| 1. | Getakteter Umrichter mit Strombegrenzung, mit einem im Hauptstromkreis angeordneten und mit seinem Steuereingang an eine Steuerschaltung angeschlossen und durch die Steuerschal¬ tung abwechselnd ein und ausschaltbaren elektronischen Schal¬ ter, mit einem in Serie zum elektronischen Schalter angeordne¬ ten Stromsensor, mit einer zwischen dem Stromsensor und einem Kondensator (16) mit Entladestromkreis (17) angeordneten Aus¬ werteanordnung und mit einer Steuervorrichtung (4, 8), die an den Kondensator (16) angeschlossen ist und bei über einem vor¬ gegebenem Grenzwert liegenden Kondensatorspannungen die Steuer¬ schaltung (8) im Sinne einer Begrenzung des im Hauptstromkreis fließenden Pulsstromes steuert, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t , daß der Stromsensor durch einen Meßwiderstand (3) und die Aus¬ werteanordnung durch einen weiteren elektronischen Schalter ge¬ bildet ist, und daß der im übrigen gesperrte weitere elektroni¬ sche Schalter jeweils während der Einschaltphase des im Haupt¬ stromkreis angeordneten elektronischen Schalters in den leiten¬ den Zustand steuerbar ist. |
| 2. | Getakteter Umrichter nach Anspruch 1, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t , daß der weitere elektronische Schalter durch die SourceDrain Strecke eines Feldeffekttransistors (15) gebildet ist und daß die SourceDrainStrecke des Feldeffekttransistors (15) derart gerichtet ist, daß die Inversdiode (15a) des Feldeffekt¬ transistors (15) in bezug auf die am Meßwiderstand (3) auf¬ tretende Spannung in Durchlaßrichtung gepolt ist und daß der Meßwiderstand (3) derart bemessen ist, daß die an ihm abfallen¬ de Spannung kleiner ist als die Schwellenspannung der Invers¬ diode (15a) des Feldeffekttransistors (15). |
| 3. | Umrichter nach Anspruch 2, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t , daß der im Hauptstromkreis liegende elektronische Schalter durch einen Feldeffekttransistor (6) gebildet ist, daß beide Feldeffekttransistoren (6, 15) vom gleichen Leit¬ fähigkeitstyp sind und daß gleichnamige Anschlüsse (s) der beiden Feldeffekttransi¬ storen (6, 15) und der Strommeßwiderstand (3) miteinander ver¬ bunden sind. |
| 4. | Umrichter nach Anspruch 3, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t , daß die GateElektroden der beiden Feldeffekttransistoren (6, 15) miteinander verbunden sind. |
| 5. | Umrichter nach einem der Ansprüche 1 bis 4, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t , daß der Kondensator (16) und eine Sollspannungsquelle (2) ein¬ polig an einem Bezugspotential liegen und mit ihren freien An¬ schlüssen an die Eingänge eines Komparators (4) geführt sind, dessen Ausgang mit einem Sperreingang der Steuerschaltung (8) verbunden ist. |
| 6. | Umrichter nach Anspruch 5, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t , daß zwischen dem Kondensator (16) und dem Komparator (4) oder zwischen der Sollspannungsquelle (2) und dem Komparator (4) eine Quelle für ein synchrones Dreiecksignal angeordnet ist. |
| 7. | Umrichter nach einem der Ansprüche 1 bis 4, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t , daß der Kondensator (16) und eine Sollspannungsquelle (2) ein¬ polig an einem Bezugspotential liegen und mit ihren freien An¬ schlüssen an die Eingänge eines Operationsverstärkers (4) ge¬ führt sind, dessen Ausgang mit einem Pulsbreitenmodulator der Steuerschaltung (8) verbunden ist und im Falle der Strombe¬ grenzung den Pulsbreitenmodulator sperrt. |
| 8. | Umrichter nach einem der Ansprüche 1 bis 4, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t , daß der Kondensator (16) und eine Sollspannungsquelle (2) ein polig an einem Bezugspotential liegen und mit ihren freien An¬ schlüssen an die Eingänge eines Operationsverstärkers (4) ge¬ führt sind, dessen Ausgang mit einem spannungsgesteuerten Os¬ zillator der Steuerschaltung (8) verbunden ist und im Falle der Strombegrenzung die Frequenz des Oszillators herabsetzt. |
| 9. | Umrichter nach einem der vorgehenden Ansprüche, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t , daß der Meßwiderstand (3) zugleich als Istwertgeber eines Stromreglers mit überlagerter Spannungsregelung dient, bei dem der Istwert der Spannung der Sollwert der Stromregelung ist. |
Fig. 1 zeigt einen Gleichstromumrichter mit Momentanwert-Strom¬ begrenzung, die auch als puls by puls limitation bezeichnet wird und aus der DE-PS 26 13 896 bekannt ist.
