Die vorliegende Anmeldung nimmt die Prioritäten der deutschen Patentanmeldung 10 2017 111 489.0 vom 24. Mai 2017 und der europäischen Patentanmeldung 17 181 172.2 vom 13. Juli 2017 in Anspruch, deren Inhalt hiermit durch Bezugnahme in den Gegenstand der vorliegenden Patentanmeldung einbezogen wird.

Die Erfindung betrifft eine Vorrichtung und ein Verfahren zum Vermessen einer Messkapazität, bei der es sich insbesondere um die Messkapazität eines kapazitiv arbeitenden Sensors handelt. Die Erfindung betrifft darüber hinaus auch die Vermessung eines potentiellen parasitären ohmschen Widerstands, der entweder konstruktionsbedingt oder auf Grund der Umgebungsbedingungen oder altersbedingt existiert bzw. entsteht und parallel zur Messkapazität liegt. Die erfindungsgemäße Vorrichtung bzw. das erfindungsgemäße Verfahren dienen insbesondere der Kompensation der Einflüsse eines derartigen parasitären ohmschen Widerstands bei der Bestimmung der Messkapazität.

Die Erfindung ist auf eine mikroelektronisch integrierbare Messschaltung für Kapazitätswerte einer unbekannten Kapazität gerichtet. Es ergibt sich die Möglichkeit einer störunempfindlichen hochauflösenden Messung einer (Sensor- Kapazität oder des Kapazitätsverhältnisses zweier ratiometrischer Sensorkapazitäten, d.h. einer differenziellen Sensorkapazität.

Allgemeine Einleitung Die Mehrzahl der im Stand der Technik bekannten Sensoren sind kapazitive Sensoren. Vor diesem Hintergrund ist die effiziente Messung von Kapazitäten ein permanentes Problem kapazitiver Sensoriken. Dabei ist ferner zu berücksichtigen, dass sich parasitäre Effekte auf Grund von Umgebungsbedingungen, denen ein kapazitiv arbeitender Sensor ausgesetzt ist, und auf Grund von Alterung ändern können. Kapazitive Sensoren sind beispielsweise in US-A-5 726 579 und US-B-8 836 349 beschrieben.

Stand der Technik Allgemeiner Überblick über den Stand der Technik

Die am weitesten verbreiten Lösungen zur Kapazitätsmessung basieren auf Switched-Capacitor (SC) Schaltungen, Diese haben den Prinzip bedingten Nachteil einer sehr hohen Empfindlichkeit auf Störungen bei vielfachen Harmonischen ihrer Abtastfrequenz und scheiden zur Kapazitätsmessung in vielen Anwendungsfällen daher von vornherein aus.

Das Folgende fokussiert sich daher auf Verfahren, die die Kapazität mittels eines Schwingkreises sinusförmig anregen. Diese haben technisch keinerlei Bezug zu SC-Schaltungen, so dass auf SC-Schaltungen im Folgenden nicht weiter eingegangen werden muss.

DD-A-282 769 offenbart eine Kapazitätsmessvorrichtung mit zwei identischen Quarzoszillatoren und einem Referenzkondensator (Trimmerkondensator).

DE-A-36 39 070 beschreibt die Bildung des Frequenzverhältnisses einer Referenzkapazität und einer zu vermessenden Kapazität zur Kapazitätsbestimmung. US-A-5 963 043 betrifft die Messung einer unbekannten Kapazität unter Verwendung dreier identischer Ringoszillatoren.

