Vorrichtung und Verfahren zur Auswertung und Optimierung von Signalen auf der Basis algebraischer Invarianten

Die Erfindung bezieht sich auf Signale (beispielsweise Audiosignale) und Vorrichtungen oder Verfahren zu deren Erzeugung, Übertragung, Auswertung, Umformung und Wiedergabe .

Die vorliegende Erfindung betrifft insbesondere ein Verfahren und eine Vorrichtung oder ein System, um auf Basis einer beliebigen Abbildung oder beliebiger

Abbildungen eines oder mehrerer Signale oder auch einer Verknüpfung oder von Verknüpfungen von zwei oder mehreren Signalen Rückschlüsse ziehen zu können. Im Beispielsfall eines stereophonen Audiosignals x(t), y(t), wobei x(t) den Funktionswert des linken

Eingangssignals zum Zeitpunkt t, y(t) der Funktionswert des rechten Eingangssignals zum Zeitpunkt t darstellt, kann beispielsweise die Summe der Transferfunktionen

f ^* [x(t)] = [x(t)/V 2] * (-1 + i) g ^* [y(t)] = [y(t)/V ϊ * (i + i) betrachtet werden, um Rückschlüsse auf die

Eigenschaften der Signale ziehen zu können.

Diese Rückschlüsse sollen insbesondere auf gemeinsame Eigenschaften zweier verschiedener Signale gezogen werden können, die völlig dem Zufallsprinzip zu unterliegen scheinen (wie beispielsweise Audiosignale). Bisherige Methoden versuchen dieses

Zufallsprinzip — unter entsprechend grossen

Schwierigkeiten — zu simulieren und so für die betrachteten Signale nutzbar zu machen. Etwa bei DAB (Digital Audio Broadcasting) wird ein Gaußscher Prozess mit dem sogenannten Tapped Delay Line Modell simuliert, oder auch für die Simulation des Mobilfunkkanals eine Monte Carlo Methode (farbiges, komplexes Gaußrauschen in zwei Dimensionen) angewandt.

EP0825800 (Thomson Brandt GmbH) schlägt die Bildung verschiedenartiger Signale aus einem Mono- Eingangssignal durch Filterung vor, aus denen — etwa mit einem von Lauridsen vorgeschlagenem Verfahren auf der Basis von Amplituden- und LaufZeitkorrekturen, dies abhängig von der Aufnahmesituation — separat virtuelle Single-Band-Stereosignale generiert werden, die in der Folge zu zwei Ausgangssignalen kombiniert werden.

WO/2009/138205 bzw. EP2124486 als auch EP1850639 beschreiben zum Beispiel ein Verfahren zur methodischen Evaluierung des Einfallswinkels für das abzubildende Schallereignis, der von der

Mikrophonhauptachse und der Peilachse für die

Schallquelle eingeschlossen wird, dies unter Anwendung von LaufZeitdifferenzen und Amplitudenkorrekturen, die von der ursprünglichen Aufnahmesituation (die sich anhand des Systems interpolieren lässt) funktional abhängig sind. Der Inhalt von WO/2009/138205 bzw.

EP2124486 als auch von EP1850639 wird hiermit als

Referenz eingeführt.

US5173944 (Begault Durand) wendet HRTF (Head Related Transfer Functions), welche mit 90, 120, 240, und 270 Grad Azimut korrelieren, jeweils auf das unterschiedlich verzögerte jedoch einheitlich

verstärkte monophone Eingangssignal an, wobei die gebildeten Signale abschliessend wiederum dem

ursprünglichen Monosignal überlagert werden. Die

Amplitudenkorrektur als auch die LaufZeitkorrekturen werden dabei unabhängig von der Aufnahmesituation gewählt .

CH01159/09 bzw. PCT/EP2010/055876 schlägt die Nachschaltung eines oder mehrerer Panorama- Potentiometer oder äquivalenter Hilfsmittel bei einer Vorrichtung gemäss WO/2009/138205 bzw. EP2124486 oder EP1850639 nach erfolgter Stereoumsetzung (nach

erfolgtem Durchlaufen einer MS-Matrix, für die die Beziehung

L = (M + S) * 1/V 2

und

R = (M - S) * 1/V 2 gilt) vor, die nicht wie bei intensitätsstereophonen Signalen, das heisst für Stereosignale, die sich ausschliesslich durch ihre Pegel, jedoch nicht durch Laufzeit- bzw. Phasenunterschiede oder unterschiedliche Frequenzspektren unterscheiden, zu einer

bestimmungsgemässen Einschränkung der Abbildungsbreite oder einer Verschiebung der Abbildungsrichtung der gewonnenen Stereosignale führen, sondern vielmehr zu einer Erhöhung oder Herabsetzung des

Korrelationsgrades .

CH01776/09 bzw. PCT/EP2010/055877 gestattet eine optimale Wahl jener Parameter, welche der

Erzeugung von stereophonen oder pseudostereophonen Signalen zugrundeliegen. Dem Benutzer werden Mittel an die Hand gelegt, den Korrelationsgrad, den

Definitionsbereich, die Lautheit sowie weitere

Parameter der resultierenden Signale nach psychoakustischen Gesichtspunkten festzulegen, und somit Artefakte zu verhindern.

Insgesamt lässt sich zum Stand der Technik sagen, dass bislang algebraische Invarianten ermangeis entsprechender Grundlagen niemals zur Analyse oder Optimierung von Schallereignissen oder ähnlichen

Prozessen herangezogen worden sind.

Obwohl seit David Hilberts bahnbrechenden

Arbeiten zu algebraischen Invarianten seit über 100 Jahren grundsätzlich vermutet wurde, dass derartige algebraische Invarianten insbesondere für Gaußsche Prozesse existieren (und insbesondere für

Audiosignale), ist deren Nachweis niemals gelungen.

Offenbarung der Erfindung Die vorliegende Erfindung weist solche algebraischen Invarianten nicht nur nach, sondern macht diese damit auch praktisch gewerblich für die

Signaltechnik, beispielsweise zur Kalibrierung von Vorrichtungen oder Verfahren zur Gewinnung,

Verbesserung oder Optimierung stereophoner oder pseudostereophoner Audiosignale, nutzbar.

Zunächst wird eine Verknüpfung f~(t) oder mehrere Verknüpfungen f ₁ ~(t), f ₂ ~(t), f ~(t) von mindestens zwei Signalen s^t), s ₂ (t), s _m (t) bzw. von deren Transferfunktionen t^s^t)), t ₂ (s ₂ (t)), t _m (s _m (t)) - oder auch die beliebig definierbare

Abbildung f ^# (t) oder die beliebig definierbaren

Abbildungen f *(t), f ₂ ^# (t), fμ ( ) von einem Signal s ^# (t) oder mehreren Signalen s *(t), s ₂ ^# (t), s _n ^# (t) - auf der komplexen Zahlenebene betrachtet bzw. deren Projektion auf das Relief, das durch die Norm aller Punkte der komplexen Zahlenebene definiert ist (den Einheitskegel, dessen Spitze im Ursprung der komplexen Zahlenebene liegt und dessen Symmetrieachse lotrecht zur komplexen Zahlenebene liegt).

Die reelle Achse, die imaginäre Achse und die Symmetrieachse des Kegels werden nunmehr als ein kartesisches Koordinatensystem mit Koordinaten (x _l x ₂ , x ₃ ) aufgefasst. Die Veränderung des Öffnungswinkels des Kegels führt zur Kegelgleichung

Xi ² + ^χ ₂ ² - (i/g ^*2 ) * x ₃ = 0 bzw. den Koeffizienten [1 1 -1/g ^*2 ]. Betrachtet werden nunmehr zwei Kegelgleichungen

S := a _x ² := 1 * x^ + 1 * x ₂ ² - (1/g ² ) * x ₃ ² = 0 und

S' := a' _x ² := 1 * + 1 * x ₂ ² - (1/g' ² ) * x ₃ ² =

0. Eine Invariante ist somit bekanntlich a _a , ² := 1 * l ² + 1 * l ² - (1/g ² ) * (1/g' ⁴ ). Beide Kegel S, S' sind apolar, wenn gilt

(1/g ² ) * (1/g' ⁴ ) = 2. S ist dann in S' harmonisch eingeschrieben. Betrachten wir nun beispielsweise obige

Verknüpfung f~(t) oder mehrere Verknüpfungen f ₁ ~(t), f ₂ ~(t), f _p ~(t) von zwei oder mehreren Signalen s^t), s ₂ (t), s _m (t) bzw. von deren

Transferfunktionen t^s^t)), t ₂ (s ₂ (t)), t _m (s _m (t)) für zwei Zeitabschnitte t _l t ₂ - oder auch die beliebig definierbare Abbildung f ^# (t) oder die beliebig definierbaren Abbildungen f*(t.) _f f ₂ (t), ..., ΐ _μ (t) von einem Signal s ^# (t) oder mehreren Signalen s*(t), s ₂ ^# (t), ..., s _n ^# (t) für zwei Zeitabschnitte t _l t ₂ - sowie die Abbildungen S, S' und £' mit

2' := u _a , ² : = A'u^ + B'u ₂ ² + C'u ₃ 2 + 2F'u ₂ u ₃

+ 2G ' u ₃ u ₁ + 2H'u ₁ u ₂

= 1 * + 1 * u ₂ ² + (1/g'' ² ) * u ₃ ² + 2 * 1

* u ₂ u ₃ + 2 * 1 * u ₃ u ₁ + 2 * 1 * u^ ₂

= 0.

Es soll gelten aA' + bB' + cC + 2fF' + 2gG' + 2hH' = 0, und S und Σ' apolar sein:

1 * 1 + 1 * 1 - (1/g ² ) * (1/g'' ² ) = 0 oder

(1/g ² ) * (1/g' ' ² ) = 2.

Somit ist, sofern g' = g'' = 1 und g = 1/V2 gilt, die Apolarität von S mit S' und Σ'

gewährleistet .

Die Betrachtung des Einheitskegels

S' = 1 * X _j ² + 1 * x ₂ ² - 1 * x ₃ ² = 0 gestattet somit zugleich die Betrachtung identisch

verschwindender Invarianten bezüglich S

S = 1 * X _j ² + 1 * x ₂ ² - 2 * x ₃ ² = 0 bzw. Σ' = 1 * + 1 * u ₂ ² + 1 * u ₃ ² + 2 * 1 * u ₂ u ₃ + 2 * 1 * u ₃ u ₁ + 2 * 1 *

= 0.

Somit ist die Relation a _a , ² := 1 * l ² + 1 * l ² - 2 * l ² = 0 linear in den Koeffizienten der Gleichungen

S = 1 * X _j ² + 1 * x ₂ ² - 2 * x ₃ ² = 0 und

Σ' = 1 * + 1 * u ₂ ² + 1 * u ₃ ² + 2 * 1 * u ₂ u ₃ + 2 * 1 * u ₃ U _! + 2 * 1 * u^

= 0.

Gemäss Hilberts berühmtem Satz über den

Invariantenkörper (Hilbert, Seite 291, § 2) stellt in unserem System die Linearkombination

Φ [1, 1, -2] * [1, 1, -l] ²

Θ [1, 1, -2] * [1, 1, l] ² wiederum eine Invariante dar. Somit entsprechen beispielsweise beliebige, auf der von den Vektoren (1, 1, -2) und (1, 1, 1) aufgespannten Ebene

betrachtete Durchstossungsgeraden von f~(t ₁ ) und f~(t ₂ )r ξι und ξ ₂ , unendlich vielen Invarianten von S und S' bzw. von S und

Bei Betrachtung des an der komplexen

Zahlenebene gespiegelten Einheitskegels führt die Veränderung des Öffnungswinkels des Kegels zur

Kegelgleichung

-X _! ² - x ₂ ² + (1/g ^*2 ) * x ₃ bzw. den Koeffizienten [-1 -1 1/g ^*2 ]. Betrachtet werden nunmehr zwei Kegelgleichungen

S := a _x ² := -1 * x^ - 1 * x ₂ ² + (1/g ² ) * x ₃ ² = 0 und S' : = a' _x ² := -1 * x^ - 1 * x ₂ ² + (1/g' ² ) * x ₃ ²

= 0.

Eine Invariante ist somit bekanntlich a _a , ² := -1 * (-1) ² - 1 * (-1) ² + (1/g ² ) * (1/g' ⁴ ). Beide Kegel S, S' sind apolar, wenn gilt (i/g ² ) * (i/g' ⁴ ) = 2.

S ist dann in S' harmonisch eingeschrieben.

Betrachten wir nun beispielsweise obige Verknüpfung f~(t) oder mehrere Verknüpfungen f ₁ ~(t), f ₂ ~(t), f _p ~(t) von zwei oder mehreren Signalen s^t), s ₂ (t), s _m (t) bzw. von deren

Transferfunktionen t^s^t)), t ₂ (s ₂ (t)), t _m (s _m (t)) für zwei Zeitabschnitte t _l t ₂ - oder auch die beliebig definierbare Abbildung f ^# (t) oder die beliebig

definierbaren Abbildungen f *(t), f ₂ ^# (t), fμ ( ) von einem Signal s ^# (t) oder mehreren Signalen s *(t), s ₂ ^# (t), s _n ^# (t) für zwei Zeitabschnitte t _l t ₂ - sowie die Abbildungen S, S' und £' mit

Σ' := u _a , ² : = A'U _j ² + B'u ₂ ² + C'u ₃ 2 + 2F'u ₂ u ₃ + 2G ' u ₃ u ₁ + 2H'u ₁ u ₂

= 1 * + 1 * u ₂ ² + (1/g'' ² ) * u ₃ ² + 2 * 1

* u ₂ u ₃ + 2 * 1 * u ₃ u ₁ + 2 * 1 * u^ ₂

= 0. Es soll gelten aA' + bB' + cC + 2fF' + 2gG' + 2hH' = 0, und S und Σ' apolar sein:

-1 * 1 - 1 * 1 + (1/g ² ) * (1/g oder

(1/g ² ) * (1/g' ' ² ) = 2.

Somit ist wiederum, sofern g' - g' ' - 1 und g 1/V2 gilt, die Apolarität von S mit S' und Σ' gewährleistet .

Die Betrachtung des Einheitskegels

S' = -1 * Xi ² - 1 * x ₂ ² + 1 * x ₃ ² = 0 gestattet somit zugleich die Betrachtung identisch verschwindender Invarianten bezüglich S

S = -1 * X _j ² - 1 * x ₂ ² + 2 * x ₃ ² = 0 bzw.

Σ' = 1 * + 1 * u ₂ ² + 1 * u ₃ ² + 2 * 1 * u ₂ u ₃ + 2 * 1 * u ₃ U _! + 2 * 1 * u^

= 0.

Somit ist die Relation a _a , ² := -1 * (-1) ² - 1 * (-1) ² + 2 * l ²

= -1 * 1 - 1 * 1 + 2 * 1 = 0 linear in den Koeffizienten der Gleichungen S = -1 * X _j ² - 1 * x ₂ ² + 2 * x ₃ ² = 0 und

Σ' = 1 * + 1 * u ₂ ² + 1 * u ₃ ² + 2 * 1 * u ₂ u ₃ + 2 * 1 * u ₃ U! + 2 * 1 * u^

= 0.

Gemäss Hilberts Satz über den Invariantenkörper (Hilbert, Seite 291, § 2) stellt in unserem System die Linearkombination φ [-1, -1, 2] * [-1, -1, l] ² +

Θ [-1, -1, 2] * [1, 1, l] ² = 0 wiederum eine Invariante dar. Somit entsprechen

beispielsweise beliebige, auf der von den Vektoren (-1, -1, 2) und (1, 1, 1) aufgespannten Ebene betrachtete Durchstossungsgeraden von f~(t ₁ ) und f~(t ₂ ),

unendlich vielen Invarianten von S und S' bzw. von S und Σ' .

Sämtliche kombinatorische Möglichkeiten für die Lage von S, S' und wie unschwer einzusehen ist, erschöpfen sich somit hinsichtlich des Resultats in derselben Ebene.

