一方面 30a线路 17M以上的频谱也会对 17a 线路带外的频谱产生 FEXT干扰， 当 17a线路接收端的 modem采用 1倍 采样时， 这部分带外干扰会被混叠到 VDSL2 17a线路的带内， 使得原有的 VDSL2 17a线路速率降低。 对于上行方向， 类似的情况也可能出现。

可知，现有的 Vectored DSL技术只能抵消 17a线路和 30a线路之间通 带内的串扰，无法抵消 17a和 30a线路之间通带外的串扰，这影响了 FTTC 提速的效果和稳定性

本发明各实施例中提到的第一线路和第二线路 可以指频谱范围有重 叠的某两类线路中的任意一条线路， 比如第一线路指属性为 30a的线路中 的一条， 第二线路指属性为 17a的线路中的一条， 相应的第一线路一端的 收发器指该条线路发送端的收发器， 第一线路对端的收发器指该条线路接 收端的收发器。 或者， 各实施例中的第一线路和第二线路也可以指频 谱范 围与其它线路有重叠的某类线路，比如第一线 路指属性为 30a的一类线路， 第二线路指属性为 17a的一类线路， 此时， 第一线路一端的收发器指该类 线路中任意一条线路发送端的收发器， 第一线路对端的收发器指同一条该 类线路接收端的收发器。

为方便说明， 本发明各实施例以第一线路为一条 30a线路， 第二线路 为一条 17a线路为例展开说明。

图 5为本发明实施例提供的串扰估计方法实施例� �的流程示意图。 如 图 5所示， 该方法包括：

S500,矢量化控制实体为系统中的第一线路和第� ��线路分别分配第一 导频序列和第二导频序列， 以使所述第一线路的一端的收发器根据所述第 一导频序列发送第一导频训练信号和第三导频 训练信号， 所述第二线路的 一端的收发器根据所述第二导频序列发送第二 导频训练信号。

其中， 所述第一导频序列和第二导频序列满足正交性 ， 所述第二线路 的带外频谱与所述第一线路的带内频谱重叠， 所述第一导频训练信号为所 述第一线路在与第二线路频谱重叠范围内的导 频训练信号， 所述第三导频 训练信号为所述第一线路在与第二线路频谱重 叠范围外的导频训练信号， 所述第二导频训练信号为所述第二线路在带内 频谱范围内的导频训练信 号， 所述第一导频训练信号与所述第二导频训练信 号正交， 所述第三导频 训练信号与所述第二导频训练信号的带外镜像 信号正交。

在本发明实施例中， Vectored DSL系统中矢量化控制实体（Vectoring Control Entity, 简称 VCE)是整个 Vectored DSL系统的控制实体， 在如图 3和 4中的 DSLAM中， VCE首先根据 Vectored DSL系统中用户线路的规 模或数量， 生成训练导频序列矩阵， 比如 Walsh矩阵， 在后续为各线路分 配导频序列时， 可以基于该训练导频序列矩阵直接进行分配。

具体的， 第一导频序列和第二导频序列满足正交性， 第一导频序列和 第二导频序列可以是正交导频序列， 也可以是满足正交性的其它导频序 列， 比如， 足够长的伪随机序列。 本发明各实施例中以所有导频序列为正 交导频序列进行说明。 各线路发送端的收发器在收到导频序列后， 向对端发送导频序列的调 制信号， 即本发明实施例中的导频训练信号。 对于上行信号， 各线路的发 送端即为各用户端， 各用户端发送导频训练信号至 DSLAM端； 对于下行 信号， 各线路的发送端即为 DSLAM端， 通过每个子载波发送导频训练信 号至各用户端。

需要说明的是， 各线路收发器是在同歩符号上调制导频序列的 ， 即本 发明各实施例中的导频训练信号承载在同歩符 号上， 本发明各实施例用第 一导频训练信号和第三导频训练信号来区分第 一线路在与第二线路的频 谱重叠范围内和频谱重叠范围外的同歩符号上 的导频信号。

其中， 本发明中， 各线路的发送端的收发器生成并发送的导频训 练信 号分为该线路与其它线路频谱重叠范围内的导 频训练信号及频谱重叠范 围外的导频训练信号。 举例来说， 对于 30a线路和 17a线路， 由于 17a线 路的频谱范围为 0~17.6MHz， 30a线路的频谱范围为 0~35.2MHz， 因此， 30a线路返回的导频训练信号， 包括 17.6MHz以下频谱范围内的第一导频 训练信号， 还包括 17.6MHz~35.2MHz频谱范围内的第三导频训练信号， 17a线路返回的导频训练信号为 0~17.6MHz频谱范围内的第二导频训练信 号。 为了使第一线路可根据第一导频训练信号、 第二导频训练信号和第三 导频训练信号确定第二线路对第一线路的串扰 信道系数， 需保证第二线路 和第一线路在频谱重叠范围内的第一导频训练 信号和第二导频训练信号 正交， 且经采样获得的第二线路的带内频谱训练信号 在带外的镜像信号与 第一线路的带内频谱重叠的导频训练信号正交 ， 其中带外镜像信号与带内 信号是共轭对称的关系， 即第二导频训练信号的带外镜像信号与第三导 频 训练信号正交。

S510,所述矢量化控制实体接收所述第一线路的� ��端的收发器和第二 线路的对端的收发器发送的误差样本信号。

其中， 所述误差样本信号由所述第一线路的对端的收 发器和第二线路 的对端的收发器根据接收的导频训练信号确定 。

具体的， 线路的发送端的收发器发送导频训练信号后， 由该线路的接 收端进行接收， 信号在线路上传输的过程中不同线路间会产生 远端串扰， 所以接收端的收发器接收到的信号与发送端发 送的信号之间可能存在一 定的差异， 接收端的收发器根据接收到的导频训练信号判 断发送端发送的 导频训练信号， 并计算接收信号与发送信号之间的差异， 获得误差样本信 号， 并将该误差样本信号发送给 VCE。

S520, 所述矢量化控制实体根据所述误差样本信号、 第一导频序列及 第二导频序列确定所述第二线路对第一线路的 第一串扰信道系数及所述 第一线路对所述第二线路的第二串扰信道系数 。

由于各线路返回给 VCE的导频训练信号是根据该线路与其它线路的 频谱重叠情况生成的， VCE根据接收到的各线路上的误差样本信号即可 分 析确定各线路的带内频谱及带外频谱间的串扰 信道系数。 比如， 30a线路 带内频谱对 17a线路带内和带外频谱的串扰信道系数， 17a线路带外频谱 对 30a线路带内频谱的串扰信道系数。 上述串扰信道系数可以是比如串扰 抵消矩阵和向量预编码矩阵。

具体的， VCE可根据第一线路返回的反馈误差样本信号， 计算第二线 路对所述第一线路的第一串扰信道矩阵， 将所述第一串扰信道矩阵进行逆 矩阵变换即可得到第一串扰信道系数， 即第一预编码系数； 相应的， 根据 第二线路返回的反馈误差样本信号， 计算第一线路对所述第二线路的第二 串扰信道矩阵， 并将所述第二串扰信道矩阵进行逆矩阵变换即 可得到第二 串扰信道系数， 即第二预编码系数。

VCE根据确定的串扰抵消矩阵和向量预编码矩阵 对各线路待发送的 数据信号进行预编码处理， 即可消除线路间的远端串扰， 比如对于 30a线 路， VCE通过上述方法， 除了可消除 17a线路带内信号对 30a线路的串扰 夕卜， 还可消除 17a线路在 17.6MHz~35.2MHz间的带外频谱对 30a线路的 串扰。

本发明实施例提供的串扰估计方法， 矢量化控制实体根据各线路根据 不同频谱范围内的导频训练信号确定的样本误 差， 即可确定各线路间的串 扰信道系数， 再对各线路的待发送数据信号进行预编码处理 ， 即可消除线 路间带内和带外频谱间的串扰影响， 降低了不同属性线路共存的系统内， 由于线路间的串扰对线路速率的影响， 从而增加了 FTTC提速的效果和稳 定性。

本发明各实施例均以下行串扰处理为例进行说 明， 上行方向类似。 在上述实施例一种可能的实现形式中， 所述第三导频训练信号为所述 第一导频训练信号在所述第一线路与所述第二 线路频谱重叠区域外的镜 像信号。

具体的， 假设 30a线路在 0~17.6MHz频段的接收的导频训练信号为： 其中 ⁴ 0 ⁹⁶ _ ^ = 1，-， ⁴ 0%表示 ₀ ~ ₁₇ .6MHz的子载波集合， ^x "表示 30a 线路在 0~17.6MHz发送的信号向量， 即第一导频训练信号向量， 表 示 17a线路在 0~17.6MHz发送的信号向量， " "表示 30a线路在

0~17.6MHz的背景噪声信号向量， 表示 30a线路在 0~17.6MHz的信 道矩阵， ^H 表示 VDSL2系统中 17a线路在 0~17.6MHz对 30a线路的 串扰信道矩阵。