Bei dem in Fig. 1 gezeigten Eintakt-Durchflußumrichter liegt die Eingangsspannung U- am Kondensator 1 und die Ausgangs¬ spannung U A am Kondensator 13. Parallel zum Kondensator 1 liegt eine aus der Primärwicklung 91 des Transformators 9, der Drain- Source-Strecke des Feldeffekttransistors 6 und dem Meßwider¬ stand 3 gebildete Serienschaltung. Parallel zur Serienschaltung aus Meßwiderstand 3 und Source-Drain-Strecke des Feldeffekt¬ transistors 6 liegt die zur Spannungsbegrenzung dienende Z-Diode 5. Zwischen der Sekundärwicklung 92 des Transformators 9 und dem Kondensator 13 liegt die Gleichrichterdiode 10. In einem auf die Gleichrichterdiode 10 folgenden Querzweig ist die Freilaufdiodε 11 angeordnet. In einem Längszweig zwischen Frei¬ laufdiode 11 und Kondensator 13 liegt die Drossel 12.
Die Steuerelektrode des Feldeffekttransistors 6 ist an die Steuervorrichtung 8 angeschlossen, die einen Treiber, einen Taktgeber und einen Pulsweitenmodulator enthält. Die Steueranordnung 8 wird sowohl durch den Komparator 4 als auch durch den Spannungsregler 14 gesteuert. Der Komparator 4 ist mit seinem Minuseingang über die Sollspannungsquelle 2 an den einen und mit seinem Pluseingang unmittelbar an den anderen Anschluß des Meßwiderstandes 3 angeschlossen. Der Spannungs¬ regler 14 dient zur Regelung der Ausgangsspannung und ist daher mit seinem Istwerteinang an den Ausgang des Umrichters ange¬ schlossen.
Mit einer derartigen Schaltungsanordnung läßt sich in vielen Fällen eine ausreichende Strombegrenzung erzielen. Bei Umrich-
tern mit relativ hoher Ausgangsspannung tritt jedoch prinzipbe¬ dingt ein sogenanntes "Auslaufen der Kennlinie" ein, d.h. im Kurzschlußfall ist die Begrenzungswirkung reduziert oder aufge¬ hoben. Dies kann schließlich bis zur Zerstörung von Bauteilen führen. Die Ursache für ein derartiges Verhalten liegt in der restlichen minimalen Pulsbreite des Einschaltpulses, die sich durch eine Reihe von Totzeiten in der Steuerkette ergibt. Ist im Ausgangskreis ein LC-Glied mit einer Drossel im Längszweig und einem Kondensator im Querzweig angeordnet und ist - bedingt durch die genannte minimale Pulsbreite - die an die Ausgangs¬ drossel angelegte positive Spannungszeitfläche beim Einschalten größer als die negative in der Ausschaltphase, so steigt die magnetische Energie und damit der Strom von Periode zu Periode unbegrenzt an. Dies bestätigt auch folgende Ungleichung, die beim Klemmenkurzschluß gilt:
U E - U , t E .11. > U DF ' < T - *E min ' ( 1 > mit
U Eingangsspannung ü Übersetzung des Transformators tr E- mm ._. minimale E inschaltdauer
U D p Durchlaßspannung der Freilaufdiode
T Periodendauer
In Fig . 2 sind die typischen Betriebszustände dargestellt:
a Einsatz der Strombegrenzung b Grenzf all , be i dem die minimale E inschaltdauer gerade noch die Begrenzungswirkung zul äßt c Reduzierte Begrenzungswirkung im Kurzsch luß dur ch die Be¬ dingung (1)
Wie Fig . 2 zei gt, ist das geschilderte Problem mit einer reinen Moment anwertbegrenzung nicht lösbar .
Es i st daher zweckmäßig , für die Strombe gr enzung im Kurzschlu߬ fall eine Zusatzschaltung vorzus ehen .
Die Erfindung bezieht sich auf einen wie im Oberbegri f f des Patentanspruchs 1 angegebenen Gleichstromumrichter.
Ein derartiger Umrichter ist bereits aus der DE-Bl-28 38 009 be¬ kannt.