Die praktische Anwendung dieses Sachverhalts in der Signaltechnik gestattet beispielsweise die Analyse einer Verknüpfung f~(t) oder mehrerer Verknüpfungen ^ ^' (t), f ₂ ~(t), f _p ~(t) von mindestens zwei Signalen s^t), s ₂ (t), s _m (t) bzw. von deren

Transferfunktionen t^s^t)), t ₂ (s ₂ (t)), t _m (s _m (t)) - oder auch der beliebig definierbaren Abbildung f ^# (t) oder der beliebig definierbaren Abbildungen f *(t), f ₂ ^# (t), fμ ( ) von einem Signal s ^# (t) oder mehreren Signalen s *(t), s ₂ ^# (t), S _jj ^# (t) durch die Bestimmung genannter Invarianten. Hierbei wird diese Verknüpfung f~(t) oder werden diese Verknüpfungen ^ ^' (t), f ₂ ~(t), f _p ^' (t) von mindestens zwei Signalen s^t), s ₂ (t), ..., s _m (t) bzw. von deren Transferfunktionen t^s^t)), t ₂ (s ₂ (t)), ..., t _m (s _m (t)) - oder auch die beliebig definierbaren Abbildung f ^# (t) oder die beliebig

definierbaren Abbildungen f *(t), f ₂ ^# (t), ..., fμ ( ) von einem Signal s ^# (t) oder mehreren Signalen s *(t), s ₂ ^# (t), ..., s _n ^# (t) beispielsweise auf der komplexen

Zahlenebene abgebildet — die x^Achse fällt dann beispielsweise mit der reellen Achse, die x ₂ -Achse dann beispielsweise mit der imaginären Achse zusammen - und anschliessend die Durchstossungspunkte dieser

Abbildungen im vorliegenden Beispiel mit der durch die Vektoren (1, 1, -2) und (1, 1, 1) oder (-1, -1, 2) und (1, 1, 1) aufgespannten Ebene betrachtet, die nunmehr absolut oder auch hinsichtlich ihrer statistischen Verteilung präzise Anhaltspunkte für die weitere

Analyse, Verarbeitung oder Optimierung darstellen.

Beispielsweise lässt sich gemäss CH1159/09 bzw.

PCT/EP2010/055876 oder auch CH01776/09 bzw.

PCT/EP2010/055877 eine Optimierung pseudostereophoner Audiosignale vornehmen und anschliessend die

Durchstossungspunkte der Summe der Transferfunktionen f ^* [x(t)] = [x(t)/ 2] * (-1 + i) und g ^* [y(t)] =

[y(t)/V 2] * (1 + i), siehe unten, mit der durch die

Vektoren (1, 1, -2) und (1, 1, 1) oder (-1, -1, 2) und (1, 1, 1) aufgespannten Ebene bestimmen. Werden diese Durchstossungspunkte durch ein geeignetes Verfahren, siehe Detaillierte Beschreibung, gewichtet, resultieren Parametrisierungen gemäss CH1159/09 bzw.

PCT/EP2010/055876 oder auch CH01776/09 bzw.

PCT/EP2010/055877 , die sich als besonders günstig für die betrachteten Audiosignale erweisen.

Gemäss einem Aspekt empfiehlt sich der Einsatz von (an sich bekannten) Kompressionsalgorithmen oder

Datenreduktionsverfahren bzw. die Betrachtung

charakteristischer Merkmale wie etwa der Minima oder Maxima der betrachteten Signale oder Transferfunktionen oder Verknüpfungen oder Abbildungen, dies für deren erfindungsgemässe beschleunigte Evaluierung.

Kurzbeschreibunq der Abbildungen

Verschiedene Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung werden im folgenden beispielhaft beschrieben, wobei auf folgende Zeichnungen Bezug genommen wird:

- FIG. 1A zeigt das Schaltungsprinzip eines bekannten Panorama-Potentiometers .

- FIG. 2A ist der Dämpfungsverlauf des linken und rechten Kanals eines Panorama- Potentiometers ohne Überbasisbereich und entsprechende Abbildungswinkel zu entnehmen.

- FIG. 3A zeigt eine erste Ausführungsform einer Vorrichtung oder eines Verfahrens gemäss CH01159/09 bzw. PCT/EP2010/055876 , in welcher aus der Stereoumsetzung resultierende linke Kanal L' bzw. rechte Kanal R' je einem

Panorama-Potentiometer bei gemeinsamen

Sammelschienen L und R zugeführt wird.

- FIG. 4A zeigt eine zweite Ausführungsform einer Vorrichtung oder eines Verfahrens gemäss CH01159/09 bzw. PCT/EP2010/055876.

- FIG. 5A zeigt eine dritte Ausführungsform einer Vorrichtung oder eines Verfahrens gemäss CH01159/09 bzw. PCT/EP2010/055876.

- FIG. 6A zeigt eine vierte Ausführungsform einer Vorrichtung oder eines Verfahrens gemäss

CH01159/09 bzw. PCT/EP2010/055876 mit einer zu FIG. 3A äquivalenten Schaltung mit leicht modifizierter MS-Matrix, die eine unmittelbare Nachschaltung von Panorama-Potentiometern entbehrlich macht. - FIG. 7A zeigt eine zu FIG. 3A bzw. FIG. 6A äquivalente Schaltung, sofern für die umgekehrt proportionalen Dämpfungen λ und p der in FIG. 3A dargestellten Panorama-Potentiometer die Beziehung λ = p gilt.

- FIG. 8A zeigt eine erweiterte Schaltung gemäss FIG. 7A zur Normierung des Pegels der Ausgangssignale des Stereoumsetzers.

- FIG. 9A zeigt ein Beispiel einer Schaltung, welches als Erweiterung der FIG. 8A gegebene Signale x(t), y(t) als Summe der

Transferfunktionen f ^* [x(t)] = [x(t)/ 2]

* (-1 + i) und g ^* [y(t)] = [y(t)/V 2] * (1 + i) auf der komplexen Zahlenebene abbildet.

- FIG. 10A zeigt das Beispiel einer Schaltung, welches als Erweiterung der FIG. 9A die

Abbildungsbreite eines Stereosignals festlegt.

- FIG. IIA zeigt ein Beispiel einer

Eingangsschaltung für ein bereits vorhandenes Stereosignal L°, R° vor Übergabe an eine

Schaltung gemäss FIG. 12A (zur Bestimmung der Lokalisierung des Signals), welche L°, also l(t), und R°, also r(t) als Summe der

Transferfunktionen f ^* [l(t)] = [l(t)/ 2]

* (-1 + i) und g ^* [r(t)] = [r(t)/V 2] * (1 + i) auf der komplexen Zahlenebene abbildet.

- FIG. 12A zeigt eine Schaltung zur Bestimmung der Lokalisierung des Signals, deren Eingänge mit den Ausgängen der FIG. 10A bzw. den

Ausgängen der FIG. IIA verbunden sein können. - FIG. 1B zeigt ein Beispiel einer Schaltung für zwei Logikelemente zur Normierung des Pegels und zur Normierung des

Korrelationsgrades der Ausgangssignale eines Stereoumsetzers (beispielsweise ein

Stereoumsetzer gemäss WO/2009/138205 bzw.

EP2124486 oder EP1850639), wobei das

Eingangssignal M und S (vor Durchlaufen eines der MS-Matrix vorgelagerten Verstärkers) optional einer Schaltung gemäss FIG. 7B

zugeführt werden kann, die optional auch der FIG. 6bB nachgeschaltet ist.

- FIG. 2B zeigt ein Beispiel einer Schaltung, welches gegebene Signale x(t), y(t) mittels de Transferfunktionen f ^* [x(t)] und g ^* [y(t)] auf der komplexen Zahlenebene abbildet bzw. das

Argument von deren Summe f ^* [x(t)] + g ^* [y(t)] bestimmt .

- FIG. 3aB zeigt ein Beispiel einer Schaltung für die Wahl des Definitionsbereichs mittels des Parameters a.

- FIG. 4aB zeigt ein Beispiel einer Schaltung für ein drittes Logikelement, welches die in FIG. 1B erzeugten, gemäss FIG. 2B auf der komplexen Zahlenebene abgebildeten Signale hinsichtlich des gemäss FIG. 3aB neu durch den Parameter a definierten zulässigen

Definitionsbereichs gemäss der Bedingung

Re ² {f ^* [x(t] + g ^* [y(t)]} * 1/a ² + Im ² {f ^* [x(t] + g ^* [y(t)]} < 1 überprüft.

- FIG. 5aB zeigt ein Beispiel einer Schaltung für ein viertes Logikelement, das abschliessend das Relief der Funktion f ^* [x(t)] + g ^* [y(t)] im Sinne einer Maximierung von deren Funktionswerten betrachtet, wobei der Benutzer den durch die Ungleichung (8aB) definierten Grenzwert R ^* (bzw. die durch die Ungleichung (8aB) ebenfalls definierte Abweichung Δ) für diese Maximierung frei wählen kann.

- FIG. 6aB zeigt eine Eingangsschaltung für ein bereits vorhandenes Stereosignal vor Übergabe an eine Schaltung gemäss FIG. 6bB zur

Bestimmung der Lokalisierung des Signals.

- FIG 6bB zeigt eine Schaltung zur Bestimmung der Lokalisierung des Signals, deren Eingänge mit den Ausgängen der FIG. 5aB bzw. den

Ausgängen der FIG. 6aB verbunden sind.

- FIG. 7B zeigt ein weiteres Beispiel einer Schaltung zur Normierung stereophoner oder pseudostereophoner Signale, die, sofern der FIG. 6bB nachgeschaltet, aktiviert wird, sobald der Parameter z als Eingangssignal vorliegt. Der Anfangswert des Verstärkungsfaktors λ entspricht dabei dem Endwert des

Verstärkungsfaktors λ der FIG. 1B bei Übergabe des Parameters z .

- FIG. 8B zeigt ein Beispiel einer Schaltung, welches gegebene Signale x(t), y(t) mittels de Transferfunktionen f ^* [x(t)] und g ^* [y(t)] auf der komplexen Zahlenebene abbildet.

- FIG. 9B zeigt ein Beispiel einer Schaltung zur Anpassung der Abbildungsbreite eines

Audiosignales .

- FIG. IC zeigt die Apolaritätsbedingung die Abbildungen S, S' und - FIG. 2C zeigt die Abbildungen S, S' und für das kartesische Koordinatensystem = u _l x ₂ = u ₂ , x ₃ = u ₃ aus der Perspektive des 1.

Quadranten der zugehörigen komplexen

Zahlenebene.

- FIG. 3C zeigt die Abbildungen S, S' und für das kartesische Koordinatensystem Xi = u _l x ₂ = u ₂ , x ₃ = u ₃ gleichfalls aus der Perspektive des 1. Quadranten der zugehörigen komplexen Zahlenebene.

- FIG. 4C zeigt die Abbildungen S, S' und für das kartesische Koordinatensystem Xi = u _l x ₂ = u ₂ , x ₃ = u ₃ aus der Perspektive des 4.

Quadranten der zugehörigen komplexen

Zahlenebene.

- FIG. 5C zeigt das Konvergenzverhalten einer Gewichtsfunktion, die hier beispielsweise anhand der Mittelwerte der Schnittpunkte im 1. oder auch 3. Quadranten dreier, auf der komplexen Zahlenebene abgebildeter

pseudostereophoner Signalabschnitte mit der durch die Vektoren (1, 1, -2) und (1, 1, 1) oder auch (-1, -1, 2) und (1, 1, 1)

aufgespannten Ebene die Parameter φ, f (bzw. n), α, ß optimiert.

- FIG. 6C zeigt ein Beispiel der unten

beschriebenen Schaltung zur Optimierung von pseudostereophonen Signalen auf der Basis algebraischer Invarianten, die der FIG. 5aB unmittelbar nachgeschaltet werden kann, und mit dieser dann eine im vorliegenden Beispiel untrennbare Einheit bildet. Die Ausgänge von FIG. 6C sind innerhalb des gesamten

Schaltschemas in diesem Falle so zu behandeln, als wären sie jene von FIG. 5aB. Die Schaltung der FIG. 6C bewirkt, dass deren vorgeschaltete Elemente nunmehr für verschiedene Abschnitte von Audiosignalen durchlaufen werden. Das Resultat ist eine anhand der Mittelwerte der Schnittpunkte im 1. oder auch 3. Quadranten dieser, auf der komplexen Zahlenebene

abgebildeten, Signalabschnitte mit der durch die Vektoren (1, 1, -2) und (1, 1, 1) oder auch (-1, -1, 2) und (1, 1, 1) aufgespannten Ebene optimierte Parametrisierung φ, f, a, ß.

- FIG. 7C zeigt ein Beispiel einer Schaltung, welche anhand der Bestimmung der mean Square energy der Eingangssignale s^t- , s ₂ (t _± ),

S5(t _± ) und definierbarer Gewichte G _l G ₂ , ... ,G§ eine Normierung dieser Eingangssignale vornimmt und anschliessend die Invarianten einer

Verknüpfung f~(t) oder mehrerer Verknüpfungen f (t), f ₂ ~(t), f _p ^' (t) dieser

Eingangssignale bestimmt.

Detaillierte Beschreibung

Zunächst werden die algebraischen Grundlagen der vorliegenden Erfindung anhand der FIG. IC bis 4C veranschaulicht . FIG. IC stellt die Apolaritätsbedingung für S und S' bzw. S und Σ' dar. 1001 veranschaulicht jene für S und S', ausgedrückt durch f ^~ (g'), 1002 jene für S und Σ', ausgedrückt durch f ^~ (g''). Der Schnittpunkt 1004 von 1001 mit der Diagonalen des 1. Quadranten 1003 veranschaulicht das Zusammenfallen von S und S', der

Schnittpunkt 1005 von 1001 und 1002 stellt die gesuchte Apolaritätsbedingung selbst dar; g' = q ' ' = 1 ist unmittelbar abzulesen.

FIG. 2C zeigt die Abbildungen S (2001), S' (2002) und Σ' (2003) sowie die von den Vektoren

(1, 1, -2) und (1, 1, 1) aufgespannten Ebene 2004, auf der die gesuchten algebraischen Invarianten von S und S' bzw. von S und Σ' liegen, aus der Perspektive des 1. Quadranten der zugehörigen komplexen Zahlenebene. 2005, 2006 und 2007 zeigen die vom kartesische

Koordinatensystem = u _l x ₂ = u ₂ , x ₃ = u ₃ aufgespannten Ebenen .

FIG. 3C zeigt die Abbildungen S (2001), S' (2002) und (2003) sowie die von den Vektoren

(1, 1, -2) und (1, 1, 1) aufgespannten Ebene 2004, auf der die gesuchten algebraischen Invarianten von S und S' bzw. von S und Σ' liegen, ebenfalls aus der

Perspektive des 1. Quadranten der zugehörigen komplexen Zahlenebene. 2005, 2006 und 2007 zeigen die vom

kartesische Koordinatensystem Xi = u _l x ₂ = u ₂ , x ₃ = u ₃ aufgespannten Ebenen.

FIG. 4C zeigt die Abbildungen S (2001), S' (2002) und (2003) sowie die von den Vektoren (1, 1, -2) und (1, 1, 1) aufgespannten Ebene 2004, auf der die gesuchten algebraischen Invarianten von S und S' bzw. von S und Σ' liegen, nunmehr aus der

Perspektive des 4. Quadranten der zugehörigen komplexen Zahlenebene. 2005, 2006 und 2007 zeigen die vom

kartesische Koordinatensystem = u _l x ₂ = u ₂ , x ₃ = u ₃ aufgespannten Ebenen.

Allgemein ist bekannt, dass Audiosignale, die über zwei oder mehrere Lautsprecher abgestrahlt werden, beim Zuhörer einen räumlichen Eindruck erwecken, sofern sie unterschiedliche Amplituden, Frequenzen, Laufzeitoder Phasendifferenzen aufweisen oder entsprechend verhallt werden.

Solche dekorrelierten Signale lassen sich einerseits durch unterschiedlich plazierte

Schallwandelsysteme erzeugen, deren Signale optional nachbearbeitet werden, oder mittels sogenannter

pseudostereophoner Techniken, die eine solche geeignete Dekorrelation — ausgehend von einem Monosignal — erzeugen.

CH01159/09 bzw. PCT/EP2010/055876 sind zum Zeitpunkt der vorliegenden Anmeldung nicht

veröffentlicht. Im folgenden wird deshalb deren Inhalt zum Verständnis des folgenden Anwendungsbeispiels vorliegender Erfindung vollständig wiedergegeben:

Manche pseudostereophone Signale weisen eine erhöhte „Phasigkeit" auf, das heisst deutlich

wahrnehmbare LaufZeitdifferenzen zwischen beiden

Kanälen. Häufig ist auch der Korrelationsgrad zwischen beiden Kanälen zu gering (mangelnde Kompatibilität) oder zu hoch (unerwünschte Annäherung an ein

Monoklangbild) . Pseudostereophone, aber auch

stereophone Signale, können somit Defizienzen

aufweisen, die auf mangelnde oder übergrosse Dekorrelationen der abgestrahlten Signale zurückzuführen sind.

Es ist somit ein Ziel von CH01159/09 bzw.

PCT/EP2010/055876, dieses Problem zu lösen und

stereophone (einschliesslich pseudostereophone) Signale abzugleichen oder umgekehrt stärker zu differenzieren.

