本发明涉及医疗器械领域， 尤其涉及提高测量红细胞压积准确度的检 测系统、 及运行控制方法。

背景技术

HCT ( hematocrit )即红细胞压积， 血液分析领域是 4艮重要的参数。 血 液经抗凝处理后， 通过离心可以把血液分为两大部分， 血浆和血细胞。 如 果将血液放在一个特殊的试管中（温氏管)按� �定的时间和速度进行离心， 最终使得红细胞完全压实在试管的底端， 红细胞之间互相接触密切， 尽可 能排除所有血浆， 此时血浆会全部被挤出到血细胞的上面， 这时红细胞所 占全血的百分比就是我们所要得到的红细胞压 积， 即压实的红细胞所占的 体积数 (或百分比）， 也叫红细胞比积或红细胞比容。 红细胞压积通常缩写 为 HCT, 测定单位现在多用每升血液中红细胞占有多少 升来表达 (L/L)。

红细胞压积有助于了解红细胞的增多与减少， 当各种原因所致的红细 胞绝对值增高时， 红细胞压积也会有相应的增加。 红细胞压积降低与各种 贫血有关。

[英文缩写] HCT, Ht, packed cell volume ( PCV )

[参考值] 男： 0. 40 - 0. 50L / L (40 %— 50 % )女： 0. 37 - 0. 45L / L (37 % -45 % ) o

在血液分析领域 HCT测量一般采用交流耦合的方式， 通过激励源输出 一激励信号， 通过标准串联电阻与血液样本的阻抗进行分压 ， 采集到血液 阻抗上对应的交流信号值， 由于是串联关系， 血液上的信号与阻抗成正变 关系， 测量此信号就得到了血液的阻抗。 传统的 HCT检测方法， 激励源是 采用 PWM波， 方法筒单， 但是弊端也很多：

首先： 由中央处理生成的 PWM波幅度非常不稳定， 容易漂移， 波形幅 度短期稳定度只能达到 5%左右， 如果算上长期漂移， 幅度变化会更大， 极 大地降低了 HCT测量的精度。

其次， 中央处理难以产生频率较高的正弦波， 其 PWM波经过滤波后加 在血液上， 是不规则的波形， 频谱非常丰富， 经过放大转换后必然会产生 谐波失真， 进一步加大了 HCT检测的误差。 只能用于要求不高的场合。 如 果采用中央处理内部 DAC的方法产生正弦波， 则会由于刷新率太高（以生成 此 lOOKHz正弦波计算， 采用 DAC的方法， 每个周期内至少描 50点才能绘制 比较光滑的正弦波， 即 DAC的刷新率至少达到 5Msps, 每 0.2us就必须刷新 一次)而极大地占用中央处理的资源， 造成其它程序无法运行， 也是不可取 的。

此外， 传统的 HCT检测装置， 设计复杂且可靠性很差。

因此， 综上所述， 传统的 HCT测量装置难以实现精密测量。

发明内容

为了解决现有技术中的问题， 本发明提供了一种提高测量红细胞压积 准确度的检测系统。

本发明提供了一种提高测量红细胞压积准确度 的检测系统， 包括中央 处理单元、 激励源单元、 血液样本单元、 精密测量电路单元、 信号采集单 元， 所述中央处理单元与所述激励源单元相连、 且用于输出控制命令至所 述激励源单元， 所述激励单元用于产生正弦波， 所述激励源单元输出端与 所述血液样本单元输入端相连， 所述血液样本单元输出端与所述精密测量 电路单元输入端相连， 所述血液样本单元用于采集血液样本阻抗信号 ； 所 述精密测量电路单元用于完成信号的放大及放 大后转换成有效值， 所述信 号采集单元用于完成血液阻抗有效值信号的单 端转差分放大和模数转换， 所述精密测量电路单元输出端与所述信号采集 单元相连， 所述中央处理单 元与所述信号采集单元相连， 所述信号采集单元将处理后的血液阻抗有效 值数据输出至中央处理单元， 所述中央处理单元根据血液阻抗有效值进行 血液阻抗的计算，且所述中央处理单元输出控 制命令至所述信号采集单元。

作为本发明的进一步改进， 激励源单元包括波形发生电路、 以及与波 形发生电路相连的波形转换电路， 所述波形发生电路用于产生正弦波； 波 形转换电路用于隔离所述波形发生电路输出信 号的直流成分、 且把正的正 弦信号转换为正负半周的正弦信号。