Bei dem bekannten Umrichter wird ein Leistungsschalttransistor durch einen Taktgeber mit Einschaltimpulsen konstanter Arbeits¬ frequenz angesteuert. Zur Regelung der Ausgangsspannung wird der Tastgrad , das heiß t der Quotient der E inschaltzeit des Leistungsschalttransistors zur Periodendauer verändert. Bei überlast am Ausgang des Gleichstromumrichters wird zum Schutz der Bauteile der Strom im Leistungskreis begrenzt. Dies wird durch eine Verkürzung der E inschaltzeit erreicht. Dabei wird der Schalttransistor mit Hilfe einer Stromme ßschaltung gesperrt, sobald der mit Hilf e eines Stromwandlers gemessene Momentan- wert des durch den Schalttransistor fließenden Stromes ei nen vorgegebenen Grenzwert übersteigt .
Da die Speicherzeit des Schalttransistors eine Mindesteinschalt- zeit bedingt und diese Mindesteinschaltzeit eine wirtschaftlich nicht vertretbare Uberbemessung der Leistungskreis-Bauteile für den Kurzschlußfall erfordern würde , greift bei dem bekannten Um¬ richter eine weitere Strommeßschaltung, die über eine Diode an die Bürde des Stromwandlers angeschlossen ist ein , wenn die Min¬ desteinschaltzeit des Schalttransistors unterschritten werden müßte und die Spannung an der Bürde des Stromwandlers daher um mehr als die Schwellenspannung der Diode angestiegen ist . Sie legt - gegebenenfalls wiederholt - Schaltpausen von der Dauer" mehrerer Perioden ein, so daß der Strom im Leistungskreis nicht über eine vorgegebene Grenze steigt. Au f diese Weise läßt sich eine weitergehende Strombegrenzung erzielen.
Die Zusatzschaltung sorgt dafür , daß die Aus gangsdrossel im magnetischen G leichgewicht bleibt und die Begrenzuntgswirkung auch im Kurzschluß aufrechterhalten wird , ist jedoch mit einem recht großen Au fwand verbunden .
Aufgabe der Erfindung ist es, einen getakteten Umrichter der eingangs genannten Art derart auszubilden, daß für eine wirk¬ same Strombegrenzung als Stromsensor ein möglichst nieder- ohmiger Strommeßwiderstand ausreicht und auf verlustarme Weise ein Spitzenwert des Stromes gebildet und gespeichert wird. Insbesondere soll sich bei geringem Aufwand eine geringe Tem¬ peraturabhängigkeit ergeben.
Gemäß der Erfindung wird der Umrichter zur Lösung dieser Auf¬ gabe in der im kennzeichnenden Teil des Patentanspruchs 1 an¬ gegebenen Weise ausgebildet.
Der weitere elektronische Schalter ist während der gesamten Sperrphase des im Hauptstromkreis liegenden elektronischen Schalters ebenfalls gesperrt. Er kann während der gesamten Einschaltphase des im Hauptstromkreis liegenden elektronischen Schalters ebenfalls leitend sein. Da der zu speichernde Spitzen¬ wert erst am Ende der leitenden Phase entsteht, kann der weite¬ re elektronische Schalter gegebenenfalls so angesteuert werden, daß er nur in einem zeitlichen Teilbereich der Einschaltphase des im Hauptstromkreis liegenden Schalttransistors leitend ge¬ steuert ist, derart, daß beide elektronische Schalter gleich¬ zeitig von leitenden in den gesperrten Zustand übergehen. Auf diese Weise lassen sich Einschaltstromspitzen beim Anschalten des Kondensators reduzieren oder Spannungsspitzen ausblenden, die aufgrund von Einschaltstromspitzen des Hauptstromkreises am Meßwiderstand auftreten.
In der nicht vorverδffentlichten europäischen Patentanmeldung mit dem Aktenzeichen 89 111 982.8 ist bereits ein getakteter Umrichter bekannt, der zusätzlich zu einem im Hauptstromkreis liegenden elektronischen Schalter einen weiteren elektroni¬ schen Schalter aufweist, der zwischen einem im Hauptstromkreis liegenden Meßwiderstand und einer RC-Parallelschaltung angeord¬ net ist. Jener zusätzliche elektronische Schalter wird in be- zug auf den erstgenannten elektronischen Schalter verzögert ein- und ausgeschaltet. Die Spannung am Kondensator folgt der Meß-
Spannung am Meßwiderstand. Zum Zeitpunkt der verzögerten Aus¬ schaltung des zusätzlichen elektronischen Schalters ist der Kondensator bereits entladen.