Ein anderes Ziel ist es, stereophone und pseudostereophone Audiosignale zu verbessern, zu erzeugen, zu übertragen, umzuformen oder wiederzugeben. In CH01159/09 bzw. PCT/EP2010/055876 werden diese Probleme unter anderem durch die vordergründig nicht zweckmässigen Nachschaltung eines Panorama- Potentiometers bei einer Vorrichtung zur

Pseudostereoumsetzung gelöst. Panorama-Potentiometer (auch Pan-Pot,

Panoramaregler oder Panoramasteller genannt) sind an sich bekannt und werden für intensitätsstereophone Signale verwendet, das heisst für Stereosignale, die sich ausschliesslich durch ihre Pegel, jedoch nicht durch Laufzeit- bzw. Phasenunterschiede oder

unterschiedliche Frequenzspektren unterscheiden. Das Schaltungsprinzip eines bekannten Panorama- Potentiometers wird in Figur 1A dargestellt. Das Gerät besitzt einen Eingang 101 und zwei Ausgänge 202, 203, die auf die Sammelschienen 204, 205 der Gruppenkanäle L (linker Audiokanal) und R (rechter Audiokanal) gelegt sind. In Mittenstellung (M) erhalten beide

Sammelschienen denselben Pegel, in den Seitenstellungen Links (L) und Rechts (R) wird das Signal nur auf die linke bzw. rechte Sammelschiene weitergeführt. In den Zwischenstellungen erzeugt ein Panorama-Potentiometer Pegeldifferenzen, die den verschiedenen Positionen der Phantomschallquelle auf der Lautsprecherbasis

entsprechen . FIG. 2A ist der Dämpfungsverlauf des linken und rechten Kanals eines Panorama-Potentiometers ohne

Überbasisbereich und entsprechende Abbildungswinkel zu entnehmen. In Mittenstellung beträgt die Dämpfung in jedem Kanal 3 dB, durch die akustische Überlagerung entsteht dadurch derselbe Lautstärkeeindruck, wie wenn nur ein Kanal in Stellung L oder R vorhanden wäre.

Panorama-Potentiometer können etwa als Spannungsteiler den linken Kanal in unterschiedlichem, wählbaren Verhältnis auf den resultierenden linken bzw. rechten Ausgang (diese Ausgänge werden auch als

Sammelschienen bezeichnet) verteilen bzw. in gleicher Weise den rechten Kanal in unterschiedlichem, wählbaren Verhältnis auf denselben linken bzw. rechten Ausgang (dieselben Sammelschienen) . Somit können bei

intensitätsstereophonen Signalen die Abbildungsbreite eingeengt und deren Richtung verschoben werden.

Bei pseudostereophonen Signalen, die sich Laufzeit- bzw. Phasenunterschiede, unterschiedliche Frequenzspektren oder Verhallung zunutze machen (als auch bei so beschaffenen Stereosignalen im allgemeinen) ist eine solche Einengung der Abbildungsbreite bzw. Verschiebung der Abbildungsrichtung anhand eines

Panorama-Potentiometers nicht möglich. Von einer

Anwendung von Panorama-Potentiometern auf derartige Signale wird deshalb bestimmungsgemäss grundsätzlich abgesehen .

Wie in CH01159/09 bzw. PCT/EP2010/055876 dargestellt, wurde jedoch unerwartet und entgegen bisheriger Erfahrung festgestellt, dass die vorher nicht bekannte Nachschaltung eines Panorama- Potentiometers nach einer Schaltung zur

Pseudostereokonvertierung unerwartete Vorteile bringt. Zwar kann eine solche Nachschaltung nicht zur oben erwähnten Einschränkung der Abbildungsbreite oder zur Verschiebung der Abbildungsrichtung der gewonnenen Stereosignale führen. Jedoch lässt sich der

Korrelationsgrad zwischen dem linken und dem rechten Signal mit einem solchen Panorama-Potentiometer auf diesem Wege erhöhen oder auch herabsetzen.

In einer bevorzugten Ausführungsform wird je ein Panorama-Potentiometer im linken und rechten

Ausgang der Schaltung zur Gewinnung eines

pseudostereophonen Signals nachgeschaltet. Dabei werden vorzugsweise die Sammelschienen beider Panorama- Potentiometer gemeinsam und vorzugsweise gleichlautend genutzt .

Dabei besitzt jeder Panorama-Potentiometer einen Eingang und zwei Ausgänge. Der Eingang eines ersten Panorama-Potentiometers ist mit einem ersten

Ausgang der Schaltung verbunden, und der Eingang eines zweiten Panorama-Potentiometers ist mit einem zweiten Ausgang dieser Schaltung verbunden. Der erste Ausgang des ersten Panorama-Potentiometers ist mit dem ersten Ausgang des zweiten Panorama-Potentiometers verbunden. Der zweite Ausgang des ersten Panorama-Potentiometers ist mit dem zweiten Ausgang des zweiten Panorama- Potentiometers verbunden.

Alternativ und äquivalent lässt sich der Korrelationsgrad statt mit Panorama-Potentiometern auch anhand einer ersten Schaltung zur Pseudostereo- konvertierung mit einem Stereoumsetzer und einem dem Stereoumsetzer vorgeschalteten Verstärker zur

Verstärkung eines Eingangssignals des Stereoumsetzers anpassen, und dies ohne Panorama-Potentiometer. Eine äquivalente Korrelationsgradanpassung lässt sich dadurch mit weniger Komponenten realisieren.

Alternativ und äquivalent lässt sich der Korrelationsgrad statt mit Panorama-Potentiometer auch anhand einer zweiten Schaltung variieren, dies mit einem modifizierten Stereoumsetzer, der einen Addierer und einen Substraktor enthält, um, um vorbestimmte Faktoren jeweilig verstärkte, Eingangsignale (M, S) zu addieren beziehungsweise zu subtrahieren, um Signale, die identisch mit den Sammelschienensignalen der

Panorama-Potentiometer sind, zu erzeugen. Eine

äquivalente Korrelationsgradanpassung lässt sich dadurch mit noch weniger Komponenten realisieren. Diese Sachverhalte lassen sich auch auf

Vorrichtungen oder Methoden anwenden, welche Signale erzeugen, die durch mehr als zwei Lautsprecher

wiedergegeben werden (beispielsweise zum Stand der Technik gehörende Surround-Anlagen ) . Die Figuren 3A bis 5A zeigen verschiedene

Ausführungsformen eben dargelegten Schaltungsprinzips, bei welcher je ein Panorama-Potentiometer 311 und 312, 411 und 412, 511 und 512 unmittelbar auf eine

Pseudokonvertierungsschaltung 309, 409 bzw. 509 folgend nachgeschaltet wird. In jedem hier dargestellten

Beispiel besteht die Pseudokonvertierungsschaltung 309, 409 bzw. 509 aus einer Schaltung mit einer MS-Matrix 310, 410, bzw. 510, wie in WO/2009/138205 bzw.

EP2124486 als auch in EP1850639 beschrieben. Mit diesem Panorama-Potentiometer 311 und 312,

411 und 412, 511 und 512 lässt sich der

Korrelationsgrad der resultierenden Sammelschienen L 304, 404, 504 und R 305, 405, 505 erhöhen oder

erniedrigen. Es wird demnach der aus der

Stereoumsetzung (nach Durchlaufen der MS-Matrix) resultierende linke Kanal L' 302, 402, 502 bzw. rechte Kanal R' 303, 403, 503 je einem Panorama-Potentiometer bei gemeinsam genutzten Sammelschienen L und R

zugeführt . Werden die Dämpfung λ für das linke

Eingangssignal L' des Panorama-Potentiometers 311, 411 oder 511 und die Dämpfung p für das rechte

Eingangssignal R' des Panorama-Potentiometers 312, 412, 512 eines aus einer Vorrichtung 309, 409 oder 509 resultierenden Stereosignals 302 und 303, 402 und 403, 502 und 503 auf den Bereich zwischen 0 und 3 dB

eingeengt, lassen sich umgekehrt proportional die

Beziehungen

1 > λ > 0 und

1 > p > 0

(wobei 1 dem Wert 0 dB entspricht und 0 dem Wert 3 dB) einführen . λ und p entsprechen somit den umgekehrt proportionalen Dämpfungen der in FIG. 3A bis Fig. 5A dargestellten Panorama-Potentiometer, eingeengt auf den Bereich zwischen 0 und 3 dB.

Es ergeben sich somit für die resultierenden Stereosignale (Sammelschienen) L und R (304 und 305, 404 und 405, 504 und 505) bzw. die Ausgangssignale L'' 313, 413, 513 und R' ' 314, 414, 514 des Panorama- Potentiometers 311, 411, 511 und die Ausgangssignale L''' 315, 415, 515 und R' ' ' 316, 416, 516 des Panorama- Potentiometers 312, 412, 512 die Beziehungen

(1A) L = L'' + L''' = * L' (1 + λ) + * R' (1 - p) und

(2A) R = R'' + R''' = * L' (1 - λ) + * R' (1 + p) Die Figur 6A zeigt eine weitere Ausführungsform mit einer zu FIG. 3A äquivalente Schaltung mit leicht modifizierter MS-Matrix, die eine unmittelbare

Nachschaltung von Panorama-Potentiometern entbehrlich macht. Unter der Berücksichtigung der Äquivalenzen der Stereoumsetzung (MS-Matrizierung )

L' = (M + S) * 1/V 2

und

R' = (M - S) * H 2

ergeben sich die Beziehungen

(1A) L = [M (2 + λ - p) + S (λ + p)] * 1/2V 2

(2A) R = [M (2 - λ + p) - S (λ + p)] * 1/2V 2

Dadurch lassen sich die Signale der

Sammelschienen L und R auch unmittelbar aus den

Eingangssignalen M und S der Stereoumsetzungsschaltung ableiten .

Für den Fall λ = p (gleiche Dämpfung im linken und rechten Kanal) gelten: (3A) L = (M + λ * S) * 1/V 2

(4A) R = (M - λ * S) * H 2 d.h. die Variation der Amplitude des Signals S ist äquivalent mit der Nachschaltung je eines Panorama- Potentiometers bei identischer Dämpfung im linken und rechten Kanal. Die Ausgangssignale L und R entsprechen unter diesen Voraussetzungen den Sammelschienen- Signalen L und R der Fig. 3A. Es ergibt sich somit eine Schaltung oder ein Verfahren etwa der Form FIG. 6A (wobei triviale

Abwandlungen möglich sind) , die ein Summensignal aus dem um den Faktor (2 + λ - p) verstärkten M-Signal und dem um den Faktor (λ + p) verstärkten S-Signal bildet, sowie ein Differenzsignal, das sich aus dem um den Faktor (2 - λ + p) verstärkten M-Signal minus dem um den Faktor (λ + p) verstärkten S-Signal zusammensetzt, wobei insgesamt eine Korrektur um den Faktor 1/2 2 vorzunehmen ist, um zu Formeln (1A) und (2B)

äquivalente Signale L und R zu erhalten.

Die FIG. 7A zeigt eine zu FIG. 3A bzw. FIG. 6A äquivalente Schaltung, sofern für die umgekehrt

proportionalen Dämpfungen λ und p der in FIG. 3A dargestellten Panorama-Potentiometer die Beziehung λ = p gilt. Diese Schaltung ist nicht zu verwechseln mit der aus der Intensitätsstereophonie (MS- Mikrophonverfahren ) bekannten Anordnung zur Veränderung des Aufnahme- oder Öffnungswinkels (die hier nicht stattfindet!).

Es wird dabei davon ausgegangen, dass häufig für die Angleichung oder Differenzierung von

Stereosignalen eine für vorgeschlagene Panorama- Potentiometer oder eben dargestellte modifizierte MS- Matrix einheitliche Dämpfung ausreichend ist. Mit λ = p vereinfacht sich die soeben dargestellte Vorrichtung dann gemäss den obigen Formeln (3A) und (4A) zu :

(3A) L = (M + λ * S) * 1/V 2 (4A) R = (M - λ * S) * 1/V 2 was einer simplen Amplitudenkorrektur des S-Signals (717) gleichkommt.

Eine solche Amplitudenkorrektur des S-Signals ist bislang nur für das klassische MS- Mikrophonverfahren bekannt, und führt dort im idealen Bereich zu einer Veränderung des Aufnahme- oder

Öffnungswinkels, die hier nicht stattfindet. Eine

Übertragung gleichen Wirkungsprinzips ist nicht möglich (und eine Anwendung der MS-Mikrophontechnik auf vorliegende Schaltung demnach nicht naheliegend) .

In der FIG. 7A kommt es somit zur ergänzenden Verstärkung des S-Signals um den Faktor λ (1 > λ > 0) vor abschliessendem Durchlaufen der MS-Matrix. Das resultierende Stereosignal ist äquivalent mit den Sammelschienen-Signalen 304 und 305 der FIG. 3A, 404 und 405 der FIG. 4A und 504 und 505 der FIG. 5A bei einheitlicher Dämpfung als auch mit dem Ausgangssignal L und R der FIG. 6A, sofern dort λ = p gilt.

In der Praxis lässt sich mit dieser Schaltung bzw. Verfahren der Korrelationsgrad exakt festlegen, d.h. es besteht ein unmittelbarer funktionaler

Zusammenhang zwischen der Dämpfung λ und dem

Korrelationsgrad r, für den idealerweise

0,2 < r < 0,7 gilt. Für λ hat sich in einer Versuchsreihe

0,07 < λ < 0,46

als günstig für die meisten Anwendungen erwiesen.

Insbesondere lassen sich Artefakte (wie störende LaufZeitdifferenzen, Phasenverschiebunge o.ä.) mit dieser Vorrichtung oder Verfahren unschwer ausmerzen, sei dies manuell oder auch automatisiert (algorithmisch) .

Es lässt sich somit aufgrund der Äquivalenz von nachgeschalteten Panorama-Potentiometern mit

einheitlicher Dämpfung und einer Amplitudenkorrektur des S-Signals um den Faktor λ (1 > λ > 0) vor

abschliessender MS-Matrizierung eine überzeugende

PseudoStereophonie erzielen, die, vom ursprünglichen Monosignal ausgehend, dem Zuhörer eine umfassende, wenngleich höchst einfache Nachbearbeitungsmöglichkeit einräumt, dies unter grundsätzlicher Wahrung der

Kompatibilität und Vermeidung störender Artefakte.

Diese Vorrichtung kann beispielsweise in der Telephonie eingesetzt werden, im Bereich der

professionellen Nachbearbeitung von Audiosignalen oder auch im Bereich hochwertiger elektronischer

Konsumgüter, die auf einfachste, jedoch effiziente Handhabung abzielen. Zur Einschränkung oder Erweiterung der

Abbildungsbreite :

Es empfiehlt sich für diese Anwendung der zusätzliche Einsatz von zum Stand der Technik

gehörenden Kompressionsalgorithmen oder

Datenreduktionsverfahren bzw. die Betrachtung

charakteristischer Merkmale wie etwa der Minima oder Maxima für die gewonnenen pseudostereophonen Signale, dies für deren erfindungsgemässe beschleunigte

Evaluierung .

Von besonderem Interesse (etwa für die

Wiedergabe stereophoner Signale in Automobilen) ist die nachträgliche Einschränkung oder Erweiterung der Abbildungsbreite des gewonnenen Stereosignals anhand der gezielten Variation des Korrelationsgrades r des resultierenden Stereosignals bzw. der Dämpfungen λ oder auch p (für die Bildung des resultierenden

Stereosignals). Die zuvor eruierten Parameter f (bzw. n), welche die Richtcharakteristik des zu

stereophonisierenden Signals beschreiben, der manuell oder messtechnisch zu ermittelnde Winkel φ, den

Hauptachse und Schallquelle einschliessen, der fiktiven linken Öffnungswinkel α und der fiktive rechte

Öffnungswinkel ß können dabei beibehalten werden, und es ist sinnvollerweise nur noch eine abschliessende Amplitudenkorrektur etwa gemäss dem Logikelement 120 der Figur 8A notwendig, sofern diese Einschränkung oder Erweiterung der Abbildungsbreite manuell erfolgt.

Soll diese automatisiert werden, zeigen psychoakustische Versuchsreihen, dass eine konstante Abbildungsbreite für stereophone Ausgangssignale x(t), y(t) bzw. deren komplexe Transferfunktionen

(5A) f ^* [x(t)] = [x(t)/ 2] * (-1 + i)

(6A) g ^* [y(t)] = [y(t)/V 2] * (1 + i) im wesentlichen vom Kriterium

(7A) 0 < S ^* - ε < max |Re <jf ^* [x(t)] + g ^* [y(t)] \

< S ^* + ε < 1 sowie vom Kriterium T

(8A) o < u ^* - κ < Jl<jf ^* [x(t)] + g ^* [y(t)] \ dt < u ^* + K

-T abhängt (wobei S ^* und ε . bzw. U ^* und κ beispielsweise für Telefonsignale anders festzulegen sind als für Musikaufnahmen) . Zu bestimmen sind demnach nur noch vom Korrelationsgrad r des resultierenden Stereosignals bzw. von den Dämpfungen λ oder auch p (für die Bildung des resultierenden Stereosignals) bzw. von einem

Logikelement 120 der Figur 8A abhängige geeignete

Funktionswerte x(t), y(t) gemäss einem iterativen, auf Rückkopplung basierenden Funktionsprinzip. Die dargestellte Anordung lässt sich demnach im Sinne einer Anordnung etwa der in Figur 8A bis 10A

dargestellten Form wie folgt erweitern:

Ein aus einer Anordnung gemäss Figur 1A bis 7A

resultierendes Ausgangssignal wird dabei einheitlich um einen Faktor p ^* so verstärkt (Verstärker 118, 119 der Figur 8), dass das Maximum beider Signale einen Pegel von exakt 0 dB aufweist (Normierung am Einheitskreis der komplexen Zahlenebene). Dies wird beispielsweise durch Nachschaltung eines Logikelements 120 erreicht, welches den Verstärkungsfaktor p ^* der Verstärker 118 und 119 solange über die Rückkopplungen 121 und 122 variiert bzw. korrigiert, bis der maximale Pegel für den linken bzw. für den rechten Kanal 0 dB beträgt.

