Beschreibung Titel

Gleichspannungswandler

Die Erfindung betrifft einen Gleichspannungswandler und ein Verfahren zum Wandeln einer Gleichspannung, insbesondere mit einem

Gleichspannungswandler der beschriebenen Art.

Stand der Technik

Gleichspannungswandler, die auch als DC/DC-Wandler bezeichnet werden, sind elektrische Schaltungen, die eine Gleichspannung in eine Gleichspannung mit höherem, niedrigerem oder invertiertem Spannungsniveau wandeln. Diese werden bspw. in Elektrofahrzeugen eingesetzt, um eine elektrische Spannung einer Fahrzeugbatterie in für einzelne Verbraucher geeignete Spannungen zu wandeln.

Es wird unterschieden zwischen Aufwärtswandlern, die eine Spannung in eine höhere Spannung wandeln und auch als Boost-Converter bezeichnet werden, und Abwärtswandlern, die eine Spannung in eine niedrigere Spannung wandeln und auch als Buck-Converter bezeichnet werden. Als Buck- und Boost-Converter werden Wandler bezeichnet, die sowohl eine Abwärtswandlung als auch eine Aufwärtswandlung durchführen können.

Neue Komponenten für Anwendungen im Kraftfahrzeugbereich, insbesondere für hybride Elektrofahrzeuge, wurden in den letzten Jahren vorgestellt, um neue Systeme zu integrieren, die dazu eingerichtet sind, die Leistungsfähigkeit und Effizienz zu steigern. Die hauptsächlichen Ziele bestehen in der

Energieeinsparung und Reduzierung der Schadstoffemission, insbesondere der C0 ₂ -Reduzierung. Hierzu wurde eine neue eingebettete Versorgung für eine Spannung von 48 V vorgestellt, um die herkömmliche 12 V-Batterie zu unterstützen und ein regeneratives Bremsen mit hoher Leistung zu ermöglichen. Man spricht dann auch von Mehrspannungsnetzen, in diesem Fall von einem Zweispannungsnetz. Die Energieübertragung zwischen den beiden Netzen bzw. Netzwerken in diesem Zweispannungsnetz kann bspw. durch einen

bidirektionalen Gleichspannungswandler ermöglicht werden.

Die Druckschrift "A review of Zero-Voltage Switching and its Importance to Voltage Regulation", Steven Keeping, Contributed by Hearst Electronic Products, 05.08.2014, stellt einen Regelschaltkreis für einen

Abwärtsgleichspannungswandler vor, der ein Schalten mit Schaltern ohne Spannungsabfall über die Schalter ermöglicht. Bei diesem

Gleichspannungswandler ist eine Induktivität als Zwischenspeicher vorgesehen, zu der parallel ein einfacher Schalter geschaltet ist.

Offenbarung der Erfindung

Vor diesem Hintergrund werden ein Gleichspannungswandler mit den Merkmalen des Anspruchs 1 und ein Verfahren gemäß Anspruch 6 vorgestellt.

Ausführungsformen ergeben sich aus den abhängigen Ansprüchen und der

Beschreibung.

Es wird somit eine neuartige Topologie für einen Gleichspannungswandler vorgestellt. Diese neue Topologie geht bspw. auf eine Halbbrückenkonfiguration mit einem weiteren bzw. zusätzlichen Schalter bzw. Hilfsschalter über dem Zwischenspeicher, bspw. der Induktivität, hervor, damit der Strom, bspw. der Induktivitätsstrom, frei laufen kann, wenn die Hauptschalter nicht betätigt werden. Grundsätzlich kann als Zwischenspeicher auch eine Kapazität vorgesehen sein. Im folgenden wird die Erfindung in Verbindung mit einer Induktivität,

insbesondere einer Spule, beschrieben, ohne dass dies eine Beschränkung hierauf bedeuten soll.

Es werden weiterhin zwei Modulationsschemata, das Schema A und das

Schema B vorgestellt, um ein ZVS- und ZCS-Schalten zu ermöglichen. ZVS (Zero-Voltage Switching) bezeichnet ein spannungsloses Schalten von Schaltern, wie bspw. Schaltransistoren, in elektronischen Schaltungen. ZCS (Zero-Current Switching) bezeichnet ein stromloses Schalten von Schaltern, wie bspw.

Schaltransistoren, in elektronischen Schaltungen. Das vorgestellte Verfahren und der beschriebene bidirektionale

Gleichspannungswandler finden insbesondere in Mehrspannungsnetzen, insbesondere in Zweispannungsnetzen, von Kraftfahrzeugen Anwendung. Bei diesen werden bspw. eine 48 V- Versorgung und eine 12 V-Versorgung in einem Netz verwendet. Eine Anwendung findet sich bspw. bei einem regenerativen Bremsen.