假设 30a线路在 17.6MHz~35.2MHz频段的接收信号向量为：

y 其中4096+ ^ = 1，-，4096表示 π.6ΜΗζ~35.2ΜΗζ的子载波集合， "表 示 30a线路在 17.6~35.2MHz发送的信号向量， 即第二导频训练信号向量， X^ ⁶ - ^k ) 表示 17a线路在 0~17.6MHz发送的信号向量在 17.6MHz~35.2MHz 的镜像信号向量， ^ 表示 30a线路在 17.6MHz~35.2MHz的背景噪声信 号向量， " ⁴ 。 ⁹⁶ +表示 30a线路在 17.6~35.2MHz的信道矩阵， " ⁴ 。 ⁹⁶ "表示系 统中 17a线路在 17.6MHz~35.2MHz范围内对 30a线路的串扰信道矩阵。 由于在常规的在常规的导频训练信号中， 在 0~17.6MHz的频率范围内

17a线路发送的信号向量 和 30a线路发送的信号向量 是相互正交 的， 但是 与 ^ ⁴ ° ⁹ ^ 之间不是正交的， 这样不能训练出 ^^^ ⁷ 的串扰 信道矩阵和预编码系数矩阵。 若令 ^X H = ( ^X U ， 那么 X ₄ ³ 。 就与 a的 带外镜像信号 正交了， 即可使第一线路在生成第一导频训练信号 后， 将第一导频训练信号在 17.6MHz~35.2MHz范围内进行共轭对称， 从而 获得第三导频训练信号。

本实施例中，在 0~17.6ΜΗζ的频率范围内 17a的发送信号向量 和 30a发送信号的向量^。 ⁹⁶ -是相互正交的， 在 17.6~35.2MHz的频率范围 内 30a发送的信号向量 和 17a发送信号的镜像信号向量 之间 是相互正交的，这样 VCE就能训练出 。 ₉ 6"的串扰信道矩阵和预编码系数 矩阵， 即串扰信道系数。

VCE利用上述方法确定 Vcetored DSL系统中 17a线路和 30a线路间 的串扰信道系数后， 利用确定的串扰信道系数对 17a线路和 30a线路的待 发送信号进行预编码处理， 即可得到串扰消除后的 17a线路和 30a线路的 待发送信号。

图 6为本发明实施例提供的串扰估计方法实施例� �的流程示意图。 如 图 6所示， 在图 5所示的实施例基础上， 在上述 S520之后， 该方法还包 括：

S600,所述矢量化控制实体获取所述第二线路的� ��二待发送信号在所 述第二线路带外的第二镜像信号。

具体的， VCE在根据上述方法确定 17a线路的带内信号对 30a线路 在 0~17.6MHz范围内的串扰信道系数及 17a线路的带内信号在带外的镜像 信号对 30a线路在 17.6MHz~30.2MHz范围内对 30a线路的串扰信道系数 后， 需要利用得到的串扰信道系数， 对 30a线路待发送的数据信号进行预 编码处理，才能消除信号在传输过程中 17a线路对 30a线路的串扰，为此， 17a线路可首先根据其在 0~17.6MHz范围内待发送的数据信号 ， 生 成在 17.6MHz~30.2MHz范围内的带外镜像数据信号 ， 并将 和 发送给 VCE, 或者， 17a线路也可直接将其在 0~17.6MHz范围 内待发送的数据信号 ^X 6-发送给 VCE, 由 VCE根据 生成 。 本实施例对此不做限定。

S610, 所述矢量化控制实体根据所述第一串扰信道系 数、 第二串扰信 道系数及所述第二镜像信号对所述第一线路和 第二线路的待发送信号进 行预编码处理， 确定所述第一线路及第二线路的待发送信号的 预编码信 号。 则 17a线路和 30a线路的预编码处理信号为式 （6 )

其中， X "为 a线路的预编码处理信号， Χ ₆ — _λ 为 30a线路在

0~17.6MHz范围内的预编码处理信号， 30a线路在 17.6MHz~35.2 MHz范围内的预编码处理信号， U 17a线路之间在 0~17.6MHz的串扰 信道系数， 即预编码系数， 为 30a线路在 0~17.6MHz对 17a线路的预 编码系数， ^^ 为 17a线路在 0~17.6MHz对 30a线路的预编码系数， 为 30a线路之间在 0~17.6MHz的预编码系数， 为 17a线路在

17.6MHz~35.2MHz对 30a线路的预编码系数， _m6+k 30a线路之间在 17.6MHz~35.2 MHz的预编码系数。

本实施例提供的频谱串扰处理方法， 矢量化控制实体根据各线路根据 不同频谱范围内的导频训练信号确定的样本误 差， 即可确定各线路间的串 扰信道系数， 然后对获取的线路的待发送信号及待发送信号 的镜像信号进 行预编码处理， 以消除线路间的带内频谱和带外频谱的串扰影 响， 避免不 同属性线路共存的系统中， 由于线路间串扰引起的线路速率的降低， 从而 增加了 FTTC提速的效果和稳定性。

本发明实施例的另一种可能的实现形式中， VCE无需获取 17a线路待 发送数据信号的带外镜像信号， 也可确定 30a线路的待发送信号， 图 7为 本发明实施例提供的串扰估计方法实施例三的 流程示意图。 如图 7所： 在图 5所示的实施例一的基础上， 在 S520之后， 还包括：

S700,所述矢量化控制实体确定所述第一串扰信� ��系数的：

VCE将该第一串扰信道系数进行共轭对称，得 到该串扰信道系数的第 一镜像系数。

S710,所述矢量化控制实体获取所述第一线路的� ��三待发送信号的第 三镜像信号。

其中， 所述第三待发送信号为所述第一线路在与所述 第二线路的频谱 重叠范围外的待发送信号， 所述第三镜像信号为所述第三待发送信号在所 述第一线路在与所述第二线路的频谱重叠范围 内的镜像信号。

与上述实施例中 VCE获取第二线路的第二待发送信号的第二镜像 信 号过程相似， 该第三待发送信号的第三镜像信号 (X^ f , 可以是由 30a 线路将其在 17.6MHz~35.2 MHz的待发送数据信号 Χ _{4 +ί} 进行共轭对称后得 到，然后再发送给 VCE的，或者，也可以是 30a线路将其在 17.6MHz~35.2 MHz 的待发送数据信号 Χ _6+ί 发送给 VCE, 由 VCE对 X _{4 +i} 进行共轭对称后得到 的。

S720, 所述矢量化控制实体根据所述第一串扰信道系 数、 第二串扰信 道系数、 第一镜像系数及第三镜像信号对所述第一线路 和第二线路的待发 送信号进行预编码处理， 确定所述第一线路的第一待发送信号的预编码 信 号、第三镜像信号的预编码信号及所述第二线 路的第二待发送信号的预编 码信号。

其中， 所述第一待发送信号为所述第一线路在与所述 第二线路频谱重 叠范围内的待发送信号。

贝 Ij l7a线路和 30a线路待发送信号的预编码信号为式 （7 ) ：

( 7 ) 其中， C D"为 30a线路之间在 17.6MHz~35.2 MHz串扰信号系数的 镜像系数，即预编码系数的镜像系数， (P _o m 17a线路在 17.6MHz~35.2 MHz对 30a线路的预编码系数的镜像系数。

之后， VCE将 ₆ — _λ 发送给 17a线路、 将 H和 (x ^a _6+k ) ^H 发送给 30a 线路， 30a线路再将 (i U"进行共轭对称后，得到其在 17.6MHz~35.2 MHz 频谱范围内的待发送信号， 然后再由线路的发送端发送出去。

本发明实施例提供的串扰估计方法， 矢量化控制实体在确定线路间的 串扰信道系数后， 再将串扰信道系数进行共轭对称得到其镜像系 数， 然后 对获取的线路待发送信号及待发送信号的镜像 信号进行预编码处理， 即可 消除线路间带内和带外频谱间的串扰影响， 降低了不同属性线路共存的系 统内， 线路间的串扰对线路速率的影响， 从而增加了 FTTC提速的效果和 稳定性。 对于 30a线路， 通过上述方法， 即可消除 17a线路带内信号对 30a线 路的串扰， 又可消除 17a线路的带外信号对 30a线路的串扰。 对于 17a线 路， 通过上述方法， 除了可消除 30a线路带内信号对 17a线路的串扰外， 还需消除 30a线路在 17.6MHz~35.2MHz间的带内频谱串扰对 17a线路带 内的干扰。

具体的， 假设 17a线路在 0~17.6MHz频段的接收信号向量为：

― I

1 J I J J

其中 4096_ ¾ = 1 .. 4096表不0~17.6]\4112的子载波集合， X^ ₆ _ _k 表不 17a线路在 0~17.6MHz发送的信号向量， _λ 表示 30a线路在 0~17.6MHz发送的信号向 量， (Χ ₄ ³ 。¾ ^Η 表示 30a线路在 17.6~35MHz发送的信号向量镜像到 0~17.6MHz的 信号向量， ^表示 17a线路在 0~17.6MHz的背景噪声信号向量， C 示 17a线路在 0~17.6MHz的信道矩阵， （H ₆₊ 表示 17a线路在 17.6~35MHz的信 道矩阵的镜像信道矩阵， H= ^a 表示 30a线路在 0~17.6MHz对 17a线路的串扰信 道矩阵， (H=广表示 30a线路在 17.6MHz~30 .2MHz对 17a线路的串扰信道矩 阵。