Sinus-Oszillator basierte Lösungen Mit der im Stand der Technik verfügbaren integrierten Schaltung FDC2112 werden Sensorkapazitäten mittels eines Schwingkreises vermessen (siehe dazu FDC2xlx EMI-Resistant 28-Bit,12-Bit Capacitance-to-Digital Converter for Proximity and Level Sensing Applications, Texas Instruments, SNOSCZ5A - June 2015 - REVISED JUNE 2015). Dazu ist pro Sensor eine externe Spule vorgesehen. Mit Hilfe der externen Spule wird ein LC-Schwingkreis aufgebaut und mittels Komponenten, die sich innerhalb der integrierten Schaltung befinden, wird diese Schwingung entdämpft. Eine solche Schaltung wird im Englischen auch als Resonant Driver bezeichnet. Ein Referenztakt wird verwendet, um die Anzahl der Schwingungen und deren Dauer zu zählen und so einen Digitalwert als Messwert zu erhalten. Aus der Schwingfrequenz gemäß der Formel

kann die Kapazität berechnet werden. Der Vorteil des Verfahrens ist, dass die Schwingung fast ausschließlich von dem Wert der externen Induktivität L (nachfolgend mit LMEAS bezeichnet) und dem Wert der zu vermessenden Kapazität C (nachfolgend mit C _var bezeichnet) abhängt. Somit ergibt sich kein Messfehler durch Drifteffekte oder Temperatureffekte von Komponenten der integrierten mikroelektronischen Schaltung.

Des Weiteren weist das Schwingkreis-Prinzip eine hohe Störfestigkeit außerhalb der Resonanzfrequenz des LC-Schwingkreises auf. Nachteilig ist jedoch, dass eine externe Induktivität L konzeptbedingt zwingend erforderlich ist. Eine solche externe Induktivität (LMEAS) verursacht, verglichen mit einer reinen integrierten mikroelektronischen Lösung, relativ hohe Kosten. Außerdem kann die Schwingfrequenz des LC-Schwingkreises nicht dynamisch verändert werden, da sie ausschließlich von der externen Bestückung und dem Messobjekt abhängig ist. Somit lässt sich keine Gegenstrategie dergestalt entwickeln, bei Störungen, die im Bereich der Resonanzfrequenz auftreten, die Frequenz des LC- Schwingkreises zu verändern. Insbesondere ist kein Frequency-Hopping, d.h. kein stochastisches Verändern der Schwingfrequenz mit der Zeit, möglich. Auch spiegeln sich bei dieser Methode aus dem Stand der Technik Nachteile aufgrund der Messinduktivität (LMEAS) im Verhalten der Messvorrichtung wider. Dies sind beispielsweise die Drift- und Temperaturabhängigkeit der externen Messinduktivität.

Aus diesem Grund werden im Folgenden integrierbare Schaltungskonzepte betrachtet, die möglichst ohne externe Komponenten auskommen. State-Variable Oscillator

Aus dem Stand der Technik ist ein Schwingkreis-Typ bekannt, der im Englischen auch als "State-Variable Oscillator" bezeichnet wird. Er eignet sich besonders gut. Bei diesem Schwingkreis-Typ können die Effekte parasitischer Störkapazitäten des Sensors besonders gut eliminiert werden.

Es handelt sich um ein bekanntes klassisches, analoges Prinzip. Dieses Prinzip ist beispielsweise im Dokument Jim Lepkowski, Christopher Young, "State-Variable Oscillator Suits Ratiometric Capacitive Sensors", Electronic Design Sept. 30, 2002, beschrieben. Eine weitere Erklärung findet sich im Dokument Jim Lepkowski, Christopher Young "Designing RC Oscillator Circuits with Low Voltage Operational Amplifiers and Comparators for Precision Sensor Applications" Semiconductor Components Industries, LLC, 2002, Publication Order Number AND 80547D. Dort wird auch die Anwendung zur Messung von Kapazitäten beschrieben. Die Kapazität wird hier mittels eines einzigen Schwingkreises ermittelt. Außerdem wird der Schwingkreis nicht geregelt entdämpft. Die Amplitudenbegrenzung findet mittels Sättigung des Rückkoppelschaltkreises des Schwingkreises statt. Hieraus ergeben sich gegenüber der nachfolgend vorgeschlagenen Lösung folgende Nachteile:

Das Messergebnis hängt stark von der Streuung und dem Temperaturgang der Widerstände innerhalb der mikroelektronisch integrierten Schaltung ab. Diese Streuungen und parasitären Temperaturgänge müssen aufwändig kompensiert werden.