作为本发明的进一步改进， 所述波形发生电路包括单片函数发生器、 晶振单元及精密电压基准单元， 精密电压基准单元与所述单片函数发生器 的电压基准接口相连、且用于为所述单片函数 发生器提供精确的基准电压， 所述单片函数发生器与所述晶振单元相连^斤� �晶振单元用于提供高精度 时钟信号； 所述波形转换电路输入端与所述单片函数发生 器输出端相连， 所述波形转换电路用于隔离所述单片函数发生 器输出信号的直流成分、 且 把正的正弦信号转换为正负半周的正弦信号。

作为本发明的进一步改进， 所述波形转换电路包括电容、 第一电阻、 第一运算放大单元， 所述电容一端与所述单片函数发生器输出端相 连， 所 述电容另一端与所述电阻及所述第一运算放大 单元的同相输入端相连， 所 述第一电阻另一端接地， 所述第一运算放大单元同相端与所述电容和所 述 第一电阻的公共节点相连， 所述第二电阻一端与所述第一运算放大单元输 出端相连。

作为本发明的进一步改进， 所述血液样本单元为待测电路， 所述血液 样本单元包括第二电阻、 第五电阻、 模拟开关和血液等效阻抗单元， 所述 第二电阻一端与所述激励源单元输出端相连， 所述血液等效阻抗单元一端 与所述第二电阻相连接， 所述血液等效阻抗单元另一端接地， 所述第五电 阻一端与所述第二电阻相连， 所述第五电阻另一端与所述模拟开关一端相 连， 所述模拟开关另一端接地， 所述第二电阻和所述第五电阻均为标准电 阻。

作为本发明的进一步改进， 所述精密测量电路单元包括第二运算放大 单元、 第三电阻、 第四电阻、 真有效值转换芯片， 所述第二运算放大单元 同相端与所述第二电阻和所述血液等效阻抗单 元的公共节点相连， 所述第 二运算放大单元反相端与所述第三电阻和所述 第四电阻的公共节点相连， 所述第二运算放大单元输出与所述第三电阻及 所述真有效值转换芯片的输 入端相连接， 所述真有效值转换芯片输入端与第二运算放大 单元输出端和 所述第三电阻的公共节点相连， 所述第四电阻另一端接地。

作为本发明的进一步改进， 所述信号采集单元包括高分辨率模数转换 器、 模数转换器驱动电路、 精密电压基准单元， 所述模数转换器驱动电路 输入端与所述真有效值转换芯片输出端相连接 ， 所述模数转换器驱动电路 输出端与所述高分辨率模数转换器输入端相连 接， 所述高分辨率模数转换 器与所述精密电压基准单元输出端相连接， 所述高分辨率模数转换器与所 述中央处理单元相连。

作为本发明的进一步改进， 所述单片函数发生器为直接数字频率合成 器， 所述直接数字频率合成器为 AD公司生产的型号为 AD9832的直接数 字频率合成器； 所述高分辨率模数转换器为 Delta-Sigma型模数转换器。

作为本发明的进一步改进， 所述精密电压基准单元为两个， 分别为第 一精密电压基准单元和第二精密电压基准单元 ， 所述第一精密电压基准单 元与所述单片函数发生器的电压基准接口相连 、 且用于为所述单片函数发 生器提供精确的基准电压； 所述高分辨率模数转换器与所述第二精密电压 基准单元输出端相连接。

本发明还提供了一种用于实现检测系统的运行 控制方法， 包括如下步 骤：

A. 产生标准的正弦波： 中央处理单元输出指令至单片函数发生器，控 制单片函数发生器产生标准的正弦波；

B. 设置标准值： 断开模拟开关， 血液等效阻抗单元不接入血液， 将定 标用的标准电阻放入血液等效阻抗单元；

C. 电路定标： 在典型阻抗测量范围 1K至 15K内， 设置 M个定标准 点， M大于等于 2,在步骤 B中每放置一个标准电阻，启动一次电路定标� � 步骤 B和步骤 C应重复执行 M次；定标完成后，把各标准电阻对应的 ADC 码值存入中央处理单元的内部存储器中， 得到 ADC ( analog-digital conversion模数转换 )码值与各标准电阻的对应关系；