Das vorgestellte Verfahren hat, zumindest in einigen der Ausführungen, eine Reihe von Vorteilen. So sind nur kleine Speicher bzw. Induktivitäten erforderlich, was die notwendige Größe erheblich verringert. Aufgrund der geringen

Schaltverluste wird eine erhöhte Leistungsdichte erreicht. Daher kann auch die

Größe der Komponenten reduziert werden. Aufgrund der geringen Verluste kann die Effizienz gesteigert werden. Weiterhin kann der Spitzen- Rippel-Strom für Teillasten minimiert werden.

Außerdem wird ein Betrieb mit konstanten Frequenzen ermöglicht, da variable Frequenzen Schwierigkeiten bei der Dimensionierung der Komponenten verursachen. Außerdem sind verschiedene Modulationsschemata möglich, nämlich A, B, SCM (Synchronous Conduction Mode) und TCM (Triangulär Conduction Mode). Die Regelung wird einfach gehalten. Das Modulationsschema kann mit algebraischen Gleichungen berechnet werden.

Weitere Vorteile und Ausgestaltungen der Erfindung ergeben sich aus der Beschreibung und den beiliegenden Zeichnungen.

Es versteht sich, dass die voranstehend genannten und die nachstehend noch zu erläuternden Merkmale nicht nur in der jeweils angegebenen Kombination, sondern auch in anderen Kombinationen oder in Alleinstellung verwendbar sind, ohne den Rahmen der vorliegenden Erfindung zu verlassen.

Kurze Beschreibung der Zeichnungen Figur 1 zeigt eine Ausführung des beschriebenen Gleichspannungswandlers.

Figur 2 zeigt in einem Graphen einen Verlauf des Induktionsstroms.

Figur 3 zeigt in einem Graphen einen Verlauf des Induktionsstroms und einen Verlauf der Spannung über einen Schalter im Abwärtsmodus mit

Modulastionsschema A.

Figur 4 zeigt den Stromfluss im Abwärtsmodus in einem ersten und zweiten Zeitraum.

Figuren 5a bis 5c zeigen den Stromfluss im Abwärtsmodus in einem dritten bis achten Zeitraum.

Figur 6 zeigt in einem Graphen einen Verlauf des Induktionsstroms und einen Verlauf der Spannung über einen Schalter im Aufwärtsmodus mit

Modulationsschema A.

Figuren 7a bis 7d zeigen den Stromfluss im Aufwärtsmodus in einem ersten bis achten Zeitraum.

Figur 8 zeigt den Stromfluss im Aufwärtsmodus in einem neunten und zehnten Zeitraum.

Figur 9 zeigt in einem Graphen einen Verlauf des Induktionsstroms und einen Verlauf der Spannung über einen Schalter im Abwärtsmodus mit

Modulationsschema B.

Figur 10 zeigt eine Back-to- Back- Struktur des Hilfsschalters. Figur 11 zeigt die Struktur aus Figur 10. Ausführungsformen der Erfindung Die Erfindung ist anhand von Ausführungsformen in den Zeichnungen

schematisch dargestellt und wird nachfolgend unter Bezugnahme auf die

Zeichnungen ausführlich beschrieben.

Figur 1 zeigt in einem Blockschaltbild einen Gleichspannungswandler, der insgesamt mit der Bezugsziffer 10 bezeichnet ist. Dieser weist einer ersten Anschluss 12, an dem die Spannung Ui anliegt, und einen zweiten Anschluss 14, an dem die Spannung U ₂ anliegt, auf. Die beiden Anschlüsse 12 und 14 können jeweils entweder als Eingang oder als Ausgang des bidirektionalen

Gleichspannungswandlers 10 dienen. Der gezeigte Gleichspannungswandler ist derart eingerichtet, dass am ersten Anschluss 12 eine höhere Spannung als am zweiten Anschluss 14 anliegt. Wird der Gleichspannungswandler 10 daher als Abwärtswandler betrieben, so stellt der erste Anschluss 12 den Eingang und der zweite Anschluss 14 den Ausgang dar. Wird der Gleichspannungswandler 10 als Aufwärtswandler betrieben, so stellt der erste Anschluss 12 den Ausgang und der zweite Anschluss 14 den Eingang dar. Somit kann der Gleichspannungswandler 10 in einer Richtung aufwärts wandeln und in der anderen Richtung abwärts wandeln.

Die Darstellung zeigt weiterhin einen ersten Schalter Si 16 und einen zweiten Schalter S ₂ 18, die jeweils als MOSFET (MOSFET: Metal-Oxide-Semiconductor Field- Effect Transistor) ausgebildet sind. Diese sind jeweils im Ersatzschaltbild mit Body- Diode 20 bzw. 22 und Kapazität C _oss i 24 bzw. C _oss2 26 dargestellt.