若 30a线路在 17.6MHz~35.2MHz的导频训练信号和 0~17.6MHz的导 频训练信号是共轭对称的， 这样 30a线路 17.6MHz~35.2MHz的导频训练 信号通过带外串扰镜像到 17.6MHz以内后， 和 30a线路在 0~17.6MHz的 导频训练信号是一样的， 所以 17a线路无法估计干扰源的串扰信道， 为了 消除 30a线路在 17.6MHz~35.2MHz对 17a线路的带外频谱的影响镜像干 扰 17a线路的带内频谱， 需满足， 所述第一导频训练信号和第三导频训练 信号分别与所述第二导频训练信号互为正交信 号， 这样 VCE在收到 17a 线路返回的反馈误差样本信号后， 即可确定 30a线路对 17a线路的第二串 扰信道系数，即 30a线路在 0~17.6MHz内对 17a线路带内频谱的串扰信道 系数及在 17.6MHz~35.2MHz对 17a线路带外频谱的串扰信道系数。

图 8为本发明实施例提供的串扰估计方法实施例� �的流程示意图。 如 图 8所示， 为实现上述第一导频训练信号和第三导频训练 信号分别与所述 第二导频训练信号互为正交信号， 可使第一导频训练信号、 第二导频训练 信号及第三导频训练信号都互为正交信号实现 ， 则如图 8所示， 该串扰估 计方法包括： S800,所述矢量化控制实体为数字用户线路系统� ��的第一线路分配第 一导频序列和第三导频序列， 为第二线路分配第二导频序列， 以使所述第 一线路的一端的收发器根据所述第一导频序发 送第一导频训练信号， 根据 所述第三导频列发送第三导频训练信号， 所述第二线路的一端的收发器根 据所述第二导频序列发送第二导频训练信号。

其中，上述第一导频序列、第二导频序列及第 三导频序列满足正交性。 VCE在为线路分配导频序列时，可以直接从训练 的导频序列矩阵中选 取合适数量的导频序列分配给各线路。 具体的 VCE为第一线路 （30a) 分 配导频序列时， 不再是所有频谱仅分一个导频序列， 而是在所有频率上分 配成对的导频序列， 且该成对的导频序列满足正交性， 使得 30a线路将成 对的导频序列分别调制在同歩符号的一部分频 率上和另一部分频率上。 比 如， 30a线路与 17a线路共存的系统中， 30a线路与 17a线路有频谱重叠区， 则选择两个满足正交性的导频序列给 30a线路， 选取一个另外的导频序列 给 17a线路， 假设选取 PS 1和 PS2导频序列给 30a线路， 选取 PS3导频序 列给 17a线路， PS1、 PS2、 PS3三者彼此满足正交性。

其中， 系统中的 VDSL收发器单元 （VDSL Transceiver Unit, 简称 VTU) 支持在同步符号的不同频率上接收不同导频序 列的值及计算误差样本信号。

具体的， 为了实现上述工作方式， Vector DSL系统需满足， 对于下行 方向， 位于用户端的 VDSL收发器单元 （ VDSL Transceiver Unit at the Remote, 简称 VTU-R) 需要支持在同歩符号的不同频率上接收不同导 频 序列的值和计算误差样本信号； 对于上行方向， 在握手阶段， 中心局的 VDSL收发器单元 （VDSL Transceiver Unit at the ONU, 简称 VTU-O ) 和 VTU-R间需要相互通知各自是否支持上行频率上� ��对的导频序列。 其中， 可通过通知中的一个比特值标识 VTU-0或 VTU-R是否支持上行频率上成 对的导频序列， 比如， 该比特值为 1表示 VTU-0或 VTU-R支持上行频率 上成对的导频序列，为 0表示 VTU-0或 VTU-R不支持上行频率上成对的 导频序列。 举例来说， 上行方向上， 定义 #0和 #1为频率上成对的两个导 频序列， 则 30a线路发送端将导频序列 #0和 #1分别调制到同歩符号的非 重叠的子载波和重叠的子载波上， 当对导频序列进行更新时， VTU-0发送 一个导频更新命令给 VTU-R,并给 VTU-R传送 #0和 #1导频序列， VTU-R 发送一个响应消息给 VTU-0 , 以使 VTU-0获知 VTU-R是否更新成功。

S810,所述矢量化控制实体分别接收所述第一� ��路的对端的收发器和 第二线路的对端的收发器发送的误差样本信号 。

其中， 所述误差样本信号由所述第一线路的对端的收 发器和第二线路 的对端的收发器根据接收的导频训练信号确定 。

其中， S810可参照上述实施例中的 S510, 此处不再赘述。

S820, 所述矢量化控制实体根据所述误差样本信号、 第一导频序列及 第三导频序列确定所述第二线路对第一线路的 第三串扰信道系数及第四 串扰信道系数， 根据所述误差样本信号及第二导频序列确定所 述第一线路 对所述第二线路的第二串扰信道系数。

其中， 上述第三串扰信道系数为 30a线路对 17a线路的带内串扰信道 系数， 第四串扰信道系数为 30a线路对 17a线路的带外串扰信道系数。

具体的， 上述 S810-S820可参照上述串扰估计方法实施例一中的 S510-S520的具体描述， 此处不再赘述。

VCE利用上述方法确定第一线路和第二线路间的 带内、带外间的串扰 信道系数后， 再对第一线路和第二线路的待发送数据信号进 行预编码处 理， 不仅可消除第二线路的带外频谱对第一线路带 内频谱的串扰， 还能消 除第一线路带内频谱对第二线路带内频谱串扰 的镜像信号。 比如， 在 17a 和 30a线路共存的系统中， 利用通过上述方法确定的 17a线路与 30a线路 间的串扰信道系数， 对 17a线路和 30a线路的待发送数据信号进行预编码 处理后， 即可得到消除了 30a线路在 17.6MHz~35.2MHz的带内频谱镜像 到 0~17.6MHz后对 17a线路影响的 17a线路待发送信号的预编码信号。

则 VCE确定的 17a线路及 30a线路的预编码信号为式 （8 ) ： 本发明实施例提供的串扰估计方法， 矢量化控制实体根据各线路由的 不同频谱范围内的导频训练信号确定的样本误 差， 即可确定各线路间的串 扰信道系数， 再对各线路的待发送数据信号进行预编码处理 ， 即可消除线 路间带内和带外频谱间的串扰影响， 降低了不同属性线路共存的系统内， 由于线路间的串扰对线路速率的影响， 从而增加了 FTTC提速的效果和稳 定性。

但是， 上述由 VCE为与其它线路有频谱重叠的线路分配多个导 频序 列的方法中， 在系统中有多个线路都间都有频谱重叠的情况 时， 导频序列 的数量增多， 导频序列的长度变长， 导致 VCE训练导频序列的时间会增 加很多， 从而整个串扰消除处理过程也会较长， 影响了用户体验。 为了尽 量降低串扰消除的处理时间， 图 9为本发明实施例提供的串扰估计方法实 施例五的流程示意图。 为实现上述第一导频训练信号和第三导频训练 信号 分别与所述第二导频训练信号互为正交信号， 如图 9所示， 该串扰估计方 法包括：

S900,矢量化控制实体为数字用户线路系统中第� ��线路和第二线路分 别分配第一导频序列和第二导频序列， 以使所述第一线路的一端的收发器 在满足预设的调制周期的奇数子载波上生成与 所述第一导频序列对应且 其它子载波上为 1或者 0的第一导频训练信号， 以及满足预设的调制周期 的偶数子载波上生成与所述第一导频序列对应 且其它子载波上为 1或者 0 的第三导频训练信号。

其中， 第一导频序列和第二导频序列满足正交性。 预设的调制周期为 2的整数倍。 比如， 第一线路采用的调制周期为 2， 则第一线路生成的第 一导频训练信号的每个奇数子载波上的导频值 与导频序列对应， 其它子载 波上的导频值全为 1或者 0， 生成的第三导频训练信号的每个偶数子载波 上的导频值与导频序列对应， 其它子载波上的导频值全为 1或者 0。 若第 一线路采用的调制周期为 4，则第一线路生成的第一导频训练信号的 1、5、 9……等子载波上调制导频序列， 在其它子载波， 如 2、 3、 4、 6、 7、 8等 子载波上调制信号为 1或 0的导频序列，第三导频训练信号的 2、 6、 10…… 等子载波上调制导频序列， 在其它子载波， 如 1、 3、 4、 5、 7、 8、 9等子 载波上调制信号为 1或 0的导频序列， 依次类推。