In einem weiteren Schritt werden nunmehr die

resultierenden Signale x(t) (123) und y(t) (124) einer Matrix zugeführt, in der nach jeweiliger Verstärkung um den Faktor 1/V2 (Verstärker 229, 230 der Figur 9A) diese in je einen gleichlautenden Real- und

Imaginärteil zerlegt werden, wobei der aus dem mittels 229 verstärkten Signal x(t) gebildete Realteil noch den Verstärker 231 mit dem Verstärkungsfaktor -1

durchläuft. Es ergeben sich somit die

Transferfunktionen

(5A) f ^* [x(t)] = [x(t) / V2] * (-1 + i) und

(6A) g ^* [y(t)] = [y(t) / V2] * (1 + i) .

Die jeweiligen Real- bzw. Imaginärteile werden nunmehr summiert und ergeben somit den Real- bzw. Imaginärteil der Summe der Transferfunktionen f ^* [x(t)] + g ^* [y(t)] .

Es ist nunmehr eine Anordnung beispielsweise gemäss dem Logikelement 640 der FIG. 10A nachzuschalten, die für einen vom Benutzer in Bezug auf die Abbildungsbreite des zu erzielenden Stereosignals geeignet gewählten Grenzwert S ^* bzw. eine geeignet gewählte Abweichung ε, beide definiert durch die Ungleichung (7A), prüft, ob die Bedingung

(7A) 0 < S ^* - ε < max |Re <jf ^* [x(t)] + g ^* [y(t)] \

< S ^* + ε < 1 erfüllt ist. Trifft dies nicht zu, wird über eine

Rückkopplung 641 ein neuer optimierter Wert für den

Korrelationsgrad r bzw. für die Dämpfungen λ oder auch p (für die Bildung des resultierenden Stereosignals) bestimmt, und werden die bisherigen soeben

beschriebenen Schritte, wie in FIG. 8A bis 10A dargestellt, solange durchlaufen, bis obige Bedingung (7A) erfüllt ist.

Die Eingangssignale für das Logikelement 640 werden nunmehr an eine Anordnung etwa gemäss dem Logikelement 642 der FIG. 10A übergeben. Diese betrachtet

abschliessend das Relief der Funktion f ^* [x(t)] + g ^* [y(t)] im Sinne einer Optimierung der Funktionswerte

hinsichtlich der Abbildungsbreite des zu erzielenden Stereosignals, wobei der Benutzer den Grenzwert U ^* sowie die Abweichung κ, beide definiert durch die

Ungleichung (8A), in Bezug auf die Abbildungsbreite des zu erzielenden Stereosignals geeignet wählen kann.

Insgesamt muss die Bedingung

(8A) 0 < u ^* - K < J]f ^* [x(t)] + g ^* [y(t)]| dt < U ^* + κ erfüllt sein. Trifft dies nicht zu, wird über eine Rückkopplung 643 ein neuer optimierter Wert für den Korrelationsgrad r bzw. für die Dämpfungen λ oder auch p (für die Bildung des resultierenden Stereosignals) bestimmt, und werden die bisherigen soeben

beschriebenen Schritte, wie in FIG. 8A bis 10A

dargestellt, solange durchlaufen, bis das Relief der Funktion f ^* [x(t)] + g ^* [y(t)] die angestrebte Optimierung der Funktionswerte hinsichtlich der Abbildungsbreite unter Berücksichtigung des Grenzwertes U ^* bzw. der Abweichung κ, beide durch den Benutzer geeignet

gewählt, erfüllt.

Die Signale x(t) (123) und y(t) (124)

entsprechen somit hinsichtlich der Abbildungsbreite - bestimmt durch den Korrelationsgrad r bzw. die

Dämpfungen λ oder auch p (für die Bildung des resultierenden Stereosignals) - den Vorgaben des

Benutzers und stellen die Ausgangssignale L ^** und R ^** der eben beschriebenen Anordnung dar.

Die hier angestellten Überlegungen bleiben insgesamt auch gültig, sofern ein anderes Bezugssystem als der Einheitskreis der imaginären Ebene gewählt wird. Beispielsweise lässt sich anstelle einzelner Funktionswerte auch die Achsenlänge normieren, um den Rechenaufwand entsprechend herabzusetzen. Zur Festlegung der Abbildungsrichtung:

Mitunter ist es auch von Bedeutung, die gewonnene stereophone Abbildung um die Hauptachse der der Stereophonisierung zugrundeliegenden

Richtcharakteristik zu spiegeln, da beispielsweise eine in Bezug auf die Hauptachse spiegelverkehrte Abbildung vorliegt. Dies kann manuell durch die Vertauschung des linken und rechten Kanals geschehen.

Soll ein bereits vorhandenes Stereosignal L°, R° durch vorliegendes System abgebildet werden, lässt sich die korrekte Abbildungsrichtung mittels

dargestellter pseudostereophonen Methodik gebildeten Phantomschallquellen auch beispielsweise gemäss FIG. 12A automatisch ermitteln (die FIG. 10A unmittelbar nachgeschaltet wird, wobei die FIG. IIA für die

Bestimmung der Summe der komplexen Transferfunktionen f ^* (l(t _± )) + g ^* (r(t _± )) des bereits vorhandenen

Stereosignals L°, R° der FIG. 12A gleichfalls

zugeschaltet werden kann; vergleiche die Erläuterungen zu FIG. 9A) . Hierbei wird zu geeignet gewählten

Zeitpunkten t _± (für die nicht alle im folgenden

genannten korrelierenden Funktionswerte der

Transferfunktionen f ^* (x(t _± )) + g ^* (y(t _± ) bzw. f ^* (l(t _± )) + g ^* (r(t _± )) in wenigstens einem Falle gleich Null sein dürfen) die bereits gemäss FIG. 9A ermittelte Transferfunktion f ^* (x(t _± )) + g ^* (y(t _x )) mit der

Transferfunktion f ^* (l(t _± )) + g ^* (r(t _± )) des linken

Signals l(t) bzw. des rechten Signals r(t) des

ursprünglichen Stereosignals L°, R° verglichen. Bewegen sich diese Transferfunktionen im gleichen oder diagonal entgegengesetzen Quadranten der komplexen Zahlenebene, erhöht die Gesamtzahl m der Funktionswerte der

genannten Transferfunktionen, die im gleichen bzw.

diagonal entgegengesetzten Quadranten der komplexen Zahlenebene liegen, sich jeweils um 1.

Eine empirisch (oder statistisch eruierte) festlegbare Zahl b, die kleiner oder gleich der Anzahl der korrelierenden Funktionswerte der

Transferfunktionen f ^* (x(t _± )) + g ^* (y(t _x ) bzw. f ^* (l(t _± )) + g ^* (r(t _± )) ungleich Null sein sollte, legt nunmehr die Anzahl notwendiger Treffer fest. Unterhalb dieser

Anzahl werden der linke Kanal x(t) und der rechte Kanal y(t) des etwa aus einer Anordnung gemäss FIG. 8A — 10A resultierenden Stereosignals vertauscht. Soll ein ursprünglich stereophones Signal in ein Monosignal zuzüglich der die Richtcharakteristik beschreibenden Funktion f (bzw. deren vereinfachenden Parameter n) sowie der Parameter φ, α, ß, λ oder p (etwa zum Zwecke der Datenkompression) umkodiert werden (Beispiel für einen Output 640a, der um den Parameter z, siehe unten, erweitert werden kann), ist

sinnvollerweise die Information mitzukodieren, ob der resultierende linke Kanal mit dem resultierenden rechten Kanal zu vertauschen ist (beispielsweise ausgedrückt durch den Parameter z, der die Zahlen 0 oder 1 annimmt .

Unter leichten Modifikationen lassen sich zu den Schaltungen gemäss FIG. IIA und 12A analoge

Schaltungen konstruieren, die sich unmittelbar den FIG 3A oder 4A oder 5A oder 6A oder 7A nachschalten lassen oder auch an anderer Stelle innerhalb des elektrischen Kreises oder Algorithmus einsetzen lassen.

Zur Gewinnung stabiler FM-Stereosignale anhand von CH01159/09 bzw. PCT/EP2010/055876 als Beispiel für die Auswertung eines vorhandenen Stereosignals, das durch zwei oder mehrere Lautsprecher wiedergegeben werden kann:

CH01159/09 bzw. PCT/EP2010/055876 ist auch von besonderer Bedeutung im Zusammenhang mit der Gewinnung stabiler FM-Stereosignale unter ungünstigen

Empfangsbedingungen (etwa in Automobilen) . Hierbei lässt sich eine stabile Stereophonie unter reiner

Zuhilfenahme des Main-channel-Signals (L + R) als

Eingangssignal, das die Summe des linken und rechten Kanals des ursprünglichen Stereosignals darstellt, erzielen. Das vollständig oder unvollständige Sub- channel-Signal (L - R) , das das Ergebnis der

Subtraktion des rechten von linken Kanal des

ursprünglichen Stereosignals darstellt, kann dabei mit verwendet werden, um ein verwertbares S-Signal zu bilden bzw. um die Parameter f (bzw. n), welche die Richtcharakteristik des zu stereophonisierenden Signals beschreiben, den manuell oder messtechnisch zu

ermittelnden Winkel φ, den Hauptachse und Schallquelle einschliessen, den fiktiven linken Öffnungswinkel a, den fiktiven rechten Öffnungswinkel ß, die Dämpfungen λ oder auch p für die Bildung des resultierenden

Stereosignals oder daraus resultierend den

Verstärkungsfaktor p ^* für die Normierung des aus der MS-Matrizierung (etwa analog zum Logikelement 120 der Figur 8A bestimmt) oder aus einer sonstigen

erfindungsgemässen Anordnung resultierenden linken und rechten Kanals am Einheitskreis ( 1 entspricht dabei dem vermittels p ^* normierten maximalen Pegel von 0 dB, wobei x(t) das aus dieser Normierung resultierende linke Ausgangssignal und y(t) das aus dieser Normierung resultierende rechte Ausgangssignal darstellt) oder den Korrelationsgrad r des resultierenden Stereosignals oder den etwa durch nachstehende Ungleichung (9aA) definierten Parameter a für die Definition des

zulässigen Wertebereichs für die Summe der

Transferfunktionen der resultierenden Ausgangssignale (beispielsweise die genannten komplexen

Transferfunktionen

(5A) f ^* [x(t)] = [x(t)/ 2] * (-1 + i) und

(6A) g ^* [y(t) ] = [y(t)/V 2] * (1 + i) wobei etwa für 0 ^ a ^ 1 gilt

(9aA) Re ² {f ^* [x(t] + g ^* [y(t)]} * 1/a ² + Im ² {f ^* [x(t] + g ^* [y(t)]} * 1 ⁾ oder den durch nachstehende Ungleichung (llaA)

definierten Grenzwert R* oder die ebenfalls durch nachstehende Ungleichung (llaA) definierte Abweichung Δ zur Festlegung bzw. Maximierung des absoluten Betrags der Funktionswerte der Summe dieser Transferfunktionen (wobei für diese Festlegung bzw. Maximierung und das Zeitintervall [-T, T] bzw. die Gesamtzahl möglicher Ausgangssignale x^t), y _j (t) beispielsweise gilt T

(llaA) 0 ^< R ^* - Δ < / |f ^* [x(t)] + g ^* [y(t)]| dt

-T

T

^< max / |f ^* [ _Xj (t)]

{f ^* [ _Xj (t)] _f g*[y _j (t)]} e Φ -T

+ g^y^ )]! dt < R ^* + Δ

T

< J~ a * {l / V[l - (l - a ² ) * sin ² arg { f ^* [ x ( t ) ] -T

+ g ^* [y(t)]}]} dt)

oder den oben definierten Grenzwert S* oder die oben definierte Abweichung ε (für die beispielsweise gelten muss, dass

(7A) 0 < S ^* - ε < max |Re <jf ^* [x(t)] + g ^* [y(t)] \\ < S ^* + ε < 1) oder den oben definierten Grenzwert U* oder die oben definierte Abweichung κ (für die beispielsweise gelten muss, dass

T

(8A) 0 < u ^* - K < j]f ^* [x(t)] + g ^* [y(t)]| dt < U ^* + K),

-T sämtliche zur Bestimmung der Abbildungsbreite des zu erzielenden Stereosignals, oder die

Abbildungsrichtung der reproduzierten Schallquellen gemäss oben beschriebener Anordnung zu bestimmen bzw. zu optimieren. Das Resultat ist in jedem Falle eine in Hinblick auf das FM-Signal konstante stereophone

Abbildung .

Insbesondere empfiehlt sich auch hier der Einsatz von zum Stand der Technik gehörenden

Kompressionsalgorithmen oder Datenreduktionsverfahren bzw. die Betrachtung charakteristischer Merkmale wie etwa der Minima oder Maxima, um die Evalierung von stereophonen oder pseudostereophonen Signalen gemäss oben beschriebenen Kriterien zu beschleunigen.

CH01776/09 bzw. PCT/EP2010/055877 sind zum Zeitpunkt der vorliegenden Anmeldung nicht

veröffentlicht. Im folgenden wird deshalb deren Inhalt zum Verständnis des folgenden Anwendungsbeispiels vorliegender Erfindung vollständig wiedergegeben:

Bei der Anordnung gemäss WO/2009/138205 bzw. EP2124486, gemäss EP1850639 und/oder gemäss CH01159/09 bzw. PCT/EP2010/055876 können verschiedene Parameter im Stereoumsetzer gewählt werden, mit welchen

pseudostereophone Signale erzeugt werden. Obwohl häufig mehrere Parameter oder Sets von Parametern möglich sind, mit welchen pseudostereophone Audiosignale gewonnen werden können, hat die Auswahl dieser

Parameter einen Einfluss auf das empfundene räumliche Klangbild. Die Auswahl der Parameter, die in einer bestimmten Lage oder für ein bestimmtes Audiosignal optimal sind, ist aber nicht trivial. Ausserdem hat die Anpassung der Parameter auch häufig einen Einfluss auf den Korrelationsgrad zwischen dem linken und dem rechten Kanal. Im Rahmen von

CH01776/09 bzw. PCT/EP2010/055877 wurde jedoch

festgestellt, dass es sinnvoll wäre, für die Bewertung unterschiedlicher Parametrisierungen von φ bzw. f (bzw. dem vereinfachenden Parameter n), α, ß einen

einheitlichen Korrelationsgrad festzulegen.

Ein Ziel ist dort, ein neues Verfahren und eine neue Vorrichtung zur Gewinnung pseudostereophoner

Signale anzubieten bzw. ein neues Verfahren und eine neue Vorrichtung, um automatisch und optimal jene

Parameter auszuwählen, welche der Erzeugung von

stereophonen oder pseudostereophonen Signalen zugrunde liegen, bzw. ein Verfahren und eine Vorrichtung, um insbesondere die Parameter (φ, λ, p bzw. f (bzw. n), a, ß) bei dieser Gewinnung optimal und automatisch zu bestimmen .

Mit einem solchen Verfahren bzw. einer solchen Vorrichtung sollen aus mehreren dekorrelierten,

insbesondere pseudostereophonen, Signalvarianten jene ausgewählt werden, deren Dekorrelation sich als

besonders günstig erweist.

Insbesondere sollen die Auswahlkriterien selbst in möglichst effizienter und kompakter Form beeinflusst werden können, um Signale unterschiedlicher

Beschaffenheit (etwa Sprach- im Gegensatz zu

Musikaufnahmen) in deren optimierte Wiedergabe

überführen zu können. Gemäss einem Aspekt wird in CH01776/09 bzw.

PCT/EP2010/055877 eine Vorrichtung und ein Verfahren zur Gewinnung pseudostereophoner Ausgangssignale x(t) und y(t) anhand eines Stereoumsetzers vorgeschlagen, wobei x(t) den Funktionswert resultierenden linken Ausgangskanals zum Zeitpunkt t, und y(t) den

Funktionswert resultierenden rechten Ausgangskanals zum Zeitpunkt t darstellt, in welcher die Gewinnung

iterativ optimiert wird, bis <x(t), y(t)> innerhalb eines vorbestimmten Definitionsbereichs liegt.