Weiterhin zeigt die Darstellung einen Zwischenspeicher 28, in diesem Fall eine Spule als induktiven Speicher, und eine erste Kapazität Ci 30 am ersten

Anschlussl2 und eine zweite Kapazität C ₂ 32 am zweiten Anschluss 14. Parallel zum Zwischenspeicher 28 ist ein weiterer Schalter 34 vorgesehen, in diesem Fall der dritte Schalter S ₃ . Dieser dritte Schalter S ₃ 34 umfasst einen ersten MOSFET 36 und einen zweiten MOSFET 38, die in einer Back-to- Back- Anordnung zueinander angeordnet sind, d. h. der Schalter S ₃ kann derart angesteuert werden, dass dieser in beide Richtungen, d. h. bidirektional, sperrt bzw. blockiert. In Ausgestaltung sind die beiden MOSFETs 36 und 38 unabhängig voneinander anzusteuern. Zu beachten ist, dass der Strom, der in dem dritten Schalter S ₃ 34 fließt, maximal etwa 10 A beträgt, wobei gilt: 10 A = l ₀ : Strom, der im dritten Schalter S ₃ 34 fließt, um die Rippelverluste gering zu halten. Da die Frequenz vorzugsweise konstant ist, wird mit dem dritten Schalter S ₃ 34 erreicht, einen geringen Stromrippel für geringere Ausgabeleistungen zu erreichen, mit dem der Strom i _L auf -l ₀ konstant gehalten werden kann. Da für den Fall, dass der Induktivitätsschalter S ₃ 34 eingeschaltet wird, der Induktivitätsstrom lediglich -10 A beträgt, sind die

Leistungsverluste, die durch diesen zusätzlichen Schalter S ₃ 34 verursacht werden, verhältnismäßig gering.

Da der dritte Schalter S ₃ 34 als Back-to-Back-MOSFET-Konfiguration ausgebildet ist, ist eine Stromleitung in beide Richtungen zu vermeiden, wenn S ₃ offen ist, aufgrund der intrinsischen antiparallelen Body-Dioden. Die MOSFETs erfordern dieselbe Betriebsspannung wie die MOSFETs des ersten und des zweiten Schalters, da für U ₂ = 0 V der MOSFET, der direkt mit dem Mittelpunkt der Halbbrücke verbunden ist, der gesamten Spannung Ui ausgesetzt ist, da die Diode des benachbarten MOSFETs leiten würde. Auf diese Back-to-Back- MOSFET-Schalterstruktur wird nachstehend eingegangen.

Die weiteren Figuren nehmen Bezug auf Figur 1, insbesondere auf die in dieser gezeigten Komponenten des Gleichspannungswandlers 10. Auf diese wird durch Angabe von Bezugsziffern Bezug genommen.

Figur 2 zeigt in einem Graphen einen Verlauf des Induktionsstroms. Dabei ist an einer Abszisse 50 die Zeit und an drei Ordinaten 52 der Induktionsstrom i _L (t) aufgetragen. Weiterhin ist eine erste Linie 54, die ein Stromniveau +l ₀ anzeigt, und eine zweite Linie 56, die ein Stromniveau -l ₀ anzeigt, eingetragen. Die Darstellung zeigt Verläufe des Induktionsstroms im Abwärts- bzw. Buckmodus, und zwar einen ersten Verlauf 60 bei einer Leistung P * 0, einen zweiten Verlauf 62 bei mittlerer Leistung und einen dritten Verlauf 64 bei höherer Leistung P =

Figur 2 zeigt den Verlauf des Induktionsstroms für drei verschiedene Niveaus der Ausgangsleistung. Nachstehend wird das Funktionsprinzip des Modulationsschemas A im Buck- Modus beschrieben.

Figur 3 zeigt in einem Graphen eine erste Kurve 80, die den Verlauf des

Induktionsstroms i _L (t) wiedergibt, und eine zweite Kurve 82, die den Verlauf der Spannung U _S 2(t) über den zweiten Schalter S ₂ wiedergibt. Weiterhin geben Signalverläufe die Schalterstellungen wieder, nämlich ein erster Signalverlauf 84 die Stellung des ersten Schalters Si, ein zweiter Signalverlauf 86 die Stellung des zweiten Schalters S ₂ und ein dritter Signalverlauf 88 die Stellung des dritten Schalters S ₃ . Wert 1 gibt einen geschlossenen Schalter und Wert 0 einen geöffneten Schalter wieder.

Weiterhin sind Zeitpunkte eingetragen, nämlich ein erster Zeitpunkt to 90, ein zweiter Zeitpunkt 92, ein dritter Zeitpunkt ti 94, ein vierter Zeitpunkt tr 96, ein fünfter Zeitpunkt t ₂₀ 98, ein sechster Zeitpunkt t ₂ 100, ein siebter Zeitpunkt ΐ ₂ · 102 und ein achter Zeitpunkt T _p 104.

Außerdem sind eingetragen das Niveau des Induktionsstroms -l ₀ 105, das Niveau des Induktionsstroms +l ₀ 106, das Niveau der Spannung U ₂ 107 und das Niveau der Spannung Ui 108.

Figur 4 zeigt in dem bidirektionalen Gleichspannungswandler 10 mit drei Schaltern aus Figur 1 den Stromfluss im Abwärtsmodus, wobei die

stromdurchflossenen Leitungen und Komponenten mit durchgezogenen Linien und die nicht stromdurchflossenen Leitungen und Komponenten gepunktet dargestellt sind.