即在 30a线路与 17a线路共存的系统中， 在 30a线路与 17a线路的频 谱重叠范围内， 30a线路按预设的调制周期， 在同歩符号的满足预设调制 周期的奇数子载波上调制第一导频序列， 且在同歩符号的其它子载波上调 制导频值全为 1或者 0的导频序列； 在 30a线路与 17a线路的频谱重叠范 围外， 在同歩符号的满足预设的调制周期的偶数子载 波上调制第一导频序 列， 且在同歩符号的其它子载波上调制导频值全为 1或者 0的导频序列。

或者， 上述 S900的另一种实现方式中， 第一线路的一端的收发器接 收到 VCE分配的第一导频序列后， 还可以生成在满足预设的调制周期的 偶数子载波上与所述第一导频序列对应且其它 子载波上的信号为 1或者 0 的第一导频训练信号， 以及在满足预设的调制周期的奇数子载波上的 信号 与所述第一导频序列对应且其它子载波上为 1或者 0的第三导频训练信 号。

即在 30a线路与 17a线路共存的系统中， 在 30a线路与 17a线路的频 谱重叠范围内， 30a线路在同歩符号的满足预设的调制周期的偶 数子载波 上调制第一导频序列， 且在同歩符号的其它子载波上调制导频值全为 1或 者 0的导频序列； 在 30a线路与 17a线路的频谱重叠范围外， 按在同歩符 号满足预设的调制周期的奇数子载波上调制第 一导频序列， 且在同歩符号 的其它子载波上调制导频值全为 1或者 0的导频序列。

需要说明的是， 在上述系统中， 为了实现这种工作方式， 系统中同歩 符号的标识模式支持在奇数或者偶数子载波上 进行标识， 标识周期为 2的 整数倍。

具体的， 对于下行方向， 下行同歩符号的标识模式要支持在 30a线路 与 17a线路的频谱重叠范围内的奇数或者偶数子载 波上进行标识， 标识周 期为 2的整数倍， 以及在 30a线路与 17a线路的频谱重叠范围外的偶数或 者奇数子载波上进行标识， 标识周期为 2的整数倍； 对于上行方向， 在握 手阶段 VTU-0和 VTU-R间要互相通知对方，各自是否支持上述奇� ��频率 不同的导频序列， 比如， 定义某一标识比特为 1表示支持， 0表示不支持， 则在握手阶段， VTU-R向 VTU-0发送的通知中该比特为 1， 且 VTU-0向 VTU-R发送的通知中该比特也为 1，则表示 VTU-R和 VTU-0都支持上述 奇偶频率不同的导频序列， 且上行同歩符号的标识模式支持在在 30a线路 与 17a线路的频谱重叠范围内的奇数或者偶数子载 波上进行标识， 标识周 期为 2的整数倍， 以及在 30a线路与 17a线路的频谱重叠范围外的偶数或 者奇数子载波上进行标识， 标识周期为 2的整数倍。 例如， 第一导频序列 被分别调制到在 30a线路与 17a线路的频谱重叠范围内的索引为 2«+1的 子载波， 以及在 30a线路与 17a线路的频谱重叠范围外的索引为 2η的子 载波。 当对导频序列进行更新时， VTU-0发送一个导频更新命令给

VTU-R , 并给 VTU-R传送上述形式的导频序列， VTU-R发送一个消息响 应 VTU-0是否更新成功。

若 30a线路采用上述方式调制生成的导频训练信号 即同歩信号，则 30a 线路在 17.6MHz~35.2MHz范围内的信号镜像串扰到 17a线路的 0~17.6 MHz后， 与 17a线路在 0~ 17.6MHz内的信号互为正交。

S910 ,所述矢量化控制实体分别接收所述第一线路� �对端的收发器和 第二线路的对端的收发器发送的误差样本信号 。

其中， 所述误差样本信号由所述第一线路的对端的收 发器和第二线路 的对端收发器根据接收的导频训练信号确定。

S920 , 所述矢量化控制实体在满足预设调制周期的奇 数子载波上计算 所述第一线路对所述第二线路的第三串扰信道 系数， 在满足预设调制周期 的偶数子载波上分别计算所述第一线路对所述 第二线路的第四串扰信道 系数。

其中， 上述第三串扰信道系数为 30a线路对 17a线路的带内串扰信道 系数， 第四串扰信道系数为 30a线路对 17a线路的带外串扰信道系数。

VCE通过上述方法确定的串扰信道系数仅是奇数 或偶数子载波上的 串扰信道系数， 之后可再通过插值获取全部子载波上串扰信道 系数。

或者， 若 30a线路按上述 S900的另一种实现方式生成导频训练信号， 则上述 S920相应的为：

所述矢量化控制实体在满足预设调制周期的偶 数子载波上分别计算 所述第一线路对所述第二线路的第三串扰信道 系数， 在满足预设调制周期 的奇数子载波上分别计算所述第一线路对所述 第二线路的第四串扰信道 系数。

通常 Vectored DSL系统中有较多不同属性线路， 为了进一歩加快 Vector的训练时间， 上述方法还可以和 G.993.5标准中频率依赖点序列 ( Frequency Dependent Pilot Sequence , 简称 FDPS ) 相结合使用。

进一歩地， 本发明实施例的一种可能的实现形式中， 所述系统中包括 N条线路， 将所述 N条线路平均分为 M组线路， 所述 M组线路中均包括 第一线路和第二线路， 则上述 S900的另一种可能的实现形式为： 所述矢 量化控制实体为所述系统中第一线路和第二线 路分别分配第一导频序列 和第二导频序列， 以使所述 M组中的任意一条第一线路的一端的收发器 采用 2M的周期， 分别生成在 2M+1、 2M+3、 2M+5…… 2M+(2M-1)子载波 上与第一导频序列对应， 且 2M+2、 2M+4、 2M+6…… 2M+2M子载波上的 信号为 1或者 0的第一导频训练信号，以及 2M+2、 2M+4、 2M+6…… 2M+2M 子载波上的信号与所述第一导频序列对应且 2M+1、 2M+3、 2M+5…… 2M+ ( 2M-1 ) 子载波上为 1或者 0的第三导频训练信号；

或者， 生成在 2M+2、 2M+4、 2M+5…… 2M+2M子载波上与第一导频 序列对应， 且 2M+1、 2M+3、 2M+5…… 2M+ ( 2M-1 ) 子载波上的信号为 1或者 0的第一导频训练信号， 以及 2M+1、 2M+3、 2M+5…… 2M+(2M-1) 子载波上的信号与所述第一导频序列对应且 2M+2、 2M+4、 2M+6…… 2M+2M子载波上为 1或者 0的第三导频训练信号。

相应的， 上述 S920具体为： 所述矢量化控制实体在 2M+1、 2M+3、 2M+5…… 2M+(2M-1)子载波上分别计算所述 M组第一线路对所述 M组第 二线路的第三串扰信道系数， 在 2M+2、 2M+4、 2M+5…… 2M+2M子载波 上分别计算所述 M组第一线路对所述 M组第二线路的第四串扰信道系数； 或者为： 所述矢量化控制实体在 2M+2、 2M+4、 2M+6…… 2M+2M子载波 上分别计算所述 M组第一线路对所述 M组第二线路的第三串扰信道系数， 在 2M+1、 2M+3、 2M+5…… 2M+(2M-1)子载波上分别计算所述 M组第一 线路对所述 M组第二线路的第四串扰信道系数。

举例来说， 若上述系统中有 256条线路， VCE将线路分为 4组， 且每组 有 64条线路， 则 VCE为每个组都使用长度为 64的导频序列集合， 但调制在 不同的子载波上。 比如， 在 17a线路与 30a线路的频谱重叠区， 线路的导频 序列被分别调制到索引为 8n+l， 8n+3， 8n+5和 8n+7的子载波， 在 17a线路 与 30a线路的频谱重叠外， 线路的导频序列被分别调制到索引为 8n+2，

8n+4， 8n+6和 8n+8的子载波上。

或者， 在 17a线路与 30a线路的频谱重叠区， 线路的导频序列被分别 调制到索引为 8n+2， 8n+4， 8n+6和 8n+8的子载波， 在 17a线路与 30a线 路的频谱重叠外， 线路的导频序列被分别调制到索引为 8n+l， 8n+3， 8n+5 和 8n+7的子载波上。 则 VCE根据误差样本信号进行串扰信道系数估计时 ， 需在奇数子载波 8n+l、 8n+3、 8n+5、 8n+7的误差样本信号分别估计出第一组、 第二组、 第 三组、 第四组的 30a线路对所有 17a线路带内的串扰信道系数， 从偶数子 8n+2、 8n+4、 8n+6、 8n+8的误差样本信号估计出第一组、第二组、� �三组、 第四组的 30a线路对所有 17a线路带外的串扰信道系数； 或者， 在奇数子载 波 8n+l、 8n+3、 8n+5、 8n+7的误差样本信号分别估计出第一组、 第二组、 第三组、 第四组的 30a线路对所有 17a线路带外的串扰信道系数， 从偶数子 载波 8n+2、 8n+4、 8n+6、 8n+8的误差样本信号估计出第一组、 第二组、 第 三组、 第四组的 30a线路对所有 17a线路带内的串扰信道系数。 最后通过插 值得到各组 30a线路对 17a线路全部子载波上的带内和带外串扰信道系 数。