Wenn es Drop-outs oder ähnliche Defekte gibt, können jedoch in unbedeutender Menge einzelne Punkte ausserhalb des Definitionsbereichs liegen. In diesem Fall wird die Gewinnung iterativ optimiert wird, bis ein Teil von <x(t), y(t)> innerhalb des vorbestimmten Definitionsbereichs liegt.

Der gewünschte Definitionsbereich wird vorzugweise durch einen einzigen numerischen Parameter a festgelegt, wobei vorzugsweise 0 £ a £ 1. Dieser Parameter und somit der Definitionsbereich können beispielsweise durch die Ungleichung

Re ² {f ^* [x(t] + g ^* [y(t)]} * 1/a ² + Im ² {f ^* [x(t]

+ g ^* [y(t)]} < l sinnvoll festgelegt werden, wobei für die komplexen Transferfunktionen f ^* [x(t)] und g ^* [y(t)]} des

Ausgangssignals x(t), y(t) die Beziehungen f ^* [x(t)] = [x(t)/V 2] * (-1 + i) und g ^* [y(t)] = [y(t)/V 2] * (l + i) gelten .

Der Benutzer kann einen solchen Definitionsbereich, ausgehend vom Einheitskreis der komplexen Zahlenebene bzw der imaginären Achse (sofern der maximale Pegel des Ausgangssignals x(t), y(t) am Einheitskreis normiert wurde), anhand des Parameters a, 0 £ a £ 1, beliebig festlegen .

Dieses Prinzip bleibt auch gültig wenn ein anderes Bezugssystem als der Einheitskreis der

komplexen Zahlenebene gewählt wird, und ein anderer neuer Definitionsbereich definiert wird. Unter

„Definitionsbereich" wird somit generell ein zulässiger Wertebereich für <x(t), y(t)> des Ausgangssignals x(t), y(t) verstanden, der insgesamt <x(t), y(t)> ganz oder teilweise (etwa im Falle defekter Tonaufnahmen, die sogenannte Drop-outs aufweisen) enthalten soll.

In einer bevorzugten Variante wird der Korrelationsgrad der Ausgangssignale (x(t) und y(t)) normiert. In einer bevorzugten Variante wird der Pegel des Maximums des resultierenden linken und rechten Kanals normiert. Auf diese Weise können gewisse

Parameter iterativ optimiert werden, um den gewünschten Definitionsbereich zu erzielen, ohne dass diese den Korrelationsgrad oder den den Pegel des Maximums des resultierenden linken und rechten Kanals beinflussen.

Es ist auch sinnvoll, wenn für

unterschiedlichste Parametrisierungen von φ bzw. f (bzw. n), α, ß anhand von, von |<x(t), y(t)>|

abhängigen, Kriterien festgelegt wird. Zu diesem Zweck wird deshalb erfindungsgemäss ein von |<x(t), y(t)>| abhängiger entsprechender Wertebereich normiert, so dass dieser ein Kriterium für die Optimierung der

Parameter darstellt.

In einer Ausführungsform wird somit ein Verfahren zur Gewinnung pseudostereophoner Ausgangssignale x(t) und y(t) anhand eines Umsetzers vorgeschlagen,

wobei x(t) den Funktionswert resultierenden linken Ausgangskanals zum Zeitpunkt t darstellt,

wobei y(t) den Funktionswert resultierenden rechten Ausgangskanals zum Zeitpunkt t darstellt, wobei die komplexen Transferfunktionen f ^* [x(t)] und

9 ^* [y(t)] der Ausgangsgsignale definiert werden: f ^* [x(t)] = [x(t)/ 2] * (-1 + i) g ^* [y(t)] = [y(t)/V ϊ * (i + i) in welchem die Gewinnung iterativ optimiert wird, bis folgendes Kriterium erfüllt ist:

Re ² {f ^* [x(t] + g ^* [y(t)]} * 1/a ² + lm ² {f ^* [x(t] + g[y(t)]} < 1,

wobei 0 £ a £ 1 den gewünschten Definitionsbereich festlegt.

Auffallend bei den Verfahren zur Gewinnung von pseudostereophonen Signalen gemäss WO/2009/138205 bzw. EP2124486 oder gemäss EP1850639 ist die Tatsache, dass diese stets ein einwandfreies Mittensignal liefern. Es wird deshalb hier die Kurzzeit-Kreuzkorrelation

T

(1B) r = (1/2T) * / x(t)y(t) dt

-T

* (l/x(t) _eff y(t) _eff ) für das Zeitintervall [-T, T] sowie die Ausgangssignale x(t) des linken bzw. y(t) des rechten Kanals

eingeführt .

Wie bereits erwähnt ist es sinnvoll, wenn für unterschiedlichste Parametrisierungen von φ bzw. f (bzw. n), α, ß ein einheitlicher Korrelationsgrad erzielt wird. Zu diesem Zweck wird deshalb

erfindungsgemäss der Korrelationsgrad der

Ausgangssignale (x(t) und y(t)) normiert. Diese Normierung kann vorzugsweise durch die gezielte

Variation von λ (linke Dämpfung) bzw. p (rechte

Dämpfung) festgelegt werden.

Aufgrund des einheitlichen Korrelationsgrades lässt sich das erzielte Signal nunmehr systematisch, vom Benutzer beeinflussbaren Beurteilungskriterien unterwerfen .

Es ist auch sinnvoll, wenn für

unterschiedlichste Parametrisierungen von φ bzw. f (bzw. n), α, ß ein einheitlicher Pegel des Maximums des resultierenden linken und rechten Kanals erzielt wird. Zu diesem Zweck wird deshalb in dargelegtem System der Pegel des Maximums des resultierenden linken und rechten Kanals normiert, so dass dieser Pegel nicht durch die Optimierung der Parameter beeinflusst wird.

Es ist zum Beispiel sinnvoll, dass zuerst die Aussteuerung für das Maximum des linken Signals L und des rechten Signals R einheitlich auf beispielsweise 0 dB mittels eines ersten Logikelements festgelegt wird.

Es ist auch sinnvoll, wenn für

unterschiedlichste Parametrisierungen von φ bzw. f (bzw. n), α, ß anhand von, von <x(t), y(t)> oder von |<x(t), y(t)>| abhängigen, Kriterien festgelegt wird. Zu diesem Zweck wird deshalb erfindungsgemäss jeweils ein entsprechender Wertebereich normiert, so dass dieser ein Kriterium für die Optimierung der Parameter darstellt . x(t) und y(t) werden innerhalb des

Einheitskreises der komplexen Zahlenebene abgebildet. Es ist nunmehr die Funktion f ^* [x(t)] + g ^* [y(t)] näher zu untersuchen, um Rückschlüsse auf die Qualität des jeweiligen Ausgangssignals etwa einer Vorrichtung gemäss WO/2009/138205 bzw. EP2124486 oder EP1850639 zu ziehen. Jegliche Dekorrelation der beiden Signale f ^* [x(t)] und g ^* [y(t)] kommt hier bei Betrachtung der Funktion f ^* [x(t)] + g ^* [y(t)] einem Ausschlag auf der reellen Achse gleich. Die Optimierung des Stereoumsetzers erfolgt somit beispielsweise gemäss den benannten Kriterien für |Re{f ^* [x(t)] + g ^* [y(t)]}| und für | im{f ^* [x(t)] + g ^* [y(t)]}|

Dieses Verfahren erweist sich als besonders günstig, da mit einem einzelnen Parameter, nämlich a, insbesondere der unterschiedlichen Beschaffenheit der Ausgangssignale einer Vorrichtung oder eines Verfahrens gemäss WO/2009/138205 bzw. EP2124486 oder EP1850639 optimal Rechnung getragen wird. Der Parameter kann vorzugsweise vom Typ des Audiosignals abhängig sein, etwa um Sprache oder Musik manuell oder automatisch unterschiedlich zu bearbeiten. Bei Sprache ist der durch a bestimmte Definitionsbereich aufgrund störender Artefakte wie etwa hochfrequenten Nebengeräuschen bei der Artikulation, anders als bei Musikaufnahmen, vorzugsweise deutlich einzuschränken.

Zudem lässt sich, unter Beschränkung auf einen einzigen Parameter a, vom Einheitskreis bzw. der imaginären Achse ausgehend jeder optimale

Abbildungsbereich für f ^* [x(t)] + g ^* [y(t)] wählen. Erfüllen die Signale x(t), y(t) nicht die oben erwähnten Bedingungen, werden erfindungsgemäss im Sinne einer Optimierung die Parameter φ bzw. f (bzw. n) bzw. α bzw. ß - gemäss einem an die Funktionswerte x[t(cp, f, a, ß)] und y[t(cp, f, a, ß)] bzw. x[t(cp, n, a, ß)] und y[t(cp, n, a, ß)] angepassten iterativen Vorgehen - neu bestimmt, und bislang dargestellte Schritte solange durchlaufen, bis x(t) und y(t) die oben erwähnten

Bedingungen erfüllen. In einem weiteren Schritt wird nunmehr

beispielsweise das Relief der Funktion f ^* [x(t)] +

9 ^* [y(t)] i- ^m Sinne einer Maximierung von deren

Funktionswerten betrachtet. Es kann gezeigt werden, dass dieses Vorgehen der Maximierung von

T

(6B) / |f ^* [x(t)] + g ^* [y(t)]| dt

-T

gleichkommt; dieser Ausdruck bleibt seinerseits kleiner oder gleich dem Wert von

( 7aB ) J ^~ a * {l / V[l - (l - a ² ) * sin ² arg { f ^* [ x ( t ) ]

-T

+ g ^* [y(t)]}]} dt.

Auch hier wird dem Benutzer ein Werkzeug an die Hand gegeben, insofern er den Grenzwert R ^* (bzw. die durch die Ungleichung (8aB) definierte Abweichung Δ, siehe unten) für diese Maximierung im Rahmen von (8aB) frei wählen kann. Insgesamt muss für die Gesamtzahl möglicher Signalvarianten x^t), y _j (t) die Bedingung

(8aB) 0 < R ^* - Δ < / |f ^* [x(t)] + g ^* [y(t)]| dt

-T

T

< max / |f ^* [ _Xj (t)]

{f ^* [ _Xj (t)], g*[y _j (t)]} Φ -T

+ g^y^ )]! dt < R ^* + Δ

<J ^~ a * {l / V[l - (l - a ² ) * sin2 arg { f ^* [ x ( t ) ]

-T

+ g ^* [y(t)]}]} dt

erfüllt sein.

R ^* und Δ stehen in unmittelbarem Zusammenhang mit der Lautheit des zu erzielenden Ausgangssignals (also jenen Parametern, nach denen auch der Zuhörer die

Gültigkeit einer stereophonen Abbildung beurteilt).

Wird die durch Δ definierte Umgebung des Grenzwerts R ^* bzw. das Maximum aller möglichen

integrierten Reliefs nicht erreicht, werden im Sinne einer Optimierung in Hinblick auf den Grenzwert R ^* und die Abweichung Δ bzw. auf erwähntes Maximum - gemäss einem auf die Funktionswerte x[t(cp, f, a, ß)] und y[t(cp, f, a, ß)] bzw. x[t(cp, n, a, ß)] und y[t(cp, n, a, ß) ] angepassten iterativen Vorgehen — neue Parameter φ bzw. f bzw. α bzw. ß bestimmt, und sämtliche bislang dargestellte Schritte solange durchlaufen, bis Signale ^x (t) y(t) bzw. Parameter φ bzw. λ bzw. p bzw. f (bzw. n) bzw. α bzw. ß resultieren, die einer optimalen

Stereophonisierung entsprechen.

Unter entsprechender Wahl des

Korrelationsgrades r, des - den gewünschten jeweiligen Definitionsbereich festlegenden - Parameters a und des Grenzwertes R ^* sowie dessen Abweichung Δ lassen sich für die jeweilige Beschaffenheit der Eingangssignale optimale Systeme für den jeweiligen Anwendungsbereich (zum Beispiel Sprach- oder Musikwiedergabe)

konfigurieren . Die hier angestellten Überlegungen bleiben insgesamt auch gültig, sofern ein anderes Bezugssystem als der Einheitskreis der imaginären Ebene gewählt wird. Beispielsweise lässt sich anstelle einzelner Funktionswerte auch die Achsenlänge normieren, um den Rechenaufwand entsprechend herabzusetzen.

Gemäss einem Aspekt empfiehlt sich der Einsatz von (an sich bekannten) Kompressionsalgorithmen oder Datenreduktionsverfahren bzw. die Betrachtung

charakteristischer Merkmale wie etwa der Minima oder Maxima für die gemäss WO/2009/138205 bzw. EP2124486 oder EP1850639 gewonnenen pseudostereophonen Signale, dies für deren beschleunigte Evaluierung.

Auch lässt sich anstelle vorgeschlagener Betrachtung von |<x(t), y(t)>| |<x(t), y(t)>| ² für die Optimierung der Stereophonisierung heranziehen. Der Rechenaufwand wird dadurch deutlich herabgesetzt.

CH01776/09 bzw. PCT/EP2010/055877 lässt sich im Übrigen auf Vorrichtungen oder Verfahren anwenden, welche stereophone Signale erzeugen, die durch mehr als zwei Lautsprecher wiedergegeben werden (beispielsweise zum Stand der Technik gehörende Surround-Anlagen ) .

Gemäss einem Aspekt schlägt CH01776/09 bzw. PCT/EP2010/055877 die kaskadierte Nachschaltung

mehrerer, teilweise hinsichtlich ihrer Parameter justierbarer Mittel (zum Beispiel Logikelemente) bei einer Stereoumsetzer (zum Beispiel gemäss

WO/2009/138205 bzw. EP2124486 oder EP1850639) vor, wobei eine Rückkopplung hinsichtlich genannter

Vorrichtungen oder Verfahren dahingehend besteht, dass eine optimierte Änderung der Parameter φ bzw. λ bzw. p bzw. f (bzw. n) bzw. α bzw. ß solange erfolgt, bis sämtliche Bedingungen der Logikelemente erfüllt sind. Diese Mittel (Logikelemente) lassen sich im übrigen anders anordnen, und können — unter

Einschränkungen — ganz oder teilweise auch weggelassen werden. Für einen Stereoumsetzer, zum Beispiel in einer

Vorrichtung gemäss WO/2009/138205 bzw. EP2124486 oder EP1850639, sollen für den Fall identischer umgekehrt proportionaler Dämpfungen λ und p optimierte Parameter φ, λ, f (bzw. der vereinfachende Parameter n), α, ß bestimmt werden, um ein Monosignal in entsprechende pseudostereophone Signale zu überführen, welche eine optimale Dekorrelation und Lautheit aufweisen (jene beiden Kriterien, nach denen der Zuhörer die Güte eines Stereosignals beurteilt). Eine solche Bestimmung soll mit möglichst wenigen technischen Mitteln erreicht werden.

FIG. 1B zeigt das Schaltungsprinzip für die beiden ersten beschriebenen Logikelemente zur

Normierung des Pegels und zur Normierung des

Korrelationsgrades der Ausgangssignale eines

Stereoumsetzers mit einer MS-Matrix 110 (zum Beispiel ein Stereoumsetzer gemäss WO/2009/138205 bzw. EP2124486 oder EP1850639)), wobei das Eingangssignal M und S (vor Durchlaufen eines der MS-Matrix vorgelagerten

Verstärkers) optional einer Schaltung gemäss FIG. 7B zugeführt werden kann, die optional und idealerweise der FIG. 6bB nachgeschaltet ist, und aktiviert wird, sobald der aus FIG. 6bB resultierende Parameter z bestimmt wurde (siehe unten). Das erste Logikelement 120 zur Normierung des

Pegels ist dabei mit zwei identischen Verstärkern mit dem Verstärkungsfaktor p ^* verkoppelt und sorgt für eine auf 0 dB maximierte Aussteuerung des linken Kanals L und rechten Kanals R. Die aus der Anordnung 110 (zum Beispiel eine MS-Matrix gemäss WO/2009/138205 bzw. EP2124486 oder EP1850639) resultierenden Signale L und R werden einheitlich um den Faktor p* so verstärkt (Verstärker 118, 119), dass das Maximum beider Signale einen Pegel von exakt 0 dB aufweist (Normierung am Einheitskreis der komplexen Zahlenebene). Dies wird beispielsweise durch Nachschaltung eines Logikelements 120 erreicht, das über die Rückkopplungen 121 und 122 und Variation bzw. Korrektur des Verstärkungsfaktors p* der

Verstärker 118 und 119 eine Aussteuerung des

Maximalwerts von L und R auf 0 dB bewirkt.