In einer ersten Darstellung 110 ist der Zeitraum to- < t < ti dargestellt, eine zweite Darstellung 112 zeigt den Zeitraum ti < t < tr.

Figuren 5a bis 5c zeigen eine Darstellung entsprechend Figur 4, in der sechs Zeiträume wiedergegeben sind. Eine erste Darstellung 120 zeigt den Zeitraum tr < t < t ₂₀ , eine zweite Darstellung 122 zeigt den Zeitraum t ₂₀ < t < t ₂ , eine dritte Darstellung 124 zeigt den Zeitraum t ₂ < t < ΐ ₂ ·, eine vierte Darstellung 126 und eine fünfte Darstellung 128 zeigen den Zeitraum t ₂ ' < t < T _p , eine sechste

Darstellung 130 zeigt den Zeitraum to < t < .

Auf die einzelnen Zeitintervalle wird nachfolgend im einzelnen eingegangen:

1. Zeitintervall vor to

Vor dem Zeitpunkt to ist der Schalter S ₃ geschlossen (Darstellung 128), was ermöglicht, dass der Induktionsstrom frei in seinem eigenen geschlossenen Pfad fließen kann. Der einzige Widerstand, dem dieser Strom ausgesetzt ist, ist der Innenwiderstand der Induktivität L und der Widerstand Rd _S ( ₀ n) der Back-to-Back- MOSFETs, die den Schalter S ₃ bilden. Figur 3 zeigt den idealen Fall, bei dem der Strom konstant bei -l ₀ bleibt, bis S ₃ geöffnet wird. Im realen Fall wird der Strom aufgrund der verschiedenen Widerstande durch diesen Pfad langsam auf null absinken. S ₃ wird zu einem Zeitpunkt vor ti geöffnet sein, wobei den Kapazitäten Cossi = Coss und C _0S s2 = Coss genügend Zeit gegeben wird, auf null zu entladen bzw. auf Ui aufzuladen, um ZVS und ZCS des Schalters Si sicherzustellen. Dieser Übergang kann in Darstellung 130 gesehen werden.

2. Zeitintervall to < t _ff

Wenn S ₃ abgeschaltet wurde und die MOSFET-Ausgangskapazität damit abgeschlossen haben, ihre Ladung auszutauschen, wird die obere Diode damit anfangen zu leiten, da diese in Vorwärtsrichtung betrieben ist, und zwar hat C _0SS 2 und damit die Anode der Diode die Eingangsspannung Ui erreicht. Während dieses Zeitraums, bevor der Induktionsstrom Null erreicht und damit beginnt, in positiver Richtung zu fließen, kann der obere Schalter Si bei ZVS- und ZCS- Bedingungen eingeschaltet werden.

3. Zeitintervall < t

Sobald Si eingeschaltet ist, kann der Strom durch diesen fließen und hin zu dem Spitzenstrom der Kurve der Darstellung 1 10 ansteigen. Die Spannung über der Induktivität zu diesem Zeitpunkt beträgt Ui - U ₂ . 4. Zeitintervall ti < t

In diesem Zeitintervall wird der obere Schalter ausgeschaltet, worauf eine Resonanzphase folgt. Die obere Kapazität des Schalters Si beginnt mit dem Laden und die untere mit dem Entladen. Wenn der untere Kondensator C _0SS 2 vollständig entladen ist, beginnt seine parallele Diode zu leiten (Darstellung 120), so dass eine ähnliche Situation wie im zweiten Zeitintervall entsteht. Während dieses Zeitintervalls leitet die Diode D ₂ . Daher ist es am besten, dieses Intervall so kurz wie möglich zu gestalten, um unnötige Leistungsverluste über der Diode zu vermeiden. Es sollte jedoch sichergestellt werden, dass der Schalter Si vollständig abgeschaltet ist, bevor S ₂ eingeschaltet wird.

5. Zeitintervall tr < t ₂₀

Der Schalter S ₂ leitet nunmehr einen Strom, der auf Null absinken wird und die Induktivität L über C ₂ entlädt. Die Spannung über die Induktivität ist nunmehr -U ₂ (Darstellung 120).

6. Zeitintervall t ₂ o ^ t ₂ >

Sobald der Induktionsstrom den Wert Null erreicht, da der Schalter S ₂ eingeschaltet bleibt, fährt dieser damit fort, in die entgegengesetzte Richtung zu fließen (Darstellung 122), was zu negativen Werten führt. Sobald dieser den erwünschten -l ₀ erreicht, schaltet der Schalter S ₂ aus bei dem Zeitpunkt t ₂ . Wenn dies passiert, folgt erneut eine Resonanzphase, in der die Kapazität C _0SS 2 damit beginnt aufzuladen (Darstellung 124). Wenn dieser ladend gelassen wird, kann dessen Spannung bis Ui ansteigen. In diesem Moment würde die Diode D-ι den Strom übernehmen. Da jedoch S ₃ während dieser Phase eingeschaltet wird, wäre der ideale Zeitpunkt dann, wenn C _0SS 2 die Spannung U _CO ss,2 = U ₂ erreicht, unter Berücksichtigung, dass andererseits gesammelte Überladung über den Schalter S ₃ auf C _0S s2 fließen würde, was Strom-Spikes induziert und daher