Die Weiterbildung der Erfindung nach Anspruch 2 hat den Vor¬ teil, daß bei besonders geringem Aufwand eine geringe Tempera¬ turabhängigkeit gewährleistet ist.
Aus dem Datenbuch SIPMOS-Kleinsignaltransistoren, Leistungs¬ transistoren, Siemens AG, Ausgabe 84/85, Best.Nr. B3-3209, Seiten 24 und 25 ist zwar bekannt, daß sich Gleichrichter¬ schaltungen mit extrem niedrigen Durchlaßspannungen mit Hilfe von Feldeffekttransistoren realisieren lassen. Bei der Reali¬ sierung einer solchen Gleichrichterschaltung ist jedoch eine Steuerschaltung erforderlich, die in Abhängigkeit von der Po¬ larität der am Feldeffekttransistor liegenden Spannung den Feldeffekttransistor in den leitenden oder gesperrten Zustand überführt.
Der erfindungsgemäße Umrichter kommt in vorteilhafter Weise ohne eine derartige Steuerschaltung aus.
Weitere vorteilhafte Ausgestaltungen der Erfindung ergeben sich aus den weiteren Unteransprüchen.
Die Erfindung wird anhand der in den Figuren 3, 5 und 6 gezeig¬ ten Ausführungsbeispiele sowie anhand der Impulsdiagramme nach den Figuren 4 und 7 näher erläutert.
Es zeigen
Fig. 1 einen bekannten Umrichter,
Fig. 2 ein Impulsdiagramm für den Umrichter nach Fig. 1,
Fig. 3 einen Umrichter mit Unterdrückung von Einschaltimpulsen mit Hilfe eines Komparators, Fig. 4 ein Impulsdiagramm für den Umrichter nach Fig. 3, Fig. 5 einen Umrichter mit Unterdrückung von Einschaltimpulsen mit Hilfe eines Differenzverstärkers,
Fig . 6 einen Umrichter mit einem spannungsgesteuerten Oszilla¬ tor und Fig . 7 ein Impulsdiagramm für den Umrichter nach Fig . 6.
In Fig . 3 ist ei n getakteter Umrichter nach der Erfindung dar¬ gestellt.
Bei dem in Fig . 3 gezeigten E intakt-Durchflußumrichter liegt die Eingangsspannung U £ am Kondensator 1 und die Ausgangs¬ spannung U « am Kondensator 13. Parallel zum Kondensator 1 liegt eine aus der Primärwicklung 91 des Transformators 9, der Drain- Source-Strecke des Feldeffekttransistors 6 und dem Meßwider¬ stand 3 gebildete Serienschaltung. Zwischen der Sekundär¬ wicklung 92 des Transformators 9 und dem Kondensator 13 liegt die Gleichrichterdiode 10. In einem auf die Gleichrichterdiode 10 folgenden Querzweig ist die Freilaufdiode 11 angeordnet. In einem Längszweig zwischen Freilaufdiode 11 und Kondensator 13 liegt die Drossel 12.
An den Meßwiderstand 3 ist ei ne Auswerteanordnung angeschlos¬ sen , die aus dem Felde ffekttransistor 15, dem Kondensator 16 und dem einen Entladestromkreis bildenden Widerstand 17 be¬ steht. Der Feldeffekttransistor 15 ist mit seiner Source- Elektrode unmittelbar an die Source-Elektrode des Feldeffekt¬ transistors 6 und mit seiner Steuerelektrode unmittelbar an die Steuerelektrode des Feldeffekttransistors 6 geführt. Beide Feldeffekttransistoren sind N-Kanal-MOS-T ransistoren.
Der Kondensator 16 und die Sollspannungsquelle 2 sind einpolig miteinander verbunden. Der Komparator 4 ist mit seinem inver¬ tierenden E ingang an die Sollspannungsquelle 2 und mit seinem nicht invertierenden E ingang über die Dreieckspannungsquelle 20 an den Kondensator 16 angeschlossen. Dabei sind die Source- Elektroden der beiden Feldeffekttransistoren 6 und 15 unmittelbar miteinander und mit dem Meßwiderstand 3 verbunden.