Die resultierenden Stereosignale x(t) (123) und y(t) (124), die hinsichtlich ihrer Amplituden zu L und R direkt proportional sind, werden in einem zweiten Schritt einem weiteren Logikelement 125 zugeführt, das den Korrelationsgrad r vermittels der Kurzzeit- Kreuzrelation

T

(1B) r = (1/2T) * / x(t)y(t) dt * ( l/x(t ) _eff y (t ) _eff )

-T

bestimmt, r kann von Benutzer im Bereich -1 £ r £ 1 festgelegt werden und bewegt sich idealerweise im Bereich von 0,2 -= r -= 0,7.

Jede Abweichung von r führt über die

Rückkopplung 126 zu einer optimierten Anpassung des Verstärkungsfaktors λ des Verstärkers 117 für das S- Signal .

Die resultierenden Signale L und R durchlaufen neuerlich die Verstärker 118 und 119 sowie das

Logikelement 120, das wiederum über die Rückkopplungen 121 und 122 eine neuerliche Aussteuerung des Maximalwerts von L und R auf 0 dB bewirkt, und werden dann erneut dem Logikelement 125 zugeführt.

Dieser Vorgang wird solange optimiert

durchgeführt, bis der vom Benutzer festgelegte

Korrelationsgrad r erreicht ist.

Es resultiert ein in Bezug auf den

Einheitskreis der komplexen Zahlenebene normiertes Stereosignal x(t), y(t).

FIG. 2B verdeutlicht das Schaltungsprinzip, welches die Eingangssignale x(t), y(t) auf der

komplexen Zahlenebene abbildet bzw. das Argument von deren Summe f ^* [x(t)] + g ^* [y(t)] bestimmt. Mit dieser Schaltung werden die resultierenden Signale x(t) und y(t) am Ausgang der Figur 1B einer Matrix zugeführt, in der nach jeweiliger Verstärkung um den Faktor 1/V 2

(Verstärker 229, 230) diese in je einen gleichlautenden Real- und Imaginärteil zerlegt werden, wobei der aus dem mittels 229 verstärkten Signal x(t) gebildete

Realteil noch den Verstärker 231 mit dem

Verstärkungsfaktor -1 durchläuft. Es ergeben sich somit die Transferfunktionen

(2B) f ^* [x(t)] = [x(t)/ 2] * (-1 + i)

und

(3B) g ^* [y(t)] = [y(t)/V 2] * (1 + i).

Die jeweiligen Real- bzw. Imaginärteile werden nunmehr summiert und ergeben somit den Real- bzw.

Imaginärteil der Summe der Transferfunktionen f ^* [x(t)] + g ^* [y(t)].

Durch das Element 232 wird das Argument von f ^* [x(t)] + g ^* [y(t)] bestimmt. FIG. 3aB ermöglicht über den Parameter a,

0 £ a £ 1 , die Wahl des Definitionsbereichs, wobei über a eine stufenlose Regulierung, ausgehend von

Einheitskreis der komplexen Zahlenebene bzw. der imaginären Achse, ermöglicht wird. Somit kann der

Benutzer den durch a bestimmten Definitionsbereich auf der komplexen Zahlenebene innerhalb des Einheitskreises frei festlegen. Hierzu werden der quadrierte Realteil (333a) bzw. quadrierte Imaginärteil (334a) von f*[x(t)] + g*[y(t)] errechnet. Das aus 333a resultierende Signal wird anschliessend einem Verstärker 335a zugeführt und um den vom Benutzer frei wählbaren Verstärkungsfaktor 1/a ² verstärkt . Zusätzlich wird der quadrierte Sinus des Arguments der Summe der Transferfunktionen f ^* [x(t] + g ^* [y(t)] errechnet.

FIG. 4aB, die am Ausgang der Figur 3aB nachgeschaltet werden soll, zeigt das Schaltungsprinzip für ein neues drittes Logikelement, welches die in FIG. 1B erzeugten, gemäss FIG. 2B auf der komplexen

Zahlenebene abgebildeten Signale gemäss der Bedingung

(4aB) Re ² {f ^* [x(t] + g ^* [y(t)]} * 1/a ² + Im ² {f ^* [x(t] +

g ^* [y(t)]} < 1 überprüft .

Der quadrierte Realteil und quadrierte Imaginärteil der Summe der Transferfunktionen f*[x(t)] + g*[y(t)] sowie die aus 334a und 335a resultierenden Signale werden hier einem weiteren Logikelement 436a zugeführt, das prüft, ob obiges Kriterium erfüllt ist, somit, ob die Werte der Summe der Transferfunktionen f ^* [x(t)] + g ^* [y(t)] innerhalb des vom Benutzer mittels a definierten neuen Wertebereichs liegen.

Trifft dies nicht zu, werden über eine Rückkopplung 437a neue optimierte Werte φ bzw. f (bzw. n) bzw. α bzw. ß bestimmt, und wird das gesamte bislang beschriebene System erneut solange durchlaufen, bis die Werte der Summe der Transferfunktionen f ^* [x(t)] +

9 ^* [y(t)] innerhalb des vom Benutzer mittels a

definierten neuen Wertebereichs liegen. Die

Ausgangssignale für das Logikelement 436a werden nunmehr an das letzte Logikelement 538a (Figur 5aB) übergeben .

Dieses betrachtet abschliessend das Relief der Funktion f ^* [x(t)] + g ^* [y(t)] im Sinne der Maximierung der Funktionswerte, wobei der Benutzer den durch die

Ungleichung (8aB) bestimmten Grenzwert R ^* (sowie die ebenfalls durch die Ungleichung (8aB) bestimmte

Abweichung Δ) für diese Maximierung frei wählen kann. Insgesamt muss die Bedingung

T

(8aB) 0 < R ^* - Δ < / |f ^* [x(t)] + g ^* [y(t)]| dt

-T

T

< max / Ift _j it)]

{f ^* [ _Xj (t)], g*[y _j (t)]} Φ -T

< R ^* + Δ

T

<J ^~ a * {l / V[l - (l - a ² ) * sin ² arg { f ^* [ x ( t ) ]

-T

+ g ^* [y(t)]}]} dt erfüllt sein. Trifft dies nicht zu, werden über eine Rückkopplung 539a neue optimierte Werte φ bzw. f (bzw. n) bzw. α bzw. ß iterativ bestimmt, und wird das gesamte bislang beschriebene System solange erneut durchlaufen, bis das Relief der Funktion f ^* [x(t)] +

9 ^* [y(t)] die angestrebte Maximierung der Funktionswerte unter Berücksichtigung des Grenzwertes R ^* bzw. der Abweichung Δ, beide definiert durch den Benutzer, erfüllt . Es werden somit mit dem ursprünglichen

Pseudostereoumsetzer, zum Beispiel gemäss einer der Ausführungsformen in WO/2009/138205 bzw. EP2124486 oder EP1850639 (hier unter Annahme des Falles identischer umgekehrt proportionaler Dämpfungen λ und p) neue

Parameter φ bzw. f (bzw. n) bzw. α bzw. ß iterativ bestimmt, bis x(t) und y(t) die oben erwähnten

Bedingungen (4aB) und (8aB) erfüllen.

Die Signale x(t) (123) und y(t) (124)

entsprechen somit hinsichtlich Kompatibilität (bestimmt durch den wählbaren Korrelationsgrad r),

Definitionsbereich (bestimmt durch den wählbaren

Verstärkungsfaktor a) und Lautheit (bestimmt durch den wählbaren Grenzwert R ^* bzw. die wählbare Abweichung Δ) den Vorgaben des Benutzers und stellen die

Ausgangssignale L ^* und R ^* der beschriebenen Anordnung dar.

Zur Festlegung der Abbildungsrichtung:

Mitunter ist es auch von Bedeutung, die gewonnene stereophone Abbildung um die Hauptachse der der Stereophonisierung zugrundeliegenden

Richtcharakteristik zu spiegeln, da beispielsweise eine in Bezug auf die Hauptachse spiegelverkehrte Abbildung vorliegt. Dies kann manuell durch die Vertauschung des linken und rechten Kanals geschehen. Soll ein bereits vorhandenes Stereosignal L°, R° durch vorliegendes System abgebildet werden, lässt sich die korrekte Abbildungsrichtung mittels

dargestellter pseudostereophonen Methodik gebildeten Phantomschallquellen auch beispielsweise gemäss FIG. 6bB automatisch ermitteln (die FIG. 5aB unmittelbar nachgeschaltet wird, wobei die FIG. 6aB für die

Bestimmung der Summe der komplexen Transferfunktionen f ^* (l(t _± )) + g ^* (r(t _± )) des bereits vorhandenen

Stereosignals L°, R° der FIG. 6bB gleichfalls

zugeschaltet werden kann) . Hierbei wird zu geeignet gewählten Zeitpunkten t _± (für die nicht alle im

folgenden genannten korrelierenden Funktionswerte der Transferfunktionen f ^* (x(t _± )) + g ^* (y(t _± ) bzw. f ^* (l(t _± )) + g ^* (r(t _± )) in wenigstens einem Falle gleich Null sein dürfen) die bereits gemäss FIG. 2B ermittelte

Transferfunktion f ^* (x(t _± )) + g ^* (y(t _x )) mit der

Transferfunktion f ^* (l(t _± )) + g ^* (r(t _± )) des linken

Signals l(t) bzw. des rechten Signals r(t) des

ursprünglichen Stereosignals L°, R° verglichen (die anhand der Schaltung gemäss FIG. 6aB ermittelt wird, deren Aufbau dem ersten Teil der Schaltung für die Eingangssignale x(t), y(t) der FIG. 2B entspricht). Bewegen sich diese Transferfunktionen im gleichen oder diagonal entgegengesetzen Quadranten der komplexen

Zahlenebene, erhöht die Gesamtzahl m der Funktionswerte der genannten Transferfunktionen, die im gleichen bzw. diagonal entgegengesetzten Quadranten der komplexen Zahlenebene liegen, sich jeweils um 1. Eine empirisch (oder statistisch eruierte) festlegbare Zahl b, die kleiner oder gleich der Anzahl der korrelierenden Funktionswerte der

Transferfunktionen f ^* (x(t _± )) + g ^* (y(t _x ) bzw. f ^* (l(t _± )) + g ^* (r(t _± )) ungleich Null sein sollte, legt nunmehr die Anzahl notwendiger Treffer fest. Unterhalb dieser

Anzahl werden der linke Kanal x(t) und der rechte Kanal y(t) des etwa aus einer Anordnung gemäss FIG. 1B, 2B, 3aB bis 5aB resultierenden Stereosignals vertauscht.

Soll ein ursprünglich stereophones Signal in ein Monosignal zuzüglich der die Richtcharakteristik beschreibenden Funktion f (bzw. deren vereinfachenden Parameter n) sowie der Parameter φ, α, ß, λ oder p (etwa zum Zwecke der Datenkompression) umkodiert werden (Beispiel für einen Output 640a, der um den Parameter z, siehe unten, erweitert werden kann), ist

sinnvollerweise die Information mitzukodieren, ob der resultierende linke Kanal mit dem resultierenden rechten Kanal zu vertauschen ist (beispielsweise ausgedrückt durch den Parameter z, der die Zahlen 0 oder 1 annimmt, und, sofern gewünscht, zugleich eine Schaltung gemäss FIG. 7B aktivieren kann) .

Unter leichten Modifikationen lassen sich zu den Schaltungen gemäss FIG. 6aB und 6bB analoge

Schaltungen konstruieren, die sich auch an anderer Stelle innerhalb des elektrischen Kreises oder

Algorithmus einsetzen lassen.

Zur Einschränkung oder Erweiterung der Abbildungsbreite :

Es empfiehlt sich auch für diese Anwendung der zusätzliche Einsatz von zum Stand der Technik

gehörenden Kompressionsalgorithmen oder

Datenreduktionsverfahren bzw. die Betrachtung

charakteristischer Merkmale wie etwa der Minima oder Maxima für die gewonnenen pseudostereophonen Signale, dies für deren erfindungsgemässe beschleunigte

Evaluierung.

Von besonderem Interesse (etwa für die Wiedergabe stereophoner Signale in Automobilen) ist die nachträgliche Einschränkung oder Erweiterung der Abbildungsbreite des gewonnenen Stereosignals anhand der gezielten Variation des Korrelationsgrades r des resultierenden Stereosignals bzw. der Dämpfungen λ oder auch p (für die Bildung des resultierenden

Stereosignals). Die zuvor eruierten Parameter f (bzw. n), welche die Richtcharakteristik des zu

stereophonisierenden Signals beschreiben, der manuell oder messtechnisch zu ermittelnde Winkel φ, den

Hauptachse und Schallquelle einschliessen, der fiktiven linken Öffnungswinkel α und der fiktive rechte

Öffnungswinkel ß können dabei beibehalten werden, und es ist sinnvollerweise nur noch eine abschliessende Amplitudenkorrektur etwa gemäss dem Logikelement 120 der Figur 1B notwendig, sofern diese Einschränkung oder Erweiterung der Abbildungsbreite manuell erfolgt.

Soll diese automatisiert werden, zeigen psychoakustische Versuchsreihen, dass eine konstante Abbildungsbreite im wesentlichen vom Kriterium (9B) 0 < S ^* - ε < max |Re <jf ^* [x(t)] + g ^* [y(t)] \

< S ^* + ε < 1 sowie vom Kriterium T

(10B) o < u ^* - K < Jl<jf ^* [x(t)] + g ^* [y(t)] }\ dt < u ^* + κ

-T abhängt (wobei S ^* und ε. bzw. U ^* und κ

beispielsweise für Telefonsignale anders festzulegen sind als für Musikaufnahmen) . Zu bestimmen sind demnach nur noch vom Korrelationsgrad r des resultierenden Stereosignals bzw. von den Dämpfungen λ oder auch p (für die Bildung des resultierenden Stereosignals) bzw. gegebenenfalls von einem mit dem Logikelement 120 der Figur 1B identischen Logikelement abhängige geeignete Funktionswerte x(t), y(t) gemäss einem iterativen, auf Rückkopplung basierenden Funktionsprinzip.

Die Anordnung der FIG. 1B, 2B, 3aB bis 5aB, 6aB, 6bB lässt sich demnach im Sinne einer Anordnung etwa der in FIG. 7B, 8B und/oder 9B dargestellten Form erweitern. FIG. 7B zeigt dabei ein weiteres Beispiel einer Schaltung zur Normierung stereophoner oder pseudostereophoner Signale, die, sofern der FIG. 6bB nachgeschaltet, aktiviert wird, sobald der Parameter z als Eingangssignal vorliegt. Der Anfangswert des

Verstärkungsfaktors λ entspricht dabei dem Endwert des Verstärkungsfaktors λ der FIG. 1B bei Übergabe des Parameters z, und die Eingangssignale der FIG. 1B werden zum Zeitpunkt dieser Übergabe unmittelbar als Eingangssignale an die FIG. 7B übergeben.

Die Schaltungen gemäss FIG. 7B bis 9B können im übrigen auch autonom in sonstigen Schaltkreisen oder Algorithmen Anwendung finden.

In der vorliegenden Anordnung werden in der MS- Matrix 110 anhand eines Logikelements 110a (das

zugleich, sobald der Parameter z als Eingangssignal vorliegt, diese MS-Matrix aktiviert) der linke und der rechte Kanal vertauscht sofern der Parameter z gleich 1 ist, andernfalls unterbleibt eine solche Vertauschung. Die resultierenden Ausgangssignale L und R der

MS-Matrix 110 werden nunmehr einheitlich um den Faktor p ^* so verstärkt (Verstärker 118, 119), dass das Maximum beider Signale einen Pegel von exakt 0 dB aufweist (Normierung am Einheitskreis der komplexen

Zahlenebene). Dies wird beispielsweise durch

Nachschaltung eines Logikelements 120 erreicht, das über die Rückkopplungen 121 und 122 und Variation bzw. Korrektur des Verstärkungsfaktors p* der Verstärker 118 und 119 eine Aussteuerung des Maximalwerts von L und R auf 0 dB bewirkt.

In einem weiteren Schritt werden nunmehr die resultierenden Signale x(t) (123) und y(t) (124) einer Matrix gemäss FIG. 8B zugeführt, in der nach jeweiliger Verstärkung um den Faktor 1/ 2 (Verstärker 229, 230) diese in je einen gleichlautenden Real- und

Imaginärteil zerlegt werden, wobei der aus dem mittels 229 verstärkten Signal x(t) gebildete Realteil noch den Verstärker 231 mit dem Verstärkungsfaktor -1

durchläuft. Es ergeben sich somit die bereits in

Zusammenhang mit Figur 2B erwähnten komplexen

Transferfunktionen f ^* [x(t)] und g ^* [y(t)]. Die jeweiligen Real- bzw. Imaginärteile werden nunmehr summiert und ergeben somit den Real- bzw. Imaginärteil der Summe der Transferfunktionen f ^* [x(t)] + g ^* [y(t)] .