本实施例提供的串扰估计方法，矢量化控制实 体根据各线路的样本误差， 确定各线路带内频谱及带外频谱间的串扰信道 系数， 再对个线路的待发送信 号进行预编码处理， 即可消除线路间带内和带外频谱间的串扰影响 ， 降低了 不同属性线路共存的系统内， 线路间的串扰对线路速率的影响， 从而增加了 FTTC提速的效果和稳定性。

图 10为本发明实施例提供的串扰估计方法实施例� ��的流程示意图。 如图 10所示， VCE在 S920之后， 该方法还包括：

S101 , 所述矢量化控制实体确定所述第四串扰信道系 数在所述第一线 路与第二线路的频谱重叠范围内的第四镜像系 数。

假设 VCE根据误差样本信号确定的 30a线路对 17a线路的带外频谱 的串扰信道系数即预编码系数为 则将该系数进行共轭对称后得到 其共轭对称系数 OP^H)"。

S102所述矢量化控制实体获取所述第一线路的� �三待发送信号的第 三镜像信号。

其中， 所述第三待发送信号为所述第一线路在与所述 第二线路的频谱 重叠范围外的待发送信号， 所述第三镜像信号为所述第三待发送信号在所 述第一线路在与所述第二线路的频谱重叠范围 内的镜像信号。

上述 S 1020可参照上述实施例中的 S710的详细描述，此处不再赘述。 S 103 , 所述矢量化控制实体根据第二串扰信道系数、 第三串扰信道系 数、 第四串扰信道系数、 第四镜像系数及第三镜像信号对所述第一线路 和 第二线路的待发送信号进行预编码处理， 确定所述第一线路的第一待发送 信号的预编码信号、第三待发送信号的预编码 信号及所述第二线路的第二 待发送信号的预编码信号。

其中， 所述第一待发送信号为所述第一线路在与所述 第二线路频谱重 叠范围内的待发送信号， 所述第三待发送信号为所述第一线路在与所述 第 二线路频谱重叠范围外的待发送信号。

需要说明的是， 本实施例中的 S900~S920也可以为 S800~S820。

本实施例提供的频谱串扰处理方法， 矢量化控制实体根据各线路的样 本误差， 确定各线路带内频谱及带外频谱间的串扰信道 系数， 再对个线路 的待发送信号进行预编码处理， 即可消除线路间带内和带外频谱间的串扰 影响， 降低了不同属性线路共存的系统内， 线路间的串扰对线路速率的影 响， 从而增加了 FTTC提速的效果和稳定性。

图 11为本发明实施例提供的串扰估计方法实施例� ��的流程示意图。 如图 11所示， 本串扰估计方法包括：

S 111 ,第一线路的一端的收发器接收数字用户线路� �统中矢量化控制 实体分配的第一导频序列。

本发明各实施例中提到的第一线路和第二线路 可以指频谱范围有重 叠的某两类线路中的任意一条线路， 比如第一线路指属性为 30a的线路中 的一条， 第二线路指属性为 17a的线路中的一条， 相应的第一线路一端的 收发器指该条线路发送端的收发器， 第一线路对端的收发器指该条线路接 收端的收发器。 或者， 各实施例中的第一线路和第二线路也可以指频 谱范 围与其它线路有重叠的某类线路，比如第一线 路指属性为 30a的一类线路， 第二线路指属性为 17a的一类线路， 此时， 第一线路一端的收发器指该类 线路中某条线路发送端的收发器， 第一线路对端的收发器指同一条该类线 路接收端的收发器。

为方便说明， 本发明各实施例以第一线路为某条 30a线路， 第二线路 为某条 17a线路为例进行说明。

第一线路的一端的收发器，指该线路发送端的 收发器，对于上行信号， 各线路的发送端即为各用户端，各用户端发送 导频训练信号至 DSLAM端; 对于下行信号， 各线路的发送端即为 DSLAM端， 通过每个子载波发送导 频训练信号至各用户端。

5112,所述第一线路的一端的收发器根据所述第� ��导频序列生成并发 送第一导频训练信号和第三导频训练信号。

其中， 第一导频训练信号为所述第一线路在与第二线 路频谱重叠范围 内的导频训练信号， 所述第三导频训练信号为所述第一线路在与第 二线路 频谱重叠范围外的导频训练信号， 所述第二线路的带外频谱与所述第一线 路的带内频谱重叠。

具体的， 30a线路的发送端的收发器接收 VCE分配的导频序列， 之后 分别在同歩符合的 0~17.6MHz子载波和 17.6MHz~35.2MHz子载波上调制 第一导频序列， 生成第一导频训练信号及第三导频训练信号。

5113 ,所述第一线路的对端的收发器根据所述第一� �频训练信号及第 三导频训练信号生成误差样本信号。

其中， 线路的对端指线路的接收端， 对于上行信号， 各线路的接收端 即为 DSLAM端； 对于下行信号， 各线路的接收端即为用户端。

具体的， 30a线路的接收端的收发器接收到 30a线路的发送端发送的 导频训练信号后， 由于信号在线路上传输的过程中不同线路间会 产生远端 串扰， 所以接收端接收到的信号与发送端发送的信号 之间可能存在一定的 差异， 接收端根据接收到的导频训练信号判断发送端 发送的导频训练信 号， 并计算接收信号与发送信号之间的差异， 获得误差样本信号。

S 114,所述第一线路的对端的收发器将所述误差� �本信号发送给矢量 化控制实体来确定所述第二线路对第一线路的 第一串扰信道系数。

30a线路将该误差样本信号发送给 VCE, VCE可根据第一线路返回的 反馈误差样本信号， 计算第二线路对所述第一线路的第一串扰信道 矩阵， 将第一串扰信道矩阵进行逆矩阵变换即可得到 第一串扰信道系数， 即预编 码系数。

VCE根据确定的预编码系数对各线路待发送的数 据信号进行预编码 处理， 即可消除线路间的远端串扰， 比如对于 30a线路， VCE通过上述方 法， 除了可消除 17a线路带内信号对 30a线路的串扰外， 还可消除 17a线 路在 17.6MHz~35.2MHz间的带外频谱对 30a线路的串扰。

本发明实施例提供的串扰估计方法， 第一线路的收发器根据矢量化控 制实体分配的导频序列， 生成不同频谱范围内的导频训练信号， 进而确定 样本误差， 即可使矢量化控制实体确定第二线路对第一线 路的串扰信道系 数， 从而通过对第一线路的待发送数据信号进行预 编码处理， 即可消除第 二线路对第一线路带内和带外频谱间的串扰影 响， 降低了不同属性线路共 存的系统内， 由于线路间的串扰对线路速率的影响， 从而增加了 FTTC提 速的效果和稳定性。

可以理解的是， 通过同样的方法， 也可实现对第二线路待发送信号的 预编码处理。

本实施例的一种可能的实现形式中， 上述 S 114包括：

所述第一线路的对端的收发器将所述误差样本 信号发送给矢量化控 制实体， 以使所述矢量化控制实体根据所述误差样本信 号、 第一导频序列 及第二导频序列确定所述第二线路对第一线路 的第一串扰信道系数； 所述第二导频序列为所述矢量化控制实体为所 述第二线路分配的导 频序列， 所述第一导频训练信号与所述第二线路的一端 的收发器根据所述 第二导频序列生成的第二导频训练信号正交， 所述第三导频训练信号与所 述第二导频训练信号的带外镜像信号正交。

由于各线路返回给 VCE的导频训练信号是根据该线路与其它线路的 频谱重叠情况生成的， VCE根据接收到的各线路上的误差样本信号及分 配 给各线路的导频序列即可分析确定各线路的带 内频谱及带外频谱间的串 扰信道系数。

本实施例的再一种可能的实现形式中，所述第 三导频训练信号为所述 第一导频训练信号在所述第一线路与所述第二 线路频谱重叠区域外的镜 像信号。

本实施例中是与上述串扰估计方法实施例一交 互的串扰估计方法， 相 关的详细描述可参照上述串扰估计方法实施例 一中的相关描述， 此处不再 赘述。

对于 30a线路， 通过上述方法， 即可消除 17a线路带内信号对 30a线 路的串扰， 又可消除 17a线路的带外信号对 30a线路的串扰。 对于 17a线 路， 通过上述方法， 除了可消除 30a线路带内信号对 17a线路的串扰外， 还需消除 30a线路在 17.6MHz~35.2MHz间的带内频谱串扰对 17a线路带 内的干扰。