Die einfache Amplituden-Sättigung zur Amplitudeneinstellung führt typischerweise zu einem nicht-idealem Verhalten, woraus sich auch nach digitaler Korrektur der Wurzelfunktion eine Nichtlinearität ergibt. Im Stand der Technik ist keine Strategie für den Fall beschrieben, dass eine externe Störung im Bereich der Resonanzfrequenz auftritt.

Aus Abdul Shakoor Nizamani, "Measurements of capacitance using identical oscillators" International Journal of Electronics, Volume 75, 1993, Issue 5, ist die Verwendung zweier identischer Oszillatoren bekannt. Dabei wird ein Oszillator als Referenzoszillator verwendet. Das Ergebnis wird durch vergleichendes Zählen der Schwingungsperioden innerhalb eines Zeitfensters ermittelt. Die dort beschriebene Schaltung ist diskret aufgebaut. Die zu vermessende Kapazität (Cvar) wird durch ein dreieckförmiges Signal angeregt.

Diese Vorrichtung aus dem Stand der Technik hat folgende Vorteile :

Die Temperaturdrift ist ausgeglichen, wenn man annimmt, dass beide Oszillatoren sich nicht unterscheiden. Das Verhältnis der Frequenz (f _re f) des Ausgangssignals des Referenzoszillators zur Frequenz (fMEAs) des Messoszillators, der die zu vermessende Kapazität (C _var ) umfasst, ist gleich dem Verhältnis des Kapazitätswerts der zu vermessenden Kapazität (C _var ) zum Kapazitätswert der Referenzkapazität (C _re f) des Referenzoszillators. Es gilt also

J f mess _ 1^ C ref

J f rcf C mess Hierbei ist k eine Proportionalitätskonstante. Somit ist anders als in der zuvor beschriebenen Technik aus dem Stand der Technik ein Quadrieren des Frequenzverhältnisses zur Eliminierung der Wurzel nicht mehr notwendig. Dies führt zu einem Bit mehr Auflösung bei gleicher Zeitauflösung. Nachteilig bei dem in der Publikation Abdul Shakoor Nizamani, "Measurements of capacitance using identical oscillators" International Journal of Electronics Volume 75, 1993, Issue 5, beschriebenen Verfahren ist die dreieckförmige Anregung der zu bestimmenden Kapazität (C _var ) und der Referenzkapazität (C _re f) . Der Grund ist die Verwendung von Oberwellen, was zu einer Störanfälligkeit gegenüber EMV-Einflüssen führt (EMV=elektromagnetische Verträglichkeit). So können Störquellen in die Sensoranordnung einstrahlen und das Messergebnis auf den Oberwellen beeinflussen. Außerdem geht bei Oszillatoren, wie z.B. klassischen RC-Oszillatoren, bei denen eine Rampe an die Kapazität angelegt wird, das Temperaturverhalten z.B. des Komparators und des Umschaltens in nichtlinearer Weise in die Frequenz ein. Somit wird ein nichtlinearer Temperaturkoeffizient erzeugt. Außerdem ermöglicht simples Zählen nicht die geforderte Auflösung in den benötigten Zeitfenstern. Weitere Oszillator-basierte Lösungen für die Messung der Größe von elektrischen Kapazitäten sind in EP-A-0 213 727, EP-B-0 411 058, EP-B-0 494 926, DE-C-40 33 053, US-A-2011/012618, JP-A-2003 107026, EP-A-1 862 806 und NIZAMANI A S: "Measurement of capacitance using identical oscillators", Internation Journal of Electronics, Taylor and Francis, LTD., London, GB, Bd. 75, Nr. 5, 1. November 1993, Seiten 979-983, XP000422097, ISSN : 0020-7217, beschrieben.