Es ist nunmehr eine Anordnung beispielsweise gemäss dem Logikelement 640 der FIG. 9B nachzuschalten, die für einen vom Benutzer in Bezug auf die

Abbildungsbreite des zu erzielenden Stereosignals geeignet gewählten Grenzwert S ^* bzw. eine geeignet gewählte Abweichung ε, beide definiert durch die

Ungleichung (9B), prüft, ob die Bedingung

(9B) 0 < S ^* - ε < max |Re <jf ^* [x(t)] + g ^* [y(t)] \

< S ^* + ε < 1 erfüllt ist. Trifft dies nicht zu, wird über eine Rückkopplung 641 ein neuer optimierter Wert für den Korrelationsgrad r bzw. für die Dämpfungen λ oder auch p (für die Bildung des resultierenden

Stereosignals) bestimmt, und werden die bisherigen soeben beschriebenen Schritte, wie in FIG. 7B bis 9B dargestellt, solange durchlaufen, bis obige Bedingung (9B) erfüllt ist. Die Ausgangssignale für das Logikelement 640 werden nunmehr an eine Anordnung etwa gemäss dem

Logikelement 642 der FIG. 9B übergeben. Diese

betrachtet abschliessend das Relief der Funktion f ^* [x(t)] + g ^* [y(t)] im Sinne einer Optimierung der

Funktionswerte hinsichtlich der Abbildungsbreite des zu erzielenden Stereosignals, wobei der Benutzer den Grenzwert U ^* sowie die Abweichung κ, beide definiert durch die Ungleichung (10B), in Bezug auf die

Abbildungsbreite des zu erzielenden Stereosignals geeignet wählen kann. Insgesamt muss die Bedingung

(10B) 0 < u ^* - K < J]f ^* [x(t)] + g ^* [y(t)]| dt < U ^* + κ erfüllt sein. Trifft dies nicht zu, wird über eine Rückkopplung 643 ein neuer optimierter Wert für den Korrelationsgrad r bzw. für die Dämpfungen λ oder auch p (für die Bildung des resultierenden Stereosignals) bestimmt, und werden die bisherigen soeben

beschriebenen Schritte, wie in FIG. 7B bis 9B

dargestellt, solange durchlaufen, bis das Relief der Funktion f ^* [x(t)] + g ^* [y(t)] die angestrebte Optimierung der Funktionswerte hinsichtlich der Abbildungsbreite unter Berücksichtigung des Grenzwertes U ^* bzw. der Abweichung κ, beide durch den Benutzer geeignet

gewählt, erfüllt.

Die Signale x(t) (123) und y(t) (124)

entsprechen somit hinsichtlich der Abbildungsbreite - bestimmt durch den Korrelationsgrad r bzw. die

Dämpfungen λ oder auch p (für die Bildung des

resultierenden Stereosignals) - den Vorgaben des

Benutzers und stellen die Ausgangssignale L ^** und R ^** der eben beschriebenen Anordnung dar.

Die eben beschriebene Anordnung oder Teile dieser Anordnung lassen sich als Encoder für ein auf ein Monosignal zuzüglich der Parameter φ, f (bzw. dem vereinfachenden Parameter n), α, ß, λ bzw. p

beschränktes vollwertiges Stereosignal verwenden.

Ein bereits existentes Stereosignal kann hinsichtlich r bzw. a bzw. R ^* bzw. Δ bzw. der

Abbildungsrichtung (bzw. nachstehend beschriebenen Parametern S ^* bzw. ε oder U ^* bzw. κ) evaluiert und anschliessend in Hinblick auf eine Vorrichtung oder ein Verfahren gemäss WO/2009/138205 bzw. EP2124486 oder EP1850639 ebenfalls neu als Monosignal anhand der

Parameter φ, f (bzw. n), α, ß, λ bzw. p codiert werden.

Ebenso lässt sich die eben beschriebene, eventuell durch nachstehende Elemente ergänzte

Anordnung als Decoder für Monosignale einsetzen. Sind φ, f (bzw. n), α, ß, λ bzw. p bzw. die

Abbildungsrichtung (beispielsweise ausgedrückt durch den Parameter z, der den Wert 0 oder 1 annehmen kann) bekannt, reduziert sich ein solcher Decoder auf eine Anordnung gemäss WO/2009/138205 bzw. EP2124486 oder EP1850639.

Insgesamt lassen sich solche Encoder oder

Decoder überall dort einsetzen, wo Audiosignale

aufgezeichnet, gewandelt, übertragen oder wiedergegeben werden. Sie stellen eine ausgezeichnete Alternative zu mehrkanaligen stereophonen Techniken dar.

Konkrete Anwendungsbereiche sind die

Telekommunikation (Freisprecheinrichtungen), globale Netzwerke, Computersysteme, Sende- und

Übertragungseinrichtungen, insbesondere

Satellitenübertragungseinrichtungen, professionelle Audiotechnik, Fernsehen, Film und Rundfunk sowie elektronische Konsumgüter. Die Erfindung ist auch von besonderer Bedeutung im Zusammenhang mit der Gewinnung stabiler FM- Stereosignale unter ungünstigen Empfangsbedingungen (etwa in Automobilen) . Hierbei lässt sich eine stabile Stereophonie unter reiner Zuhilfenahme des Mainchannel-Signals (L + R) als Eingangssignal, das die Summe des linken und rechten Kanals des ursprünglichen Stereosignals darstellt, erzielen. Das vollständig oder unvollständige Sub-channel-Signal (L - R) , das das Ergebnis der Subtraktion des rechten von linken Kanal des ursprünglichen Stereosignals darstellt, kann dabei mit verwendet werden, um ein verwertbares S-Signal zu bilden bzw. um die Parameter f (bzw. n), welche die Richtcharakteristik des zu stereophonisierenden Signals beschreiben, den manuell oder messtechnisch zu

ermittelnden Winkel φ, den Hauptachse und Schallquelle einschliessen, den fiktiven linken Öffnungswinkel a, den fiktiven rechten Öffnungswinkel ß, die Dämpfungen λ oder auch p für die Bildung des resultierenden

Stereosignals oder daraus resultierend den

Verstärkungsfaktor p ^* der FIG. 1B für die Normierung des aus der MS-Matrizierung oder aus einer sonstigen erfindungsgemässen Anordnung resultierenden linken und rechten Kanals am Einheitskreis ( 1 entspricht dabei zum Beispiel dem vermittels p ^* normierten maximalen Pegel von 0 dB, wobei x(t) das aus dieser Normierung

resultierende linke Ausgangssignal und y(t) das aus dieser Normierung resultierende rechte Ausgangssignal darstellt) oder den Korrelationsgrad r des

resultierenden Stereosignals oder den

Verstärkungsfaktor a für die Definition des zulässigen Wertebereichs für die Summe der Transferfunktionen der resultierenden Ausgangssignale (beispielsweise die komplexen Transferfunktionen (2B) f ^* [x(t)] = [x(t)/V 2] * (-1 + i) und (3B) g ^* [y(t)] = [y(t)/V 2] * (1 + i), wobei etwa für 0 ^ a ^ 1 gilt

(4aB) Re ² {f ^* [x(t] + g ^* [y(t)]} * 1/a ² + Im ² {f ^* [x( t] + g ^* [y(t)]} < 1) oder den Grenzwert R* oder die Abweichung Δ zur

Festlegung bzw. Maximierung des absoluten Betrags der Funktionswerte der Summe dieser Transferfunktionen (wobei für diese Festlegung bzw. Maximierung und das Zeitintervall [-T, T] bzw. die Gesamtzahl möglicher Ausgangssignale x^t), y _j (t) beispielsweise gilt

T

(8aB) 0 < R ^* - Δ < / |f ^* [x(t)] + g ^* [y(t)]| dt

-T

T

< max / |f ^* [ _Xj (t)]

{f ^* [ _Xj (t)] _f g*[y _j (t)]} e Φ -T

+ g^y^ )]! dt

< R ^* + Δ

T

</a * {l /V[l - (l - a ² ) * sin ² arg { f ^* [ x ( t ) ]

-T

+ g ^* [y(t)]}]} dt ) oder die Abbildungsrichtung der reproduzierten

Schallquellen, etwa durch Bestimmung der zugehörigen Quadranten für die Funktionswerte der beispielsweise gemäss FIG. 6aB ermittelten Summe der

Transferfunktionen für den linken und rechten Kanal des ursprünglichen Stereosignals (die etwa durch

anschliessende Vertauschung des resultierenden linken bzw. rechten Kanals optimiert werden kann, siehe oben), oder den Grenzwert S* oder die Abweichung ε (für die beispielsweise gelten muss, dass

(9B) 0 < S ^* - ε < max |Re <jf ^* [x(t)] + g ^* [y(t)] \ < S ^* + ε * 1) oder den Grenzwert U* oder die Abweichung κ ( für die beispielsweise gelten muss, dass

T

(10B)0 < U ^* - K < J]f ^* [x(t)] + g ^* [y(t)]| dt < U ^* + κ),

-T sämtliche zur Bestimmung der Abbildungsbreite des zu erzielenden Stereosignals, zu bestimmen bzw. zu

optimieren. Das Resultat ist in jedem Falle eine in Hinblick auf das FM-Signal konstante stereophone

Abbildung .

Auch hier lassen sich zusätzlich zum Stand der Technik gehörende Kompressionsalgorithmen,

Datenreduktionsverfahren bzw. die Betrachtung

charakteristischer Merkmale wie etwa der Minima und Maxima für die beschleunigte Evaluierung bestehender oder gewonnener Signale oder Signalanteile einsetzen.

In jeder Ausführungsform und bei jeder Figur beziehungsweise jedem Element können die dargelegten Schaltungen, Umsetzer, Anordnungen oder Logikelemente etwa durch äquivalente Softwareprogramme und

programmierte Prozessoren bzw. DSP- oder FPGA-Lösungen realisiert werden. Zu verwendeten Symbolen: φ (Phi) Aufnahmewinkel

α (Alpha) linker fiktiver Öffnungswinkel ß (Beta) rechter fiktiver Öffnungswinkel λ Dämpfung für das linke

Eingangssignal

p Dämpfung für das rechte

Eingangssignal

Mittels der Dämpfungen λ und p lässt sich der Korrelationsgrad des Stereosignals anpassen. ψ Polarwinkel

f Polarabstand, der die

Richtcharakteristik des M-Signals beschreibt

P„, P _p Verstärkungsfaktor für α bzw. ß

L„, L _p Verzögerungszeit für α bzw. ß

S„ simulierter linker Signalanteil des

S-Signals

S„ simulierter rechter Signalanteil des S-Signals

x(t) linkes Ausgangssignal

y(t) rechtes Ausgangssignal

f ^* [x(t)] komplexe Transferfunktion

9 ^* [y(t)] komplexe Transferfunktion

a Verstärkungsfaktor für die

Definition des zulässigen

Wertebereichs für die Summe der Transferfunktionen der resultierenden Ausgangssignale x(t), y(t) Korrelationsgrad, abgeleitet aus der Kurzzeit-Kreuzkorrelation

Grenzwert für die Lautheit der resultierenden Ausgangssignale x(t), y(t)

Abweichung

1. Grenzwert für die

Abbildungsbreite der resultierenden Ausgangssignale x(t), y(t)

Abweichung

2. Grenzwert für die

Abbildungsbreite der resultierenden Ausgangssignale x(t), y(t)

Abweichung

Die praktisch-gewerbliche Anwendung der eben erschlossenen algebraischen Invarianten erstreckt sich auf nahezu die gesamte Signalverarbeitung. Insbesondere ist die stochastische Betrachtung von Audiosignalen von Interesse, wie sie etwa im Digital Audio Broadcasting (DAB) üblich ist; bislang wurden dort zur Simulation Gaußscher Prozesse etwa Methodiken wie das sogenannte Tapped Delay Line Modell oder Monte Carlo Methoden

(farbiges komplexes Gaußrauschen in zwei Dimensionen) herangezogen, siehe Literaturnachweis. Eine Übertragung dort angewandter Funktionsprinzipien auf die

Stabilisierung von Optimierungsprozessen, wie in

CH01776/09 bzw. PCT/EP2010/055877 beschrieben, wäre zwar denkbar, aber in der Praxis wenig effizient. Anhand vorliegender algebraischer Invarianten lässt sich jedoch, Teil des Erfindungsgegenstands, beispielsweise eine Gewichtung wie folgt definieren:

Hierzu wird eine erste Optimierung gemäss

CH01776/09 bzw. PCT/EP2010/05587 , FIG. 1B, 2B, 3aB bis 5aB auf einem Signalabschnitt der Länge t ₁

durchgeführt. Die Ausgänge von FIG. 5aB werden

beispielsweise einem Modul 6001 gemäss FIG. 6C

zugeführt, und werden die Invarianten (errichtet in den Schnittpunkten der Summe der komplexen

Transferfunktionen f^xft ] = [xit^/ l] * (-1 + i) und g ^* [y(t _! )] = [y t / 2] * (1 + i) mit der - die Achse von x _l ^ des dargestellten algebraischen

Modells fällt hier mit der reellen Achse zusammen, die Achse x ₂ , u ₂ mit der imaginären Achse - im 1. oder auch 3. Quadranten der komplexen Zahlenebene gelegenen

Halbebene, die durch die Vektoren (1, 1, -2) und

(1, 1, 1) oder auch (-1, -1, 2) und (1, 1, 1)

aufgespannt wird) hinsichtlich ihrer statistischen Verteilung betrachtet. Sämtliche von der Gesamtzahl ki werden in einem in einem für sämtliche weiteren beschriebenen Funktionsabläufe gültigen Speicher

(„Stack") abgelegt; ebenso wird der Mittelwert

errechnet. Dieser wird gemeinsam mit der anhand der genannten ersten Optimierung bestimmten

Parametrisierung cp _l f ₁ (bzw. η^, αι , ßi in einem weiteren, für sämtliche weiteren beschriebenen

Funktionsabläufe gültigen Dictionary abgelegt. Gemäss dem Funktionsbefehl 6004 wird nunmehr in einem zweiten Schritt eine zweite Optimierung gemäss CH01776/09 bzw. PCT/EP2010/055877 , FIG. 1B, 2B, 3aB bis 5aB auf einem Signalabschnitt t ₂ beliebiger Länge durchgeführt. Die Ausgänge von FIG. 5aB werden wiederum dem Modul 6001 zugeführt, und werden die Invarianten (errichtet in den Schnittpunkten ξ^ ₂ der Summe der komplexen Transferfunktionen f ^* [x(t ₂ )] = [x(t ₂ )/ 2] * (-1 + i) und g ^* [y(t ₂ )] = [y(t ₂ )/V 2] * (1 + i) mit der - die Achse von x _l ^ des dargestellten algebraischen

Modells fällt hier mit der reellen Achse zusammen, die Achse x ₂ , u ₂ mit der imaginären Achse - im 1. oder auch 3. Quadranten der komplexen Zahlenebene gelegenen

Halbebene, die durch die Vektoren (1, 1, -2) und

(1, 1, 1) oder auch (-1, -1, 2) und (1, 1, 1)

aufgespannt wird) hinsichtlich ihrer statistischen Verteilung betrachtet. Sämtliche der Gesamtzahl k ₂ werden den im - für sämtliche weiteren

beschriebenen Funktionsabläufe gültigen - Speicher („Stack") hinzugefügt; ebenso wird der Mittelwert k ₂

ξ° ₂ := (Σ ξπ ₂ ) / k ₂

h ₂ = 1 errechnet. Dieser wird wiederum gemeinsam mit der anhand der genannten zweiten Optimierung bestimmten

Parametrisierung φ ₂ , f ₂ (bzw. n ₂ ), a ₂ , ß ₂ dem ersten

Mittelwert ξ°ι sowie dessen Parametrisierung φι , f ₁ (bzw. η^, αι, ßi im - für sämtliche weiteren beschriebenen

Funktionsabläufe gültigen - Dictionary hinzugefügt. Da der Speicher („Stack") nunmehr mehr als einen

Mittelwert enthält, wird nunmehr das Modul 6002

aktiviert . Dieses berechnet den Mittelwert ξ* ₂ aller im Stack gespeicherten Schnittpunkte ¹

ξ* ₂ := ( Σ ξπι + Σ ξπ ₂ ) / ( ki + k ₂ )

und wählt aus dem Dictionary jenen der Mittelwerte ξ°ι, ξ° ₂ mit dessen zugehöriger Parametrisierung aus , der ξ* ₂ am nächsten liegt. Trifft dies für beide Mittelwerte ξ°ι, ξ° ₂ zu, wird ξ°ι bzw. die Parametrisierung φι , ^ (bzw. n^, a _l ßi aus dem Dictionary ausgewählt. Der aus dem Dictionary ausgewählte Mittelwert wird anschliessend gemeinsam mit ξ* ₂ an das Modul 6003 übergeben. Dieses prüft, ob der vom Modul 6002 gewählte Mittelwert innerhalb des Intervalls [ -σ + ξ* ₂ , ξ* ₂ + σ ], liegt, wobei σ > 0 die beliebig von Benutzer wählbare