Die Steuervorrichtung 8 dient zur Regelung der Ausgangsspannung U . Der Regelkreis verläuft vom Ausgang des Umr ichters über den
Spannungsregler 14, den Pulsweitenmodulator 83 , die Logik¬ schaltung 82 und den Treiber 81 zum Verbindungspunkt der Steuerelektroden der be iden Felde ffekttransistoren 6 und 15.
Die Logikschaltung 82 und der Pulsweitenmodulator 83 werden durch den Taktgeber 84 gemeinsam gesteuert. Die Logikschaltung 82 ist außerdem mit einem Sperreingang an den Ausgang des Kom- parators 4 angeschlossen, der die Sollspannung U s des Soll¬ spannungsgebers mit einer Summenspannung ver gleicht, die aus der am Kondensator 16 liegenden Spannung U , und der Dreie ck¬ spannung des Dreieckspannungsgebers 20 besteht. Gegebenenfalls kann der Dreieckspannungsgeber 20 anstatt im Istwertzweig im Sollwertzweig liegen. Bei entsprechender Wahl des Arbeitsbe¬ reiches kann der Dreieckspannungsgeber 20 durch ei nen Kurz ¬ schluß ersetzt werden .
Mit Hilfe des synchron mit dem Schalttransistor 6 angesteuerten N-Kanal-MOS-T ransistors 15 wird die Kapazität Cl des Kondensa¬ tors 16 niederohmig , d .h. schnell und genau auf den Maximalwert der Spannung am Meßwiderstand 3 aufgeladen. Die im Feldeffekt¬ transistor 15 zwangsläufig enthaltene und daher strichliert dargestellte , vergleichsweise langsame Inversdiode 15 a des MOS-Transistors 15 ist dabe i praktisch wirkungslos , da ihre Schwellenspannung in Durchlaßrichtung nicht erreicht wird . In der Sperrphase wird der Feldeffekttransistor 15 sehr schnell hochohmig und verhindert eine rückwärtige Entladung. Der Kon¬ densator 16 kann mit der gewünschten Zeitkonstante über d en Widerstand 17 mehr oder weniger langsam entladen werden. Da der Restwiderstand Rn oN des e lde ^^ ekt transistors 15 sehr klein ist gegenüber dem Widerstandswert des Entladewiderstandes 17, entspricht die Spannung am Kondensator 16 sehr gut dem Maximal¬ wert des gemessenen Stromes .
Das Impulsdiagramm nach Fig . 4 zeigt diesen Sachverhalt. Die Ausgangsspannung U G des Treibers 81 besteht aus Einschaltim¬ pulsen , die den Gate-Source-Strecken der Feldeffekttransistoren 6 und 15 zugeführt sind und jeweils zum Zeit tl in den Ein-
Zustand und zum Zeit t2 in den Aus-Zustand überführen. Die Spannung U i fällt am Meßwiderstand 3 ab und entspricht dem im Hauptstromkreis des Umrichters fließenden Strom il. Am Kondensator 16 ergibt sich die Spannung U cl . Die Ausgangs¬ spannung U KA des Komparators 4 ist eine Folge von Rechteck¬ impulsen. Die Anstiegsflanke zum Zeitpunkt t3 stellt den Beginn eines Sperrsignals, die Abstiegsflanke zum Zeitpunkt t4 den Be¬ ginn eines Freigabesignales dar.
Die kurzzeitige Entladung des Kondensators 16 zu Beginn des Pulses, verursacht durch den schrägen Anstieg des Stromes i 1, ist praktisch bedeutungslos, da der Spitzenwert des Stromes il erst am Ende der leitenden Phase entsteht und nach dem Abschal¬ ten gespeichert bleibt. Der prinzipielle Verlauf des dem Strom il entsprechenden Meßwertes U. ist in Fig. 4 a dargestellt.
Die Spannung am Kondensator 16 wird nach Fig. 3 mit Hilfe eines Komparators ausgewertet. Die Dreieckspannungsquelle 20 liefert ein externes synchrones Dreiecksignal, das der Spannung U p , überlagert wird. Eine derartige Überlagerung eines externen synchronen Dreieckssignals, die aus der DE-PS 26 13 896 an sich bekannt ist, ist bei der Auswertung mit dem Komparator 4 vor¬ teilhaft. Damit wird zum einen ein definiertes Schaltkriterium gewonnen, zum anderen wird die Stabilität im subharmonischen Bereich erhöht. In dem Impulsdiagramm nach Fig. 4 ist dieses Dreiecksignal der Übersichtlichkeit halber nicht dargestellt.