Schaltungsverluste bei dem Innenwiderstand von S ₃ verursacht. Der schlimmste Fall würde auftreten für den Fall, dass C _0SS 2 die Spannung Ui erreicht hätte, bevor S ₃ eingeschaltet ist. Die ZVS-Bedingung wird hier auf diese Weise erreicht für S ₃ (Darstellung 126), was den Moment zeigt, in dem S ₃ eingeschaltet wird, während die Kapazitätsbrücke mit der Induktivität L schwingt. Die Innenkapazität von S ₃ wird ebenfalls laden und entladen in Abhängigkeit des Zustande, in dem sich der Wandler befindet.

7. Zeitintervall ΐ ₂ · ^ T _P

In dieser Phase wird der Induktionsstrom weitgehend konstant durch den Schalter S ₃ gehalten. Die Dauer dieser Phase hält an, bis der Zyklus endet. Bevor Si wieder für einen neuen Zyklus schließt würde die Spannung darüber wiederum den Wert Null erreichen. Dies wird zwischen dem Ausschalten von S ₃ und dem Einschalten von Si erreicht, was dazu führt, dass die Spannung U _C oss,2 über der Kapazität damit fortfährt anzusteigen, wenn in der Induktivität noch Energie gespeichert ist, d. h. U _C oss,2 = U ₂ steigt auf Ui . Das Gegenteil passiert für Cossi, der vollständig entladen wird. Zu diesem Zeitpunkt beginnt die Diode damit zu leiten, was den Schalter Si unter ZVS- und ZCS-Bedingung einschalten lässt.

Da der Stromfluss in Vorwärtsmodus, dem Abwärts- bzw. Buck-Modus, als positiv definiert ist, wird die Boost-Modusfunktion entsprechend mit einem negativen Strom während der Phase beschrieben, in der die Induktivität Energie von der Eingangsspannung U ₂ speichert.

Nachstehend wird das Funktionsprinzip des Modulationschemas A im Boost- Modus beschrieben.

Figur 6 zeigt entsprechend Figur 3 in einem Graphen eine erste Kurve 180, die den Verlauf des Induktionsstroms i _L (t) wiedergibt, und eine zweite Kurve 182, die den Verlauf der Spannung U _S 2(t) über den zweiten Schalter S ₂ wiedergibt.

Weiterhin geben Signalverläufe die Schalterstellungen wieder, nämlich ein erster Signalverlauf 184 die Stellung des ersten Schalters Si, ein zweiter Signalverlauf 186 die Stellung des zweiten Schalters S ₂ und ein dritter Signalverlauf 188 die Stellung des dritten Schalters S ₃ . Stellung 1 gibt einen geschlossenen Schalter und Stellung 0 einen geöffneten Schalter wieder.

Weiterhin sind Zeitpunkte eingetragen, nämlich ein erster Zeitpunkt to 190, ein zweiter Zeitpunkt 192, ein dritter Zeitpunkt ti 194, ein vierter Zeitpunkt tr 196, ein fünfter Zeitpunkt t ₂₀ 198, ein sechster Zeitpunkt t ₂ 200, ein siebter Zeitpunkt ΐ ₂ · 202 und ein achter Zeitpunkt T _p 204.

Außerdem sind eingetragen das Niveau des Induktionsstroms -l ₀ 205, das Niveau des Induktionsstroms +l ₀ 206, das Niveau der Spannung U ₂ 207 und das Niveau der Spannung Ui 208.

Der Verlauf des Induktionsstroms im Boost-Modus ist somit in Figur 6 dargestellt. Ähnlich zu dem Buck-Modus, in dem es drei Stufen gibt, in denen die Energie zunächst in der Induktivität gespeichert wird, während S ₂ geschlossen ist, später freigeschaltet wird, um durch Si zu der Ausgangskapazität Ci zu fließen und schließlich konstant durch den Schalter S ₃ gehalten wird. Der dritte Schalter wird auf dieselbe Weise verwendet, um einen Strom i _L niedrig zu halten und um Verluste bei dem Schalter Si zu vermeiden.

Figur 7 zeigt in dem bidirektionalen Gleichspannungswandler 10 mit drei

Schaltern aus Figur 1 den Stromfluss im Aufwärtsmodus, wobei die

stromdurchflossenen Leitungen und Komponenten mit durchgezogenen Linien und die nicht stromdurchflossenen Leitungen und Komponenten gepunktet dargestellt sind.

In Figuren 7a bis 7d sind acht Zeiträume dargestellt, diese sind:

220: ίο· < ti, 222: ti < t _r , 224: t _r < t ₂₀ , 226: t _r < t ₂₀ , 228: t ₂₀ < t ₂ , 230: t ₂ < t _z , 232 und 234: t ₂ . < T _p .