D. 定标回测： 取阻值为 R的电阻接入原血液等效阻抗单元 Rx, 判断 其测量偏差是否超过预设偏差值， 若超过， 则返回步骤 B; 若未超过， 则 执行步骤 E; 其中 R为 1至 10ΚΩ；

E. 电路自检： 模拟开关闭合， 第五电阻接入测量电路， 测量第五电阻 的阻值， 判断测量第五电阻的误差是否超过预设值， 如超过、 那么提示电 路异常、 自动终止测量； 如未超过， 则检测系统进行检测工作。

本发明的有益效果是： 本发明通过激励源单元产生正弦波， 并且通过 央处理单元进行控制， 提高 HCT测量的精度； 本发明的检测系统筒单且可 靠性， 实现精密测量。

附图说明

图 1是本发明的检测系统原理框图。

图 2是本发明的检测系统的一实施例原理图。

图 3是本发明的运行控制方法流程图。

图 4是本发明的电路定标示意图。

具体实施方式

如图 1和图 2所示， 本发明公开了一种提高测量红细胞压积准确度 的 检测系统， 包括中央处理单元 10、 激励源单元 70、 血液样本单元 40、 精 密测量电路单元 50、 信号采集单元 60, 所述中央处理单元 10与所述激励 源单元 70相连、 且用于输出控制命令至所述激励源单元 70, 所述激励单 元 70用于产生正弦波，所述激励源单元 70输出端与所述血液样本单元 40 输入端相连， 所述血液样本单元 40输出端与所述精密测量电路单元 50输 入端相连，所述血液样本单元 40用于采集血液样本阻抗信号；所述精密测 量电路单元 50用于完成信号的放大及放大后转换成有效值� ��所述信号采集 单元 60用于完成血液阻抗有效值信号的单端转差分� ��大和模数转换，所述 精密测量电路单元 50输出端与所述信号采集单元 60相连， 所述中央处理 单元 10与所述信号采集单元 60相连，所述信号采集单元 60将处理后的血 液阻抗有效值数据输出至中央处理单元 10, 所述中央处理单元 10根据血 液阻抗有效值进行血液阻抗的计算，且所述中 央处理单元 10输出控制命令 至所述信号采集单元 60。

中央处理单元 10通过 SPI接口与单片函数发生器 U3相连， 当然该中 央处理单元 10也可以通过 12C或 GPIO与单片函数发生器 U3进行通讯。

所述激励源单元 70包括波形发生电路 20和波形转换电路 30,所述波 形发生电路 20包括单片函数发生器 U3、 晶振单元 XI及精密电压基准单 元， 第一精密电压基准单元 REF1与所述单片函数发生器 U3的电压基准 接口相连、 且用于为所述单片函数发生器 U3提供精确的基准电压， 所述 单片函数发生器 U3与所述晶振单元 XI相连、所述晶振单元 XI用于提供 高精度时钟信号； 所述波形转换电路 30输入端与所述单片函数发生器 U3 输出端相连，所述波形转换电路 30用于隔离所述单片函数发生器 U3输出 信号的直流成分、 且把正的正弦信号转换为正负半周的正弦信号 。

因为所述单片函数发生器 U3与所述晶振单元 XI相连、所述晶振单元 XI用于提供高精度时钟信号，可使输出波形的� ��率非常稳定。单片函数发 生器 U3为可编程的单片函数发生器， 波形更新速率高达 25MHz, 可产生 非常理想的正弦波， 所述单片函数发生器 U3为直接数字频率合成器， 所 述直接数字频率合成器为 AD公司生产的型号为 AD9832的直接数字频率 合成器， 其输出的波形幅度由第一精密电压基准单元 REF1和中央处理单 元 10输入的命令决定， 输出波形频率由晶振单元 XI决定。

所述波形转换电路 30包括电容 Cl、 第一电阻 Rl、 第一运算放大单元 U1 , 所述电容 C1一端与所述单片函数发生器 U3输出端相连， 所述电容 C1另一端与所述电阻 R1及所述第一运算放大单元 U1的同相输入端相连， 所述第一电阻 R1另一端接地，所述第一运算放大单元 U1同相端与所述电 容 C1和所述第一电阻 R1的公共节点相连。