Standardabweichung der fiktiv in ξ* ₂ als Nullpunkt errichteten Gaußverteilung f~(z ₂ ^* ) = (1 / ( V(2n) * σ )) * e -(^2 ⁾ W ^/ - ₂₎ darstellt . Liegt der vom Modul 6002 gewählte Mittelwert innerhalb des Intervalls [ -σ + ξ* ₂ , ξ* ₂ + σ ], wird die vom Modul 6002 ausgewählte Parametrisierung gemäss 6010 in der Anordung FIG. 7A bzw. FIG. 1B (welche den

Verstärker 717 und die MS-Matrix, die beide nur einmal zu durchlaufen sind, der Anschaulichkeit willen

nochmals abbildet) bzw. die Ausgänge 6006 und 6007 der FIG. 1B aktiviert, ebenso die Ausgänge 6008 und 6009 der FIG. 2B. Der Ausgang 6006 mündet in den Eingang 6006 der FIG. 6C, der Ausgang 6007 mündet in den Eingang 6007 der FIG. 6C, der Ausgang 6008 mündet in den Eingang 6008 der FIG. 6C, und der Ausgang 6009 mündet in den Eingang 6009 der FIG. 6C. 6006 stellt unmittelbar das Ausgangssignal x(t) des Moduls 6003 dar, 6007 stellt unmittelbar das Ausgangssignal y(t) des Moduls 6003 dar, 6008 stellt unmittelbar das

Ausgangssignal Re f ^* [x(t)] + g ^* [y(t)] des Moduls 6003 dar, 6009 stellt unmittelbar das Ausgangssignal Im f ^* [x(t)] + g ^* [y(t)] des Moduls 6003 dar. Diese Signale sind in der weiter oben dargestellten

Signalverarbeitung so zu behandeln, als stellten diese die Ausgangssignale der FIG. 5aB dar, die mit der FIG. 6C im vorliegenden Anwendungsbeispiel eine untrennbare Einheit bildet. Liegt der vom Modul 6002 gewählte Mittelwert ausserhalb des Intervalls [-σ + ξ*2 ξ*2 + σ ] wird in einem q-ten Schritt eine q-te Optimierung gemäss

CH01776/09 bzw. PCT/EP2010/055877 , FIG. 1B, 2B, 3aB bis 5aB auf einem Signalabschnitt t _q beliebiger Länge durchgeführt. Die Ausgänge von FIG. 5aB werden wiederum dem Modul 6001 zugeführt, und werden die Invarianten (errichtet in den Schnittpunkten der Summe der komplexen Transferfunktionen f ^* [x(t _q )] = [x(t _q )/ 2] * (-1 + i) und g ^* [y(t _q )] = [y(t _q )/V 2] * (1 + i) mit der — die Achse von x _l ^ des dargestellten algebraischen Modells fällt hier mit der reellen Achse zusammen, die Achse x ₂ , u ₂ mit der imaginären Achse - im 1. oder auch 3. Quadranten der komplexen Zahlenebene gelegenen

Halbebene, die durch die Vektoren (1, 1, -2) und

(1, 1, 1) oder auch (-1, -1, 2) und (1, 1, 1)

aufgespannt wird) hinsichtlich ihrer statistischen Verteilung betrachtet. Sämtliche der Gesamtzahl k _q werden den ξ^ι ,ξ^, ^ _q -i im - für sämtliche weiteren beschriebenen Funktionsabläufe gültigen - Speicher („Stack") hinzugefügt; ebenso wird der

Mittelwert k _q

ξ%:= (Σ ξ k _q

h _q =l errechnet. Dieser wird wiederum gemeinsam mit der anhand der genannten q-ten Optimierung bestimmten

Parametrisierung (p _q , f _q (bzw. n _q ) , a _q , ß _q , den

Mittelwerten ξ°ι,ξ°ι, ···, ξ\ι und deren zugehörigen

Parametrisierungen φι, f ₁ (bzw. η^, αι , ßi ; φ ₂ , f ₂ (bzw. n ₂ ), a ₂ , ß ₂ ; ..·; (p _q-1 , f (bzw. ^η ^), a _q-1 , ß _q-1 im - für sämtliche weiteren beschriebenen Funktionsabläufe gültigen - Dictionary hinzugefügt. Da der Speicher („Stack") nunmehr mehr als einen Mittelwert enthält, wird das Modul 6002 aktiviert.

Dieses berechnet den Mittelwert ξ* _ς aller im Stack gespeicherten Schnittpunkte ξ^,, £, _h2 ,, --- ^ _hq '

ξ := (Σ ξΜ + Σ ξ2+ ... +Σ to )/( ki + k ₂ +...k _q ) h _l = 1 h ₂ = 1 h _q = 1 und wählt aus dem Dictionary jenen der Mittelwerte ξ°ι, ξ° ₂ , ... , ξ° _η mit dessen zugehöriger Parametrisierung von φ, f (bzw. n), α, ß aus, der ξ* _ς am nächsten liegt. Bei gleichem Mittelwert für verschiedene Parametrisierungen wird jene Parametrisierung ausgewählt, die am

häufigsten im Dictionary vorkommt. Treten mehrere

Parametrisierungen in gleicher Häufigkeit auf, wird jene gewählt, die im dem Dictionary die breiteste

Streuung zeigt, d.h. für die die Differenz d — c maximal wird, wobei d die letzte, c die erste

Indexnummer des jeweils durchlaufenen

Optimierungsschritts darstellt. Trifft auch dies für mehrere Parametrisierungen zu, wird die zuerst

auftretende ausgewählt. Liegen zwei Mittelwerte aus ξ°ι, ξ°2, ..., ξ° nächst ξ* _η , wird, sofern im q - 1-ten Schritt einer der beiden Mittelwerte bzw. dessen zugehörige Parametrisierung aus dem Dictionary ausgewählt wurde, ebendieser bzw. seine zugehörige Parametrisierung beibehalten. Der aus dem Dictionary ausgewählte

Mittelwert wird anschliessend gemeinsam mit ξ* _ς an das Modul 6003 übergeben. Dieses prüft, ob der vom Modul 6002 gewählte Mittelwert innerhalb des Intervalls

[-σ + ξ* _q , ξ* _q + σ ], liegt, wobei σ>0 die - zu Beginn des gesamten hier dargestellten Prozesses beliebig von Benutzer wählbare - Standardabweichung der fiktiv in ξ* _η als Nullpunkt errichteten Gaußverteilung f~(z _q ^* ) = (1 / ( V(2n) * _σ ))* _ε - ^(1/2)*(((ζ ^ ^)Λ2)/σ"2> darstellt .

Liegt der vom Modul 6002 gewählte Mittelwert innerhalb des Intervalls [ -σ + ξ* _q , ξ* _q + σ ], wird die vom Modul 6002 ausgewählte Parametrisierung gemäss 6010 in der Anordung FIG. 7A bzw. FIG. 1B bzw. die Ausgänge 6006 und 6007 der FIG. 1B aktiviert, ebenso die

Ausgänge 6008 und 6009 der FIG. 2B sowie die

zugehörigen Ein- und Ausgänge der FIG. 6C. 6006 stellt somit wiederum unmittelbar das Ausgangssignal x(t) des Moduls 6003 dar, 6007 stellt unmittelbar das

Ausgangssignal y(t) des Moduls 6003 dar, 6008 stellt unmittelbar das Ausgangssignal Re f ^* [x(t)] + g ^* [y(t)] des Moduls 6003 dar, 6009 stellt unmittelbar das

Ausgangssignal Im f ^* [x(t)] + g ^* [y(t)] des Moduls 6003 dar. Diese Signale sind wiederum in der weiter oben dargestellten Signalverarbeitung so zu behandeln, als stellten diese die Ausgangssignale der FIG. 5 aB dar, die mit der FIG. 6C im vorliegenden Anwendungsbeispiel eine untrennbare Einheit bildet.

Liegt der vom Modul 6002 gewählte Mittelwert ausserhalb des Intervalls [-σ + ξ* _q , ξ* _q + σ ] wird in einem q + 1-ten Schritt eine q + 1-te Optimierung in gleicher Form, wie für den q-ten Schritt und die q-te Optimierung dargestellt, durchgeführt. Der Vorgang wird solange fortgesetzt, bis ein Element des Dictionary obige Anforderungen erfüllt oder eine Höchstzahl zulässiger Optimierungsschritte erreicht ist.

Das Konvergenzverhalten der soeben etablierten

Gewichtsfunktion zeigt FIG. 5C für drei

Optimierungsschritte: 500 1 stellt hierbei den ersten Mittelwert ξ°ι, 5002 den zweiten Mittelwert ξ° ₂ , 5003 die erste fiktiv in ξ* ₂ als Nullpunkt errichtete

Gaußverteilung f~(z ₂ ^* ) = ( 1 / ( V(2n) * σ )) * e - ⁽ W/- ₂ > ^ wobei σ> 0 die zu Beginn des gesamten dargestellten Prozesses beliebig von Benutzer wählbare

Standardabweichung darstellt, 5004 den dritten

Mittelwert ξ° ₃ , der innerhalb der durch σ definierten Wendepunkte der in ξ* ₃ als Nullpunkt errichtete

fiktiven Gaußverteilung 5005 gleicher Standardabweichung verbleibt, und somit das

Konvergenzkriterium erfüllt.

In jedem Falle resultiert eine Parametrisierung φ, f (bzw. n), a, ß, die im Mittel eine in Bezug auf alle algebraischen Invarianten optimale

pseudostereophone Abbildung liefert.

Mit zunehmender Anzahl der Signalabschnitte nähert sich die Verteilung der Schnittpunkte ξ der algebraischen Invarianten auf der jeweils betrachteten Halbebene mit der komplexen Zahlenebene der Gaußschen Verteilung an. Je kleiner die Standardabweichung σ gewählt wird, desto idealer wird die resultierende Parametrisierung. Nachdem eine nur endliche Zahl von Signalabschnitten zur Verfügung steht, sollte

allerdings σ nicht zu klein gewählt werden.

Dennoch ist das Verfahren hinsichtlich seiner Konvergenz für ausreichend lange Signalabschnitte deutlich rascher als erwähnte Simulationsmodelle, da erstmals algebraische Invarianten als gültige

„Anhaltspunkte" für eine Gewichtung bereits eruierter Parametrisierungen zur Verfügung stehen.

Grundsätzlich ist die Verwendung der

beschriebenen Invarianten jedoch nicht zwangsläufig an ein System, wie es FIG. 3A bis 12A bzw. 1B, 2B, 3aB, 4aB, 5aB, 6aB, 6bB, 7B bis 9B bzw. 5C und 6C gebunden, sondern diese lässt sich nahezu beliebig in der gesamten Signaltechnik anwenden. Die beschriebene Normierung am Einheitskreis der komplexen Zahlenebene, bei der beispielsweise zwei Signale x(t) und y(t) einheitlich um den Faktor p ^* so verstärkt werden (Verstärker 118, 119 der FIG. 1B), dass das Maximum beider Signale einen Pegel von exakt 0 dB aufweist, ist dabei nicht notwendig. Somit kann der Wertebereich für die betrachtete Verknüpfung oder die betrachteten

Verknüpfungen - oder auch für obige beliebige Abbildung oder Abbildungen von einem oder mehreren Signalen - erfindungsgemäss den gesamten Wertebereich der reellen oder komplexen Zahlenebene umfassen und bleibt demnach nicht auf den Einheitskreis beschränkt. Sollen eine Verknüpfung f~(t) oder mehrere

Verknüpfungen f ₁ ~(t), f ₂ ~(t), f ~(t) von mindestens zwei Signalen s^t), s ₂ (t), s _m (t) bzw. von deren

Transferfunktionen t^s^t)), t ₂ (s ₂ (t)), t _m (s _m (t)) - oder auch obige beliebig definierbare Abbildung f ^# (t) oder beliebig definierbare Abbildungen f *(t), f ₂ ^# (t), f _μ ( ) von einem Signal s ^# (t) oder mehreren

Signalen s *(t), s ₂ ^# (t), s _n ^# (t) -, obwohl die

Notwendigkeit dazu nicht besteht, dennoch normiert werden, ist diese Normierung beliebig definierbar. So lässt sich beispielsweise anstelle der effektiven Aussteuerung des Maximalwertes von L und R im vorliegenden Beispiel auf 0 db (Verstärker 118 und 119 sowie Logikelement 120 der FIG. 1B) eine Normierung anhand der Summe der mean Square energy je beider

Kanäle erreichen, also für L gleich x _# (t _± ) und R gleich y _# (t _± ) anhand der Summe z _Li + z _Ri von

z _Li = (1/TJ * f x _# (t _± ) dt

0 und

o bezüglich eines Referenzwertes z _ref eine Normierung gemäss dem Prinzip einführen, dass x _# (t _± ) und y _# (t _± ) jeweils mit dem Faktor

Zref ( z _L ± + ^Z Ri) zu multiplizieren sind. Verallgemeinert man dieses Prinzip

beispielsweise gemäss FIG. 7C, lässt sich diese Prinzip auf beliebig viele Signale Sj (t _± ) von der Gesamtzahl δ ausdehnen (7001), für die jeweils die mean Square energy T _±

Z _{sj (ti)} = (1/T _± ) * / _Sj (tj dt,

0 wobei wiederum T _± die Zeitdauer des Zeitabschnitts t _± darstellt, berechnet wird (7002), und die anschliessend mit einem für jedes Signal Sj (t) definierten Gewicht G.j multipliziert werden (7003).

Anschliessend werden die so gewonnenen Produkte G.j * Z _{sj (ti)} gemäss 7004 summiert. Diese Summe wird an die Verstärker von 7005 , die jeweils einzeln mit den ursprünglichen Signaleingängen s^t- , s ₂ (t _± ) , ..., S5(t _± ) verbunden sind, übergeben, und die Signale

S _i (t _± ), s ₂ (t _± ), S5(t _± ) nunmehr einheitlich um den

Faktor δ

3 - 1 verstärkt und beispielsweise an das Modul 7006

übergeben, das gemäss der Offenbarung der Erfindung die Invarianten der Verknüpfung f~(t) oder mehrere

Verknüpfungen f ₁ ~(t), f ₂ ~(t), f ~(t) von mindestens zwei Signalen s^t), s ₂ (t), S5(t) bzw. von deren

Transferfunktionen t^s^t)), t ₂ (s ₂ (t)), ts(ss(t)) - oder auch der beliebig definierbaren Abbildung f ^# (t) oder der beliebig definierbaren Abbildungen f*(t), f ₂ ^# (t), f _μ ( ) von einem Signal s ^# (t) oder mehreren

Signalen s*(t), s ₂ ^# (t), Ss ^# (t) - bestimmt.

Insbesondere lässt sich ähnliche Überlegung beispielsweise auch auf Audiosignale etwa gemäss ITU-R BS.1770 ausdehnen; die Module 7002 bis 7005 entfallen dann, und die Signale können unmittelbar dem Modul 7006 zugeführt werden.

Selbst bei der Betrachtung eines einzigen, hinreichend langen Zeitabschnitts für eine Verknüpfung f~(t) oder mehrere Verknüpfungen ^ ^' (t), f ₂ ~(t), f _p ~(t) von mindestens zwei Signalen s^t), s ₂ (t), s _m (t) bzw. von deren Transferfunktionen t^s^t)), t ₂ (s ₂ (t)), t _m (s _m (t)) - oder auch für die beliebig definierbaren Abbildung f (t) oder die beliebig

definierbaren Abbildungen f *(t), f ₂ ^# (t), ..., fμ ( ) von einem Signal s ^# (t) oder mehreren Signalen s *(t), s ₂ ^# (t), ..., s _n ^# (t) - lassen sich die Invarianten gemäss

Offenbarung der Erfindung bestimmen und gezielt

gewerblich-technisch (beispielsweise zur Auswertung von einzelnen Signalen oder zur Verarbeitung oder

Optimierung beliebiger Signal- oder

Übertragungsparameter) verwenden. Die Anwendung des Erfindungsgegenstandes ist somit nicht auf obige

Beispiele beschränkt, sondern orientiert sich

grundsätzlich an der beschriebenen

Invariantenbestimmung für beliebige Signale oder

Signalabschnitte beliebiger Länge gemäss Offenbarung der Erfindung.

Literaturnachweis

David Hilbert: Über die vollen Invariantensysteme Mathematische Annalen Bd.42, S. 313 — 373

(1893). - Springer: Berlin, Heidelberg 1970.

Henrik Schulze: Digital Audio Broadcasting .

Das Übertragungssystem im Mobilfunkkanal. —

Seminarskriptum der Universität-Gesamthochschule Paderborn (2002).

www. fh-meschede .de/public /schulze/docs/dab- seminar . pdf

3. Ree. ITU-R BS.1770