Figur 8 ist eine Darstellung entsprechend Figur 7, wobei gilt: 240: to < t _ff , 242: to <

Auf die einzelnen Zeiträume wird nachstehend eingegangen:

1 . Zeitintervall to < t _ff

Hier wird der Schalter S ₃ geöffnet und nach einer Resonanzoszillation der Ausgangskapazitäten wird die Diode D ₂ leiten, was es S ₂ ermöglicht, einzuschalten mit ZVS und ZCS für den Zyklus, der beginnt. Dies kann in Figur 8 gesehen werden.

2. Zeitintervall h <

5 ₂ ist leitend und die Induktivität wird geladen. Die Spannung über die Induktivität ist -U ₂ . Die verschiedenen Phasen des Boost-Modus werden in Figur 7 in der Darstellung 200 gezeigt.

3. Zeitintervall ti < t _r

Während dieser Übergangsphase tauschen die Kapazitäten C _oss i und C _0SS 2 ihre Ladungen aus (Darstellung 222). Die Diode D-ι beginnt damit zu leiten, sobald die Spannung Ui über C _0SS 2 erreicht ist.

4. Zeitintervall t _r < t ₂

Nun beträgt die Induktivitätsspannung Ui - U ₂ , somit beginnt der Strom zu steigen und wenn dieser den Wert Null erreicht, fließt dieser in positive Richtung und Si wird eingeschaltet gelassen, bis dieser l ₀ erreicht (Darstellung 228).

5. Zeitintervall t ₂ ^ t ₂ >

Bei diesem Zeitpunkt lädt die Resonanzoszillation C _oss i und entlädt C _0SS 2- Auch im Boost-Modus kann die Spannung über C _0SS 2 nur absinken, bis diese U ₂ erreicht, so dass S ₃ bei Nullspannung eingeschaltet werden kann. Es wird auf Darstellungen 230-232 verwiesen.

6. Zeitintervall t ₂ ^ Τ _ρ ·

5 ₃ bleibt leitend bis zum Ende der Periode.

Nachstehend wird das Funktionsprinzip des Modulationsschemas B erläutert: Es wird somit ein weiteres Steuerverfahren vorgestellt, um ZVS und/oder ZCS für alle Schalter des Wandlers zu erreichen. Dieses Modulationsschema verbessert effektiv den Übergang von S ₂ zu S ₃ und das switching ringing, d. h. die

Oszillierung, die durch dem Übergang des Stromes von einem Schalter zum anderen verursacht wird, wird vermieden. Gegenüber dem Verhalten im 6.

Zeitintervall muss man nicht wie bei Modulationsschema A berücksichtigen, dass C _0S s2 im Buck-Modus die Spannung U ₂ erreicht, da hier der Übergang auf natürlicher Weise passiert. Der Strom wird ohne Ringing vom Hilfsschalter S ₃ übernommen. Das gleiche gilt für Boost-Modus (5. Zeitintervall t ₂ ^ t ₂ '): der Strom wird ohne Ripple von Si zu S ₃ übernommen. Vollständige ZVS und ZCS für alle Schalter bedeutet theoretisch keine Schaltverluste.

Das neue Modulationsschema für den dritten Schalter, der die beiden MOSFETs Qi 300 und Q ₂ 302 (Figur 10) separat steuert, sollte auf die folgende Weise implementiert werden. Figur 9 zeigt die neuen Steuersignale im Buck-Modus. Die beiden Schalter Si und S ₂ werden auf dieselbe Weise wie zuvor gesteuert, der MOSFET Qi 300 schaltet jedoch ein, nachdem S ₂ bei t _r 298 eingeschaltet wurde.

Figur 9 zeigt entsprechend Figuren 3 und 6 in einem Graphen eine erste Kurve 280, die den Verlauf des Induktionsstroms i _L (t) wiedergibt, und eine zweite Kurve 282, die den Verlauf der Spannung Us ₂ (t) über den zweiten Schalter S ₂ wiedergibt. Weiterhin geben Signalverläufe die Schalterstellungen wieder, nämlich ein erster Signalverlauf 284 die Stellung des ersten Schalters Si, ein zweiter Signalverlauf 286 die Stellung des zweiten Schalters S ₂ , ein dritter Signalverlauf 288a die Stellung des Schalters Q-i 300, und ein vierter

Signalverlauf 288b die Stellung des Schalters Q ₂ 302. Stellung 1 gibt einen geschlossenen Schalter und Stellung 0 einen geöffneten Schalter wieder.

Weiterhin sind Zeitpunkte eingetragen, nämlich ein erster Zeitpunkt to 290, ein zweiter Zeitpunkt e 292, ein dritter Zeitpunkt ti 294, ein vierter Zeitpunkt tr 296, ein fünfter Zeitpunkt tr 298 ein sechster Zeitpunkt t ₂₀ 300, ein siebter Zeitpunkt t ₂ 302, ein achter Zeitpunkt t ₂ ' 304 und ein neunter Zeitpunkt T _p 306. Außerdem sind eingetragen das Niveau des Induktionsstroms -l ₀ 308, das Niveau des Induktionsstroms +l ₀ 310, das Niveau der Spannung U ₂ 312 und das Niveau der Spannung Ui 314.