In Fig. 4 b und 4 c ist der prinzipielle Signalverlauf bei der Strombegrenzung nach dem Einsatz und im Kurzschlußfall darge¬ stellt. Die Zahl der ausgelassenen Impulse im Fall c hängt von der minimalen Pulsbreite und der Durchlaßspannung der Freilauf¬ diode 11 ab.
Bei dem Umrichter nach Fig. 5 ist anstelle des Komparators 4 in Fig. 3 ein Operationsverstärker 40 vorgesehen. Der Ausgang des Operationsverstärkers 40 und der Ausgang des Spannungsreglers 14 sind über je eine Diode 18 bzw. 19 an den Eingang des Puls-
weitenmodulators 83 geführt, so daß sich eine sogenannte Ab¬ löseregelung ergibt. Der Treiber 81 ist unmittelbar an den Im¬ pulsweitenmodulator 83 angeschlossen.
Bei dieser Ausführungsform steuert die verstärkte Regelabwei¬ chung den Pulsbreitenmodulator 83 und stellt den Arbeitspunkt ein. Im Kurzschlußfall kann die verstärkte Regelabweichung bei Bedarf den Pulsbreitenmodulator 83 für mehrere Perioden sperren und dadurch die Begrenzungswirkung voll aufrechterhalten. Der Umrichter arbeitet ähnlich wie in Fig. 4 c gezeigt.
Eine weitere Ausführungsform ist in Fig. 6 dargestellt. Sie ist besonders bei Hochfrequenzumrichtern von Vorteil. Im überlast - fall verstärkt der Operationsverstärker 4 die Regelabweichung U S~ U C1 uncl steuert den spannungsgesteuerten Oszillator zu niedrigeren Frequenzen hin, wie in Fig. 7 dargestellt. Die Einschaltdauer des Strompulses bleibt zwar konstant. Durch stetige Frequenzreduzierung wird jedoch der gewünschte Gleich¬ gewichtszustand auch bei einem Kurzschluß der Ausgangsklemmen des Umrichters erzielt.
Die in den Figuren 1, 3, 5 und 6 dargestellten Umrichter sind in einem sehr weiten Frequenzbereich einsetzbar, da der Feld¬ effekttransistor ein kleiner MOS-Transistor mit Schaltzeiten von etwa 5-20 ns sein und sehr geringe parasitäre Kapazitäten, z.B. etwa 5 pF besitzen kann. Die Schaltfrequenz kann dabei etwa 1-2 MHz betragen.
Der Umrichter kann als Durchfluß- oder als Sperrumrichter mit konstanter Taktfrequenz oder als Umrichter mit Frequenzmodula¬ tion ausgebildet sein.
Eine Stromregelung mit überlagerter Spannungsregelung (Current- Mode-Spannungsregelung), bei der als Sollwert des Stromes das Ausgangssignal eines Spannungsreglers dient ist mit Hilfe des Meßsignals am Strommeßwiderstand 3 ohne weiteres möglich, da das Signal am niederohmigen Meßwiderstand 3 auch in den für die Regelung wesentlichen Zeitabschnitten praktisch nicht verfälscht wird .
Bezugszeichenliste
1 = Kondensator
2 = Sollspannungsquelle
20 = Dreieckspannungsquelle (Dreieckspannungs¬ geber )
3 = Meßwiderstand
4 = Komparator , Operationsver st ärker 40 = Oper ationsverst ärker
5 = Z-Diode
6 = Feldeffekttransistor (Schalttransistor)
8 = Steuervorrichtung, Steuerschaltung
81 = Treiber
82 = Logikschaltung
83 = Pulsweitenmodulator
84 = Taktgeber
9 = Transformator
91 = Primärwicklung
92 = Sekundärwicklung
10 = Gleichrichterdiode
11 = Freilaufdiode
12 = Drossel
13 = Kondensator
14 = Spannungsregler
15 = Feldeffekttransistor (MOS-Transistor) 15a = Inversdiode
16 = Kondensator
17 = (Entlade-) Widerstand, Entladestromkreis
18 = Diode
19 = Diode
Cl = Kapazität (des Kondensators 16) tl = Zeitpunkt t2 = Zeitpunkt t3 = Zeitpunkt t4 = Zeitpunkt
Spannung (am Kondensator 16)
Eingangsspannung
Aus gang sspannung
Ausgangsspannung (des Treibers 81 )
Sollspannung
Spannung (vom Meßwiderstand )
( Meßwert )
Ausgangsspannung (des Komparators 4)
Strom
Anschluß