Aufgabe der Erfindung Eine Aufgabe der Erfindung ist es daher, eine Lösung zu schaffen, die die obigen Nachteile des Stands der Technik nicht aufweist und weitere Vorteile bietet, und zwar insbesondere den Vorteil, die Einflüsse parasitärer ohmscher Widerstände auf das Messergebnis zu reduzierten bzw. zu kompensieren. Ferner soll die Messung und Digitalisierung eines Kapazitätswertes ermöglicht werden. Ein solcher Wandler wird auf Englisch auch als Capacitance-to-Digital- Converter (CDC) bezeichnet. Dieser soll eine geringe Empfindlichkeit gegenüber Einstrahlungen in einem weiten Frequenzbereich (beispielsweise kHz bis Ghz) aufweisen. Gleichzeitig soll er eine hohe Auflösung (< lfF/LSB) bei 1ms Messzeit und eine absolute Genauigkeit aufweisen. Es soll sich des Weiteren um eine vollintegrierbare Lösung handeln, die keine externe Referenzkapazität oder externe Induktivität außerhalb der integrierten mikroelektronischen Schaltung, die die vollintegrierbare Lösung umfasst, benötigt.

Lösung der Aufgabe

Zur Lösung der Aufgabe wird mit der Erfindung eine Vorrichtung zur Vermessung einer Messkapazität vorgeschlagen, die versehen ist mit

einem Messoszillator, an den die einen Kapazitätswert aufweisende

Messkapazität anschließbar ist,

- wobei der Messoszillator ein Ausgangssignal aufweist, dessen Frequenz zumindest auch durch den Kapazitätswert der Messkapazität bestimmt ist, einem Referenzoszillator, der eine Referenzkapazität mit bekanntem

Kapazitätswert aufweist, wobei der Referenzoszillator ein Ausgangssignal aufweist, dessen Frequenz zumindest auch durch den Kapazitätswert der Referenzkapazität bestimmt ist,

einer Auswerteeinheit, die das Verhältnis aus der Frequenz des Referenzoszillator-Ausgangssignals und der Frequenz des Messoszillator-

Ausgangssignals bildet und dieses Verhältnis quadriert, wobei das Ergebnis dieser Quadrierung den Kapazitätswert der Messkapazität repräsentiert, einem Messoszillatorregler zur Regelung der Amplitude des Ausgangssignals des Messoszillators auf einen Sollwert und

- einem Referenzoszillatorregler zur Regelung der Amplitude des Ausgangssignals des Referenzoszillators auf einen Sollwert,

wobei der Messoszillatorregler eine Regel- oder Stellgröße aufweist, die einen potentiellen, parallel zur Messkapazität geschalteten parasitären ohmschen Widerstand repräsentiert, womit dieser potentielle parasitäre ohmsche Widerstand durch den Messoszillatorregler kompensierbar ist, und wobei der Referenzoszillatorregler eine Regel- oder Stellgröße aufweist, die einen potentiellen, parallel zur Referenzkapazität geschalteten parasitären ohmschen Widerstand repräsentiert, womit dieser potentielle parasitäre ohmsche Widerstand durch den Referenzoszillatorregler kompensierbar ist.

Ferner wird zur Lösung der obigen Aufgabe mit der Erfindung ein Verfahren zum Vermessen einer Messkapazität vorgeschlagen, das die folgenden Schritte umfasst:

Erzeugen eines ersten Oszillatorsignals mittels eines ersten Messoszillators, dessen Frequenz von dem Kapazitätswert der zu vermessenden

Messkapazität abhängt,

Erzeugen eines zweiten Oszillatorsignals vom gleichen Typ wie das erste Oszillatorsignal mittels eines Referenzoszillators, dessen Frequenz von dem bekannten Kapazitätswert einer Referenzkapazität abhängt,

- Ermitteln des Verhältnisses aus der Frequenz des zweiten Oszillatorsignals und der Frequenz des ersten Oszillatorsignals,

Quadrieren des Werts dieses Verhältnisses, wobei das Ergebnis der Quadrierung den Kapazitätswert der Messkapazität repräsentiert, Regeln der Amplitude des ersten Oszillatorsignals auf einen vorgebbaren Sollwert mittels eines ersten Reglers, der eine Regel- oder Stellgröße erzeugt,