所述血液样本单元 40为待测电路， 所述血液样本单元 40包括第二电 阻 R2、 第五电阻 R5、 模拟开关 K1和血液等效阻抗单元 RX, 所述第二电 阻 R2—端与所述第一运算放大单元 U1输出端相连， 所述第二电阻 R2— 端与所述激励源单元 70输出端相连，所述血液等效阻抗单元 RX—端与所 述第二电阻 R2相连接， 所述血液等效阻抗单元 RX另一端接地， 所述第 五电阻 R5—端与所述第二电阻 R2相连， 所述第五电阻 R5另一端与所述 模拟开关 K1一端相连， 所述模拟开关 K1另一端接地， 所述第二电阻 R2 和所述第五电阻 R5均为标准电阻。

第二电阻 R2用于与血液阻抗进行分压，衰减血液上的交� ��信号强度， 以避免产生不必要的化学反应。第五电阻 R5和模拟开关 K1用于待测通道 的自检。 每次测量血液之前都要自检一下本电路， 保证了本装置测量的可 靠性。 由于血液阻抗与第二电阻 R2 串联的关系， 血液上的信号幅度与其 对应的阻抗是二次函数关系， 本发明采用多点定标， 分段线性的方法， 可 得到非常趋近于理想曲线的折线， 在筒化计算的同时， 大大提高了计算精 度。

所述精密测量电路单元 50包括第二运算放大单元 U2、 第三电阻 R3、 第四电阻 R4、 真有效值转换芯片 U4, 所述第二运算放大单元 U2同相端 与所述第二电阻 R2和所述血液等效阻抗单元 RX的公共节点相连， 所述 第二运算放大单元 U2反相端与所述第三电阻 R3和所述第四电阻 R4的公 共节点相连，所述第二运算放大单元 U2输出与所述第三电阻 R3及所述真 有效值转换芯片 U4的输入端相连接，所述真有效值转换芯片 U4输入端与 第二运算放大单元 U2输出端和所述第三电阻 R3的公共节点相连，所述第 四电阻 R4另一端接地。

在真有效值转换芯片 U4中， RMS ( Root Mean Square真有效值） 芯 片非常稳定， 克服了常规二极管整流电路的温飘问题、 以及非线性问题和 长期稳定性问题。

所述真有效值转换芯片 U4作用在于完成输入信号的真有效值转换， 输出直流信号大小恰好等于输入交流信号的有 效值。 本实施例选用的真有 效值转换芯片 U4线性度高达 0.02%, 可以保证很高的检测精度， 此指标 对有效值测量极其重要， 且不可被校准消除。

所述信号采集单元 60包括高分辨率模数转换器 U6、 模数转换器驱动 电路 U5、 第二精密电压基准单元 REF2, 所述模数转换器驱动电路 U5输 入端与所述真有效值转换芯片 U4输出端相连接， 所述模数转换器驱动电 路 U5输出端与所述高分辨率模数转换器 U6输入端相连接，所述高分辨率 模数转换器 U6与所述第二精密电压基准单元 REF2输出端相连接， 所述 高分辨率模数转换器 U6与所述中央处理单元 10相连。

可以将第一精密电压基准单元 REF1 和第二精密电压基准单元 REF2 进行合并，同样可以完成分别与单片函数发生 器 U3的电压基准接口相连、 以及与高分辨率模数转换器 U6相连的目的。

模数转换器驱动电路 U5完成直流信号的单端至差分转换， 信号增益 为两倍。 高分辨率模数转换器 U6由于采集的是纯直流信号， 对转换率要 求不高， 但是对转换精度要求很高， 因此优选实施方式所述高分辨率模数 转换器 U6为 Delta-Sigma型模数转换器。 高分辨率模数转换器 U6信号采 集转换精度由其 ADC ( analog-digital conversion模数转换）有效位以及第 二精密电压基准单元 REF2的精度决定， 这两者都可以达到很高的精度， 优选实施例中， 高分辨率模数转换器 U6为 24bit, 高分辨率模数转换器 U6 有效位典型值达到 21.5dB。 电压基准其初始电压精度为 0.06%,由于高分辨 率模数转换器 U6的增益误差， 失调、 电压基准的初始精度都可在校准时 消除， 因此信号采集单元的误差主要来自高分辨率模 数转换器 U6温漂， 基准温飘与长期稳定性， 在本实施例中， 高分辨率模数转换器 U6的温飘 为 2ppmTC , 属于极低的值， 完全可以忽略,基准的温飘为 9ppmTC , 在温 度变化 16°C , 基准的变化仅 144ppm,基准的长期漂移在 50ppm以下， 因此 测量电路的误差可控制在 200ppm, 即 0.02%以内。