若 30a线路在 17.6MHz~35.2MHz的导频训练信号和 0~17.6MHz的导 频训练信号是共轭对称的， 这样 30a线路 17.6MHz~35.2MHz的导频训练 信号通过带外串扰镜像到 17.6MHz以内后， 和 30a线路在 0~17.6MHz的 导频训练信号是一样的， 所以 17a线路无法估计干扰源的串扰信道， 为了 消除 30a线路在 17.6MHz~35.2MHz对 17a线路的带外频谱的影响镜像干 扰 17a线路的带内频谱， 需满足， 所述第一导频训练信号和第三导频训练 信号分别与第二导频训练信号互为正交信号， 这样 VCE在收到 17a线路 返回的反馈误差样本信号后， 即可确定 30a线路对 17a线路的第二串扰信 道系数，即 30a线路在 0~17.6MHz内对 17a线路带内频谱的串扰信道系数 及在 17.6MHz~35.2MHz对 17a线路带外频谱的串扰信道系数。

具体的， 第二导频序列与第一导频序列满足正交性， 即第一导频序列 与第二导频序列可以是互为正交的导频序列， 还可以是满足正交性的其它 导频序列， 比如， 足够长的伪随机序列。 本发明各实施例中以所有导频序 列为正交导频序列进行说明。

图 12为本发明实施例提供的串扰估计方法实施例� ��的流程示意图。 如图 12所示， 该实施例包括：

S 121 ,第一线路的一端的收发器接收数字用户线路� �统中矢量化控制 实体分配的第一导频序列。

S 122,所述第一线路的一端的收发器在满足预设� �制周期的奇数子载 波上生成与所述第一导频序列对应且其它子载 波上为 1或者 0的第一导频 训练信号， 以及在满足预设调制周期的偶数子载波上生成 与所述第一导频 序列对应且其它子载波上为 1或者 0的第三导频训练信号。

其中， 预设的调制周期为 2的整数倍。 比如， 若调制周期为 2， 第一 线路采用的调制周期为 2， 则第一线路生成的第一导频训练信号的每个奇 数子载波上的导频值与导频序列对应， 其它子载波上的导频值全为 1或者 0， 生成的第三导频训练信号的每个偶数子载波上 的导频值与导频序列对 应， 其它子载波上的导频值全为 1或者 0。 若第一线路采用的调制周期为 4， 则第一线路生成的第一导频训练信号的 1、 5、 9……等子载波上调制导 频序列， 在其它子载波， 如 2、 3、 4、 6、 7、 8等子载波上调制信号为 1 或 0的导频序列， 第三导频训练信号的 2、 6、 10……等子载波上调制导频 序列， 在其它子载波， 如 1、 3、 4、 5、 7、 8、 9等子载波上调制信号为 1 或 0的导频序列， 依次类推。

即在 30a线路与 17a线路共存的系统中， 在 30a线路与 17a线路的频 谱重叠范围内， 30a线路按预设的调制周期， 在同歩符号的满足预设调制 周期的奇数子载波上调制第一导频序列， 且在同歩符号的其它子载波上调 制导频值全为 1或者 0的导频序列； 在 30a线路与 17a线路的频谱重叠范 围外， 在同歩符号的满足预设的调制周期的偶数子载 波上调制第一导频序 列， 且在同歩符号的其它子载波上调制导频值全为 1或者 0的导频序列。

或者， S 122还可以为：

所述第一线路的一端的收发器在满足预设调制 周期的偶数子载波上 生成与所述第一导频序列对应且其它子载波上 的信号为 1或者 0的第一导 频训练信号， 以及在满足预设调制周期的奇数子载波上生成 与所述第一导 频序列对应且其它子载波上为 1或者 0的第三导频训练信号。

即在 30a线路与 17a线路共存的系统中， 在 30a线路与 17a线路的频 谱重叠范围内， 30a线路在同歩符号的满足预设的调制周期的偶 数子载波 上调制第一导频序列， 且在同歩符号的其它子载波上调制导频值全为 1或 者 0的导频序列； 在 30a线路与 17a线路的频谱重叠范围外， 按在同歩符 号满足预设的调制周期的奇数子载波上调制第 一导频序列， 且在同歩符号 的其它子载波上调制导频值全为 1或者 0的导频序列。

5123 ,所述第一线路的对端的收发器根据所述第一� �频训练信号及第 三导频训练信号生成误差样本信号。

5124,所述第一线路的对端的收发器将所述误差� ��本信号发送给矢量 化控制实体来确定所述第二线路对第一线路的 第一串扰信道系数。

上述 S 121、 S 123和 S 124可参照上述实施例中的 S l l l、 S113和 S114 的详细描述， 此处不再赘述。

需要说明的是， 在上述系统中， 为了实现这种工作方式， 系统中同歩 符号的标识模式支持在奇数或者偶数子载波上 进行标识， 标识周期为 2的 整数倍。

具体的， 对于下行方向， 下行同歩符号的标识模式要支持在 30a线路 与 17a线路的频谱重叠范围内的奇数或者偶数子载 波上进行标识， 标识周 期为 2的整数倍， 以及在 30a线路与 17a线路的频谱重叠范围外的偶数或 者奇数子载波上进行标识， 标识周期为 2的整数倍； 对于上行方向， 在握 手阶段 VTU-0和 VTU-R间要互相通知对方，各自是否支持上述奇� ��频率 不同的导频序列， 比如， 定义某一标识比特为 1表示支持， 0表示不支持， 则在握手阶段， VTU-R向 VTU-0发送的通知中该比特为 1， 且 VTU-0向 VTU-R发送的通知中该比特也为 1，则表示 VTU-R和 VTU-0都支持上述 奇偶频率不同的导频序列， 且上行同歩符号的标识模式支持在在 30a线路 与 17a线路的频谱重叠范围内的奇数或者偶数子载 波上进行标识， 标识周 期为 2的整数倍， 以及在 30a线路与 17a线路的频谱重叠范围外的偶数或 者奇数子载波上进行标识， 标识周期为 2的整数倍。 例如， 第一导频序列 被分别调制到在 30a线路与 17a线路的频谱重叠范围内的索引为 2«+1的 子载波， 以及在 30a线路与 17a线路的频谱重叠范围外的索引为 2η的子 载波。 当对导频序列进行更新时， VTU-0发送一个导频更新命令给

VTU-R , 并给 VTU-R传送上述形式的导频序列， VTU-R发送一个消息响 应 VTU-0是否更新成功。

本发明实施例提供的串扰估计方法， 第一线路根据矢量化控制实体分 配的导频序列， 在不同频谱范围内、 不同的子载波上按预设的周期生成的 导频训练信号， 进而确定样本误差， 不仅可使矢量化控制实体确定第二线 路对第一线路的串扰信道系数， 还可确定第一线路对第二线路的串扰信道 系数， 从而可通过对第一线路和第二线路的待发送数 据信号进行预编码处 理， 来消除线路间的带内和带外频谱间的串扰影响 ， 降低了不同属性线路 共存的系统内， 由于线路间的串扰对线路速率的影响， 从而增加了 FTTC 提速的效果和稳定性。

图 13为本发明实施例提供的串扰估计方法实施例� ��的流程示意图。 如图 13所示， 若第一导频训练信号、 第二导频训练信号和第三导频训练 互为正交信号， 则可实现上述第一导频训练信号和第三导频训 练信号分别 与第二导频训练信号互为正交信号， 则如图 13所示， 该串扰估计方法包 括：

S 131 ,第一线路的一端的收发器接收数字用户线路� �统中矢量化控制 实体分配的第一导频序列。

5132 , 所述第一线路的一端的收发器接收所述矢量化 控制实体分配的 第三导频序列。

其中，所述第一导频序列、第二导频序列及第 三导频序列满足正交性。 具体的 VCE为第一线路 （30a) 分配导频序列时， 不再是所有频谱仅 分一个导频序列， 而是在所有频率上分配成对的导频序列， 且该成对的导 频序列满足正交性， 使得 30a线路将成对的导频序列分别调制在同歩符号 的一部分频率上和另一部分频率上。 比如， 30a线路与 17a线路共存的系 统中， 30a线路与 17a线路有频谱重叠区， 则选择两个满足正交性的导频 序列给 30a线路， 选取一个另外的导频序列给 17a线路， 假设选取 PS 1和 PS2导频序列给 30a线路， 选取 PS3导频序列给 17a线路， PS 1、 PS2、 PS3 三者彼此满足正交性。

其中， 系统中的 VDSL收发器器 （VDSL Transceiver Unit, 简称 VTU) 支持在同步符号的不同频率上接收不同导频序 列的值及计算误差样本信号。