Figur 10 zeigt eine Back-to-Back-Struktur des Schalter S ₃ 34 aus Figur 1 im Ersatzschaltbild. Die Darstellung zeigt einen ersten Schalter Q-i 300, einen zweiten Schalter Q ₂ 302, eine erste Kapazität 304, eine zweite Kapazität 306, eine erste Diode D _Q1 308 und eine zweite Diode D _Q2 310. Ein erster Punkt A 312 und ein zweiter Punkt B 314 sind ebenfalls bezeichnet.

Da bei dem Zeitpunkt t _r 296, bei dem S ₂ leitet, Punkt A 312 in Figur 10 auf Null herabgezogen wurde, wird der dritte Schalter S ₃ noch nicht leiten, da die Diode D _Q2 in Rückwärtsrichtung betrieben wird und Q ₂ offen ist. Daher kann Q-ι ohne Strombelastung eingeschaltet werden (Zeitpunkt t _r 298), und daher treten keine Schaltungsverluste auf. Die Diode D _Q2 wird die Spannung U ₂ blockieren, während S ₂ leitet.

Sobald der Induktionsstrom -l ₀ erreicht und S ₂ ausgeschaltet wird (Zeitpunkt t ₂ 302), werden die zu dem MOSFET parallelen Kapazitäten ihre

Ladungsübergänge beginnen und U _C oss2 wird damit beginnen, von Null auf U ₂ aufzuladen. Sobald die Spannung die Ausgangsspannung beim Punkt A erreicht hat, wird die Spannung gleich U ₂ sein und die Diode D _Q2 wird in Vorwärtsrichtung betrieben werden, da der Strom natürlich auf Qi kommutieren wird, der zuvor eingeschaltet wurde, und dieser wird durch Q-ι und D _Q2 fließen. Zu diesem Zeitpunkt kann der MOSFET Q ₂ eingeschaltet werden (Zeitpunkt t ₂ > 304), um Leitungsverluste zu verringern, die durch die Freilaufdiode D _Q2 verursacht werden. Da die antiparallele Diode D _Q2 den Strom leiten wird, wird der MOSFET Q ₂ ebenfalls ohne Strom- und Spannungsbelastung eingeschaltet werden.

Dies gilt auch für den Boost-Modus, wenn der obere Schalter Si leitet und der Induktionsstrom sinkt, zwischen t und t ₂ in Figur 6, kann der MOSFET Q ₂ zu jedem Zeitpunkt nach Si eingeschaltet werden, da dessen Serien-Diode D _Q1 die Spannung Ui - U ₂ zu diesem Zeitpunkt blockieren wird, d. h. Rückwärtsbetrieb von D _Q i. Der MOSFET Q ₂ kann daher ohne Strombelastung eingeschaltet werden und kein Strom wird durch diesen fließen, solange Si eingeschaltet ist. Wenn Si beim Zeitpunkt t ₂ ausgeschaltet wird, beginnt die Resonanzphase der Kapazität und die Kapazität C _0SS 2 beginnt damit, von Ui auf Null zu entladen. Wenn dieser Prozess beginnt ist Punkt A in Figur 10 gleich Ui. Sobald die Spannung in dem Knoten U ₂ erreicht hat, wird die Diode D _Q1 in Vorwärtsrichtung betrieben und da Q ₂ bereits eingeschaltet ist, wird der Strom damit beginnen, problemlos durch Q ₂ und D _Q1 zu fließen, da der Induktionsstrom natürlich über den Schaler S ₃ gehen wird und keine Schwingung erzeugt. Während dieser Phase kann Q-ι zu jedem Zeitpunkt geschaltet werden. Auch für diesen Fall wird ZVS und ZCS erreicht, da die antiparallele Diode Strom leitet.

Dieser Wandler kann somit auf solche Weise geregelt werden, dass nahezu keine Schaltverluste zu verzeichnen sind.

Die Schaltzeiten können auf eine solche Weise berechnet werden, dass die erforderliche Leistung übertragen wird und gleichzeitig für alle Schalter ZVS erreicht wird. Die folgenden Berechnungen gelten unter der Bedingung, dass alle Komponenten sich ideal verhalten, keine Verluste und Verzögerungen haben und konstante Werte aufweisen.

Einige Annahmen müssen getroffen werden für die Berechnung der

Einschaltdauern der Schalter:

Vernachlässigung der Resonanzphasen t ₀ => t _ff , t-ι => t und t ₂ => t ₂ >,

Vernachlässigung der Leistungsverluste,

konstante Spannungen Ui und U ₂ ,

der minimale Strom l ₀ wird immer erreicht.

Bei den folgenden Berechnungen wird der Buckmodus auf die herkömmliche Weise betrachtet, wobei die Eingangsspannung U _e i _n = Ui und die

Ausgangsspannung U _aU s = U ₂ .