中央处理单元 10通过 SPI接口与高分辨率模数转换器 U6相连， 当然 该中央处理单元 10也可以通过 12C或 GPIO与高分辨率模数转换器 U6进 行通讯。

所述激励源单元 70还可以采用有源晶振分频或高速数模转换器� �� RMS 芯片可以采用高分辨率模数转换器替代。

本发明利用第一精密电压基准单元 REF1 配合单片函数发生器 U3(DDS 直接数字频率合成器)， 产生标准的正弦波， 且幅度非常稳定， 完 全由第一精密电压基准单元 REF1控制，幅度的精度可以达到 0.02%以内， 可极好地解决激励源幅度漂移导致 HCT测量误差的问题； 同时，利用精密 真有效值转换芯片 U4, 转换可以达到 0.15%以内的精度， 信号链筒单， 环 节少； 影响测量精度的两个关键环节： 激励源和测量电路的误差都很容易 控制， 因此本发明的测量精度远远高于传统的测量技 术， 可达 0.2%以内。 而且由于带自检功能， 测量非常可靠， 不会发生电路故障导致测量数据错 误的情况。

如图 3所示，本发明还公开了一种用于实现检测系� �的运行控制方法， 包括步骤 S1至步骤 S5:

步骤 S1 , 产生标准的正弦波： 中央处理单元输出指令至单片函数发生 器， 控制单片函数发生器产生标准的正弦波；

步骤 S2,设置标准值：断开模拟开关，血液等效阻抗 单元不接入血液， 将定标用的标准电阻放入血液等效阻抗单元；

步骤 S3, 电路定标： 在典型阻抗测量范围 1K至 15K内， 设置 M个 定标准点， M大于等于 2, 在步骤 S2中每放置一个标准电阻， 启动一次电 路定标， 步骤 S2和步骤 S3应重复执行 M次； 定标完成后， 把各标准电阻 对应的 ADC 码值存入中央处理单元的内部存储器中， 得到 ADC ( analog-digital conversion模数转换）码值与各标准电阻的对应� �系；

步骤 S4, 定标回测： 取 l-10k电阻接入原血液等效阻抗单元 Rx的位 置（血液不接入电路）， 测量是否为 l-10k, 如果偏差超过预设偏差值， 则 判断为定标不通过， 则返回步骤 S2; 若偏差未超过预设偏差值， 则进入步 骤 S5;

在步骤 S4中， l-10k电阻优选为 5K电阻， 预设偏差值优选为 0.2%。 步骤 S5, 电路自检： 模拟开关闭合， 第五电阻接入测量电路， 测量第 五电阻的阻值， 判断测量第五电阻的误差是否超过预设值， 如超过、 那么 提示电路异常、 自动终止测量； 如未超过， 则检测系统进行检测工作。

在步骤 S5中， 预设值优选为 0.2%。

作为本发明的运行控制方法的一实施例：

在步骤 S1 中， 中央处理单元为单片机， 单片函数发生器为直接数字 频率合成器， 单片机输出指令至直接数字频率合成器， 控制直接数字频率 合成器产生标准的正弦波；

在步骤 S2 中， 断开模拟开关， 不接入血液， 在血液等效阻抗单元位 置放置定标用的标准电阻 Rm;

在步骤 S3中，在典型阻抗测量范围 1K至 15K内，设置 5个定标准点， 步骤 S2和步骤 S3应重复执行 5次， 在步骤 S2中每放置一个标准电阻、 步骤 S3 启动一次定标； 定标完成后， 把各标准电阻 (Rm,Rn,Ro,Rp,Rq)对 应的 ADC码值 (LSBm,LSBn,LSBo,LSBp,LSBq)存入单片机的内部存储器� ��， 得 到 ADC 码值 （LSBm,LSBn,LSBo,LSBp,LSBq) 与 各标 准 电 阻 (Rm,Rn,Ro,Rp,Rq)的对应关系。 如图 4所示， 由上述对应关系可得到 5条 直线， 相邻直线的交点即为 5个定标点。