具体的， 为了实现上述工作方式， Vector DSL系统需满足， 对于下行 方向，位于用户端的 VDSL收发器器（VDSL Transceiver Unit at the Remote, 简称 VTU-R)需要支持在同歩符号的不同频率上接收不 同导频序列的值和 计算误差样本信号； 对于上行方向， 在握手阶段， 中心局的 VDSL收发器 器 （VDSL Transceiver Unit at the ONU， 简称 VTU-O ) 和 VTU-R间需要 相互通知各自是否支持上行频率上成对的导频 序列。 其中， 可通过通知中 的一个比特值标识 VTU-0或 VTU-R是否支持上行频率上成对的导频序 列， 比如， 该比特值为 1表示 VTU-0或 VTU-R支持上行频率上成对的导 频序列， 为 0表示 VTU-0或 VTU-R不支持上行频率上成对的导频序列。 举例来说， 上行方向上， 定义 #0和 #1为频率上成对的两个导频序列， 则 30a线路发送端将导频序列 #0和 #1分别调制到同歩符号的非重叠的子载 波和重叠的子载波上， 当对导频序列进行更新时， VTU-0发送一个导频更 新命令给 VTU-R, 并给 VTU-R传送 #0和 #1导频序列， VTU-R发送一个 响应消息给 VTU-0, 以使 VTU-0获知 VTU-R是否更新成功。

5133 , 所述第一线路的一端的收发器根据所述第一导 频序列生成并发 送第一导频训练信号， 根据所述第三导频序列生成并发送第三导频训 练信 号。

5134,所述第一线路的对端的收发器根据所述第� ��导频训练信号及第 三导频训练信号生成误差样本信号。

5135 ,所述第一线路的对端的收发器将所述误差样� �信号发送给矢量 化控制实体来确定所述第二线路对第一线路的 第一串扰信道系数。

具体的， 上述 S131、 S134和 S135可参照上述 Sl l l、 S113和 S114 的详细说明， 此处不再赘述。

本发明实施例提供的串扰估计方法， 第一线路根据矢量化控制实体分 配的两个满足正交性的导频序列， 在不同频谱范围内生成的相互正交的导 频训练信号， 进而确定样本误差， 不仅可使矢量化控制实体确定第二线路 对第一线路的串扰信道系数， 还可确定第一线路对第二线路的串扰信道系 数， 从而可通过对第一线路和第二线路的待发送数 据信号进行预编码处 理， 来消除线路间的带内和带外频谱间的串扰影响 ， 降低了不同属性线路 共存的系统内， 由于线路间的串扰对线路速率的影响， 从而增加了 FTTC 提速的效果和稳定性。

图 14为本发明实施例提供的矢量化控制装置实施� ��一的结构示意图。 如图 14所示， 该装置 14包括： 分配模块 141、 接收模块 142和确定模块 143。

其中， 分配模块 141用于为数字用户线路系统中的第一线路和第 二线 路分别分配第一导频序列和第二导频序列， 以使所述第一线路的一端的收 发器根据所述第一导频序列发送第一导频训练 信号和第三导频训练信号， 所述第二线路的一端的收发器根据所述第二导 频序列发送第二导频训练 信号， 所述第二线路的带外频谱与所述第一线路的带 内频谱重叠， 所述第 一导频序列与第二导频序列满足正交性， 所述第一导频训练信号为所述第 一线路在与第二线路频谱重叠范围内的导频训 练信号， 所述第三导频训练 信号为所述第一线路在与第二线路频谱重叠范 围外的导频训练信号， 所述 第二导频训练信号为所述第二线路在带内频谱 范围内的导频训练信号， 所 述第一导频训练信号与所述第三导频训练信号 正交， 所述第二导频训练信 号与所述第三导频训练信号的带外镜像信号正 交； 接收模块 142用于接收 所述第一线路的对端的收发器和第二线路的对 端的收发器发送的误差样 本信号， 所述误差样本信号由所述第一线路的对端的收 发器和第二线路的 对端的收发器根据接收的导频训练信号确定； 确定模块 143用于根据所述 误差样本信号、第一导频序列及第二导频序列 确定所述第二线路对第一线 路的第一串扰信道系数及所述第一线路对所述 第二线路的第二串扰信道 系数。

本实施例的一种可能的实现形式中， 所述第三导频训练信号为所述第 一导频训练信号在所述第一线路与所述第二线 路频谱重叠区域外的镜像 信号。

本实施例提供的矢量化控制装置为 Vector DSL系统中的矢量化控制 实体， 矢量化控制装置中各模块的功能和串扰估计流 程可参照上述串扰估 计方法实施例一中的详细描述， 此处不再赘述。

本实施例提供的矢量化控制装置， 根据各线路由的不同频谱范围内的 导频训练信号确定的样本误差， 即可确定各线路间的串扰信道系数， 再对 各线路的待发送数据信号进行预编码处理， 即可消除线路间带内和带外频 谱间的串扰影响， 降低了不同属性线路共存的系统内， 由于线路间的串扰 对线路速率的影响， 从而增加了 FTTC提速的效果和稳定性。

图 15为本发明实施例提供的矢量化控制装置实施� ��二的结构示意图。 如图 15所示， 在图 14所示的基础上该矢量化控制装置 14还包括： 第一 获取模块 151和第一处理模块 152。

其中， 第一获取模块 151用于获取所述第二线路的第二待发送信号在 所述第二线路带外的第二镜像信号； 第一处理模块 152用于根据所述第一 串扰信道系数、第二串扰信道系数及第二镜像 信号对所述第一线路和第二 线路的待发送信号进行预编码处理， 确定所述第一线路及第二线路的待发 送信号的预编码信号。

或者， 在本实施例的一种可能的实现形式中， 所述确定模块 143还用 于确定所述第一串扰信道系数的第一镜像系数 ； 该矢量化控制装置 14还 包括第二获取模块和第二处理模块。

其中， 第二获取模块用于获取所述第一线路的第三待 发送信号的第三 镜像信号， 所述第三待发送信号为所述第一线路在与所述 第二线路的频谱 重叠范围外的待发送信号， 所述第三镜像信号为所述第三待发送信号在所 述第一线路在与所述第二线路的频谱重叠范围 内的镜像信号； 第二处理模 块， 用于根据所述第一串扰信道系数、 第二串扰信道系数、 第一镜像系数 及第三镜像信号对所述第一线路和第二线路的 待发送信号进行预编码处 理， 确定所述第一线路的第一待发送信号的预编码 信号、 第三镜像信号的 预编码信号及所述第二线路的第二待发送信号 的预编码信号， 所述第一待 发送信号为所述第一线路在与所述第二线路频 谱重叠范围内的待发送信 号。

对于 30a线路， 矢量化控制装置即可消除 17a线路带内信号对 30a线 路的串扰， 又可消除 17a线路的带外信号对 30a线路的串扰。 对于 17a线 路， 通过上述方法， 除了可消除 30a线路带内信号对 17a线路的串扰外， 还需消除 30a线路在 17.6MHz~35.2MHz间的带内频谱串扰对 17a线路带 内的干扰。

若 30a线路在 17.6MHz~35.2MHz的导频训练信号和 0~17.6MHz的导 频训练信号是共轭对称的， 这样 30a线路 17.6MHz~35.2MHz的导频训练 信号通过带外串扰镜像到 17.6MHz以内后， 和 30a线路在 0~17.6MHz的 导频训练信号是一样的， 所以 17a线路无法估计干扰源的串扰信道， 为了 消除 30a线路在 17.6MHz~35.2MHz对 17a线路的带外频谱的影响镜像干 扰 17a线路的带内频谱， 需满足， 第一导频训练信号和第三导频训练信号 分别与第二导频训练信号互为正交信号， 这样 VCE在收到 17a线路返回 的反馈误差样本信号后， 即可确定 30a线路对 17a线路的第二串扰信道系 数，即 30a线路在 0~17.6MHz内对 17a线路带内频谱的串扰信道系数及在 17.6MHz~35.2MHz对 17a线路带外频谱的串扰信道系数。

则所述分配模块 141具体用于为系统中的第一线路分配第一导频 序列 和第三导频序列， 为第二线路分配第二导频序列， 以使所述第一线路根据 所述第一导频序发送第一导频训练信号， 根据所述第三导频列发送第三导 频训练信号， 所述第二线路根据所述第二导频序列发送第二 导频训练信 号， 所述第一导频序列、 第二导频序列和第三导频序列满足正交性； 所述 确定模块 143具体用于根据所述误差样本信号、第一导频 序列及第三导频 序列确定所述第二线路对第一线路的第三串扰 信道系数及第四串扰信道 系数， 根据所述误差样本信号及第二导频序列确定所 述第一线路对所述第 二线路的第二串扰信道系数。

或者， 所述分配模块 141具体用于为所述系统中第一线路和第二线路 分别分配第一导频序列和第二导频序列， 以使所述第一线路的一端的收发 器在满足预设调制周期的奇数子载波上生成与 所述第一导频序列对应且 其它子载波上为 1或者 0的第一导频训练信号， 以及在满足预设调制周期 的偶数子载波上生成与所述第一导频序列对应 且其它子载波上为 1或者 0 的第三导频训练信号； 所述确定模块 143具体用于在满足预设调制周期的 奇数子载波上计算所述第一线路对所述第二线 路的第三串扰信道系数， 在 满足预设调制周期的偶数子载波上计算所述第 一线路对所述第二线路的 第四串扰信道系数。