Zunächst wird der Induktionsstrom und die Induktionsspannung im Buckmodus betrachtet: Eingangs- und Ausgangsspannung: Ui = U _e m (höhere Spannung); U ₂ = U

(niedrigere Spannung)

Wenn angenommen wird, dass der Induktionsstrom vor jedem neuen Zyklus bei ii_(to) = -lo beginnt, kann die Induktionsstromfunktion für jede Schaltstufe werden zu:

Nunmehr wird der Induktionsstrom und die Induktionsspannung im Boostmodus betrachtet:

Eingangs- und Ausgangsspannung im Bereich: Ui = U _e m (niedrigere Spannung), U2 = Uaus (höhere Spannung)

Die Spannung über der Induktivität im Boostmodus ist wie folgt definiert:

u 0 < t < t _l

U _L (t) u (3)

h < t < T _p

Ähnlich zum Buckmodus kann der Induktionsstrom für den Boostmodus wie folgt definiert werden:

Die maximale Leistung muss bis zum Zeitpunkt t1 von der Eingabe übertragen und in der Induktivität gespeichert werden. Für die Eingangsleistung P1 gilt:

wobei der Eingangsstrom l _{1 avg} (avg = Average = Mittelwert) ebenfalls der Strom ist, der durch den Schalter Si fließt. Anhand dieser Gleichung kann die Einschaltzeit des Schalters Si im Buckmodus berechnet werden:

Es ergibt sich eine quadratische Gleichung für und da Pi = P ₂ = P gilt:

Aufgelöst nach ergibt das:

Anhand der sogenannten Volt Second Gleichung, die das Prinzip der Volt-Sekunde- Balance berücksichtigt, kann auf einfache Weise die Einschaltzeit von S ₂ , nämlich t _2,( berechnet werden:

Die dritte Gleichung wird erhalten durch die Differenz zwischen der Periode T _p und den Einschaltzeiten t-ι + t ₂ , _e in- = T _p - t _y - t 2,ON (10)

Der effektive Induktionsstrom wird wie folgt berechnet:

L,rms ,BUCK (1 1 )

wobei U1 die Eingangsspannung im Buckmodus auf der Hochvoltseite ist. Der effektive Induktionsstrom wird wie folgt berechnet:

wobei hierbei die Eingangsspannung bestimmt ist für die Eingangsspannung U ₁ (niedrigere Spannung) im Boostmodus. Der durchschnittliche Induktionsstrom bestimmt sich aus:

(13)

Figur 1 1 wird die Back-to-Back-Struktur des dritten Schalters S ₃ näher erläutern.

Figur 1 1 zeigt den dritten Schalter S ₃ 34 aus Figur 10, wobei zusätzlich ein Spannungsabfall Ui - U ₂ über den ersten Schalter Q-i 300 mit einem Pfeil 330 verdeutlicht ist.

Zu beachten ist, dass ein einzelner MOSFET die Spannung nur in eine Richtung blockieren kann. Um Spannungen in beide Richtungen zu blockieren bzw. zu sperren, sollte eine Diode in dem Pfad angeordnet werden, um einen

unidirektionalen Stromfluss zu ermöglichen. Wenn der höhere Schalter Si leitet und ein Strom positiv in die Induktivität fließt, wird der Spannungsabfall Ui - U ₂ durch einen MOSFET bzw. Schalter 300 gehalten, da die Diode D _Q2 310 leiten würde, weil ihre Anodenspannung Ui höher als die Kathodenspannung U ₂ ist. Das Gegenteil gilt, wenn der untere Schalter leitet. Während dieses Betriebs wird die Spannung am Punkt A 312 auf null nach unten gezogen, während die Spannung am Punkt B 314 positiv sein wird, nämlich U ₂ . Daher wird die Diode D _Q1 in Vorwärtsrichtung betrieben und würde leiten, wenn der Schalter Q ₂ nicht verwendet werden würde.

Folglich ist, um die Spannung in beide Richtungen zu sperren und gleichzeitig einen bidirektionalen Stromfluss zu ermöglichen, ein weiterer MOSFET, also insgesamt zwei MOSFETs für S ₃ , erforderlich. Im Modulationsschema A nutzen die beiden MOSFETs das Signal am Gate-Anschluss gemeinsam und ihre Source-Anschlüsse sind miteinander verbunden. Im Modulationsschema B werden die beiden MOSFETs getrennt voneinander gesteuert.

Die Betriebsspannung der Back-to-Back-MOSFETs muss der High-Side- Spannung entsprechen, da, wenn ein MOSFET in eine Richtung sperrt, die Diode des MOSFETs in Reihe leiten wird, weil diese in Vorwärtsrichtung betrieben ist und daher der gesamte Sperrspannungsabfall an einem einzelnen MOSFET Q, angelegt sein wird, wobei i = 1 , 2 ist. Der schlimmste Fall einer Sperrspannung tritt auf, wenn die Ausgangskapazität noch nicht geladen ist und daher die MOSFETs die vollständige maximale Spannung (High-Side-Voltage) aushalten müssen, in diesem Fall Ui, wobei Ui > U ₂ .