在步骤 S4中， 修改定标参数的方式可以是增大或减少 DDS输出的正 弦幅度。

在步骤 S5 中， 模拟开关闭合， 于是第五电阻接入测量电路， 此时由 于是自检， 血液没有接入回路， 因此血液等效阻抗单元不存在， 第五电阻 的电阻值并非 5个定标点电阻之一，因此不仅可检验出电路� �否工作正常， 还可以检验电路的测量精度是否达到要求， 如果第五电阻的误差没有超过 0.2%, 那么测量血液正弦信号的 RMS值， 通过 ADC得到的代码， 得到血 液上正弦信号的 RMS值， 通过定标曲线， 计算出血液阻抗值， 然后计算 出血液 HCT值。

测量与定标原理论述如下：

设血液待测阻抗为 Rx,激励源幅度为 Vp,血液等效阻抗上的分压为 Vx,RMS的输入信号为 Vsine.输出信号为 Vdc,ADC得到的码值为 LSB, ADC基准电压 VREF=5V, 贝' J

Vx _ Rx Q )

Vp ~ Rx + R2

Vdc =— V sin e =—* lO * Vx (2)

2 2

2 *Vdc = ^^ * LSB (3 )

2 ²⁴ -l 由 （3 ) 式可求解出 Vdc,代入 ( 2 )可得到 Vx,再代入（1 ), 由于 Vp 是已知值， 由 （1 )可求出 Rx。 但是（1 )式是 2次函数， 运算较为复杂。 因此在本发明中， 采用多点 定标的方法，如在 1K与 15K之间插人 5点， Rm,Rn,Ro,Rp,Rq,把 1K至 15K 分成六段， 每个区间的值远远小于串联电阻 R2, 如图 4所示。 因此每一段 都可以看作是线性。 由多点定标后可产生 5条直线， 根据 ADC采集到的 码值， 可判断出处于哪一条直线上， 可以很快的求出准确的 Rx值。 如图 4 所示， 多点定标分段后， 定标校正曲线与理论曲线基本重合， 精度高。

本发明采用多点定标， 分段线性的方法， 在待测电阻 Rx和 ADC码值 之间建立了一个筒单的对应关系， 可以消除中间环节固定不变的误差， 如 基准 REF1、 REF2的初始精度， ADC和运放的失调， ADC的增益误差。 大大降低了系统对这些参数的依赖性。 电路只要不漂移， 就能维持很高的 精度。

CPU通过根据程序设置输入命令至单片函数发生 器 U3,在精密电压基 准的作用下，于是 U3输出幅度为 lVpp的正弦波。其波峰为 IV,波谷为 0V, 此信号经过 C1后， 转换成 ± 500mVpp的正弦波。 然后通过 U1緩沖后， 直接加在串联电阻 R2与血液等效阻抗 RX上。 在优选实施例中， R2取 98Kohm, 血液的等效阻抗一般在 2Kohm与 lOKohm之间。 因此，

当血液容抗最小时，

RX上的正弦波分量为 ± 500mVpp*2K(98K+2K) = 士 lOmVpp,

当血液容抗最大时，

RX上的正弦波分量为士 500mVpp* 10K(98K+10K) = 士 46.3mVpp

RX的信号经过 U2后， 被放大 20倍， 为 士 200mVpp ~ 士 926mVpp 因此， 当血液的阻抗在最大范围内变化（ 2Kohm ~ lOKohm ), RMS芯 片的输入信号为 0.2V ~ 0.926V, 正好处于线性度非常好的范围内,可以被 RMS芯片高精度地转换成直流信号。此级可达到 0.15%的精度， 由于 RMS 输出的信号已高达数百毫伏， ADC采集的精度可达 0.02% , 因此整个测量 电路可达 0.2%的精度。 远远高于传统方案。 同时自检电路的采用， 极大地 提高了测量电路装置的可靠性。

本发明采用稳定的 DDS作为信号源， RMS作为检测芯片的方式， 工 作可靠， 性能优异， 血液阻抗的检测精度有了质的飞跃（可达 0.2% )。 彻 底解决了传统 HCT检测电路精度不高， 误差较大且电路复杂的不足。

以上内容是结合具体的优选实施方式对本发明 所作的进一步详细说明, 不能认定本发明的具体实施只局限于这些说明 。 对于本发明所属技术领域 的普通技术人员来说， 在不脱离本发明构思的前提下， 还可以做出若干筒 单推演或替换， 都应当视为属于本发明的保护范围。