或者， 所述分配模块 141具体用于为所述系统中第一线路和第二线路 分别分配第一导频序列和第二导频序列， 以使所述第一线路的一端的收发 器在满足预设调制周期的偶数子载波上生成与 所述第一导频序列对应且 其它子载波上为 1或者 0的第一导频训练信号， 以及在满足预设调制周期 的奇数子载波上生成与所述第一导频序列对应 且其它子载波上为 1或者 0 的第三导频训练信号； 所述确定模块 143具体用于在满足预设调制周期的 偶数子载波上分别计算所述第一线路对所述第 二线路的第三串扰信道系 数， 在满足预设调制周期的奇数子载波上分别计算 所述第一线路对所述第 二线路的第四串扰信道系数。

具体的， 所述预设的调制周期为 2的整数倍。

进一歩地，所述确定模块，还用于确定所述第 四串扰信道系数在所述 第一线路与第二线路的频谱重叠范围内的第四 镜像系数；

还包括第三获取模块， 用于获取所述第一线路的第三待发送信号的第 三镜像信号， 所述第三待发送信号为所述第一线路在与所述 第二线路的频 谱重叠范围外的待发送信号， 所述第三镜像信号为所述第三待发送信号在 所述第一线路在与所述第二线路的频谱重叠范 围内的镜像信号；

所述确定模块， 还用于根据所述第二串扰信道系数、 第三串扰信道系 数、 第四串扰信道系数、 第四镜像系数及第三镜像信号对所述第一线路 和 第二线路的待发送信号进行预编码处理， 确定所述第一线路的第一待发送 信号的预编码信号、第三待发送信号的预编码 信号及所述第二线路的第二 待发送信号的预编码信号， 所述第一待发送信号为所述第一线路在与所述 第二线路频谱重叠范围内的待发送信号， 所述第三待发送信号为所述第一 线路在与所述第二线路频谱重叠范围外的待发 送信号。

本实施例提供的矢量化控制装置中各模块的功 能及串扰估计流程可 参照上述串扰估计方法实施例二至实施例六的 详细描述， 此处不再赘述。

本实施例提供的矢量化控制装置， 根据各线路由的不同频谱范围内的 导频训练信号确定的样本误差， 即可确定各线路间的串扰信道系数， 再对 各线路的待发送数据信号进行预编码处理， 即可消除线路间带内和带外频 谱间的串扰影响， 降低了不同属性线路共存的系统内， 由于线路间的串扰 对线路速率的影响， 从而增加了 FTTC提速的效果和稳定性。

图 16为本发明实施例提供的网络控制设备的结构� ��意图。 如图 16所 示， 该网络控制设备 16包括： 处理器 161、 存储器 162以及至少一个通信 端口 163。

其中， 所述通信端口 163用于与外部设备进行通信， 所述存储器 162 用于存储计算机程序指令， 所述处理器 161， 与所述存储器 162耦合， 用 于调用所述存储器中存储的计算机程序指令， 以执行如串扰估计方法实施 例一到实施例六所示的串扰估计方法。

图 17为本发明实施例提供的线路装置实施例的结� ��示意图。 如图 17 所示， 该线路装置 17包括： 第一收发器 171和第二收发器 172。

其中， 第一收发器 171用于接收数字用户线路系统中矢量化控制实 体 分配的第一导频序列； 所述第一收发器 171还用于根据所述第一导频序列 生成并发送第一导频训练信号和第三导频训练 信号， 所述第一导频训练信 号为所述第一线路在与第二线路频谱重叠范围 内的导频训练信号， 所述第 三导频训练信号为所述第一线路在与第二线路 频谱重叠范围外的导频训 练信号， 所述第二线路的带外频谱与所述第一线路的带 内频谱重叠； 第二 收发器 172用于根据所述第一导频训练信号及第三导频 训练信号生成误差 样本信号； 所述第二收发器 172还用于将所述误差样本信号发送给矢量化 控制实体来确定所述第二线路对第一线路的第 一串扰信道系数。

上述实施例的一种可能的实现形式中， 所述第二收发器具体用于： 将所述误差样本信号发送给矢量化控制实体， 以使所述矢量化控制实 体根据所述误差样本信号、 第一导频序列及第二导频序列确定所述第二线 路对第一线路的第一串扰信道系数；

所述第二导频序列为所述矢量化控制实体为所 述第二线路分配的导 频序列， 所述第一导频训练信号与所述第二线路的一端 的收发器根据所述 第二导频序列生成的第二导频训练信号正交， 所述第三导频训练信号与所 述第二导频训练信号的带外镜像信号正交。 上述实施例的另一种可能的实 现形式中， 所述第三导频训练信号为所述第一导频训练信 号在所述第一线 路与所述第二线路频谱重叠区域外的镜像信号 。

一种较优的实现形式中， 为了消除各线路的带内及带外频谱间的信号 干扰， 所述第一导频训练信号与第三导频训练信号分 别与所述第二导频训 练信号互为正交信号。

相应的， 所述第一收发器具体用于在满足预设调制周期 的奇数子载波 上生成与所述第一导频序列对应且其它子载波 上为 1或者 0的第一导频训 练信号， 以及在满足预设调制周期的偶数子载波上生成 与所述第一导频序 列对应且其它子载波上为 1或者 0的第三导频训练信号。

或者， 所述第一收发器具体用于在满足预设调制周期 的偶数子载波上 生成与所述第一导频序列对应且其它子载波上 的信号为 1或者 0的第一导 频训练信号， 以及在满足预设调制周期的奇数子载波上生成 与所述第一导 频序列对应且其它子载波上为 1或者 0的第三导频训练信号。

其中， 所述预设的调制周期为 2的整数倍。

或者， 对于下行方向， 若系统中线路装置支持在同歩符号的不同频率 上接收不同导频序列的值和计算误差样本信号 ； 对于上行方向， 在握手阶 段， 中心局的 VDSL收发器器 （VDSL Transceiver Unit at the ONU， 简称 VTU-O ) 和 VTU-R间需要相互通知各自是否支持上行频率上� ��对的导频 序列。 其中， 可通过通知中的一个比特值标识 VTU-0或 VTU-R是否支持 上行频率上成对的导频序列， 比如， 该比特值为 1表示 VTU-0或 VTU-R 支持上行频率上成对的导频序列，为 0表示 VTU-0或 VTU-R不支持上行 频率上成对的导频序列。

或者， 为了若第一导频训练信号、 第三导频训练信号与第二导频训练 信号都互为正交信号， 也可满足上述第一导频训练信号与第三导频训 练信 号分别与所述第二导频训练信号互为正交信号 ， 则所述第一收发器还用于 接收所述矢量化控制实体分配的第三导频序列 ， 所述第一导频序列及第三 导频序列满足正交性， 并根据所述第一导频序列生成并发送第一导频 训练 信号， 根据所述第三导频序列生成并发送第三导频训 练信号。

本实施例提供的线路装置的各模块的具体功能 及串扰估计流程可参 照上述串扰估计方法实施例七到九的详细描述 ， 此处不再赘述。

本实施例提供的线路装置， 根据矢量化控制实体分配的导频序列， 在 不同频谱范围内、 不同的子载波上按预设的周期生成的导频训练 信号， 进 而确定样本误差， 不仅可使矢量化控制实体确定第二线路对第一 线路的串 扰信道系数， 还可确定第一线路对第二线路的串扰信道系数 ， 从而可通过 对第一线路和第二线路的待发送数据信号进行 预编码处理， 来消除线路间 的带内和带外频谱间的串扰影响， 降低了不同属性线路共存的系统内， 由 于线路间的串扰对线路速率的影响， 从而增加了 FTTC提速的效果和稳定 性。

图 18为本发明实施例提供的线路设备结构示意图� �� 如图 18所示， 该 线路设备 18包括： 处理器 181、 存储器 182以及至少一个通信端口 183。

其中， 所述通信端口 183用于与外部设备进行通信， 所述存储器 182 用于存储计算机程序指令， 所述处理器 181， 与所述存储器 182耦合， 用 于调用所述存储器中存储的计算机程序指令， 以执行如上述串扰估计方法 实施例七到九的串扰估计方法。

本领域普通技术人员可以理解： 实现上述方法实施例的全部或部分步骤可 以通过程序指令相关的硬件来完成， 前述的程序可以存储于一计算机可读取存 储介质中， 该程序在执行时， 执行包括上述方法实施例的步骤； 而前述的存储 介质包括： ROM、 RAM, 磁碟或者光盘等各种可以存储程序代码的介质 。

最后应说明的是： 以上各实施例仅用以说明本发明的技术方案， 而非 对其限制； 尽管参照前述各实施例对本发明进行了详细的 说明， 本领域的 普通技术人员应当理解： 其依然可以对前述各实施例所记载的技术方案 进 行修改， 或者对其中部分或者全部技术特征进行等同替 换； 而这些修改或 者替换， 并不使相应技术方案的本质脱离本发明各实施 例技术方案的范 围。