Regeln der Amplitude des zweiten Oszillatorsignals auf einen vorgebbaren Sollwert mittels eines zweiten Reglers, der eine Regel- oder Stellgröße erzeugt,

wobei die Regel- oder Stellgröße des ersten Reglers einen potentiellen, parallel zur Messkapazität geschalteten parasitären ohmschen Widerstand repräsentiert,

- wobei gegebenenfalls die Regel- oder Stellgröße des zweiten Reglers einen potentiellen, parallel zur Referenzkapazität geschalteten parasitären ohmschen Widerstand repräsentiert und

wobei durch den ersten und gegebenenfalls auch den zweiten Regler Einflüsse der jeweiligen potentiellen parasitären ohmschen Widerstände kompensiert werden.

Nach der Erfindung ist also sinngemäß vorgesehen, den Kapazitätswert einer zu vermessenden Messkapazität mit Hilfe zweier im Wesentlichen identisch aufgebauter Oszillatoren, nämlich dem Messoszillator und dem Referenzoszillator zu ermitteln. Die beiden Oszillatoren sind bis auf die jeweiligen für die Oszillationsfrequenz mitverantwortlichen Kapazitäten, nämlich die Messkapazität und die Referenzkapazität, identisch aufgebaut. Insoweit handelt es sich um "gematchte" Oszillatoren. Die Oszillatoren brauchen nicht von einem speziellen Typ zu sein. Allerdings ist es von Vorteil, vergleichsweise störunempfindliche Oszillatoren einzusetzen, also Oszillatoren einzusetzen, die beispielsweise eine hohe Güte aufweisen, EMV robust sowie robust gegen andere Störungen sind. Als vorteilhaft haben sich Sinussignaloszillatoren, Dreiecksignal- oder auch Rechtecksignaloszillatoren erwiesen. Aber auch Oszillatorschaltungen mit Phasenschiebern, Integratoren, Invertern etc. lassen sich einsetzen.

Erfindungsgemäß werden die Frequenzen der Ausgangs- bzw. Oszillatorsignale beider Oszillatoren ins Verhältnis miteinander gesetzt, wobei das Ergebnis des Verhältnisses quadriert wird. Das Ergebnis dieser Quadrierung wiederum repräsentiert den Wert der Messkapazität.

Beide Oszillatoren weisen jeweils eine Amplitudenregelung auf. Erfindungsgemäß ist es dabei nun möglich, mittels der Regel- bzw. Stellgröße beider Amplitudenregler potentielle parasitäre ohmsche Widerstände der Oszillatorschaltungen zu kompensieren. Derartige parasitäre ohmsche Widerstände entstehen beispielsweise zwischen den Zuleitungen zur Messkapazität, bei der es sich beispielsweise um die Kapazität eines kapazitiv arbeitenden Sensors handelt, der Umgebungsbedingungen ausgesetzt ist. So kann beispielsweise Schmutz bzw. Feuchtigkeit dazu führen, dass parasitäre ohmsche Effekt auftreten. Diese werden erfindungsgemäß kompensiert, und zwar durch die Amplitudenregler. Darüber hinaus können die Regel- bzw. Stellgrößen beider Regler dazu genutzt werden, auf die Größe/Veränderung eines parasitären ohmschen Widerstands zu schließen,

Normalerweise ist die Referenzkapazität gegenüber Umwelteinflüssen geschützt, da diese Referenzkapazität ja selbst zu Messzwecken nicht eingesetzt wird. Sie dient erfindungsgemäß lediglich zur Bestimmung der Messkapazität, und zwar indirekt. Dazu braucht die Referenzkapazität also anders als die Messkapazität den jeweiligen Bedingungen der Umgebung, in der ein Messsensor eingesetzt wird, nicht ausgesetzt zu sein. Nichtsdestotrotz kann aber auch hier beispielsweise auf Grund von Alterung ein parasitärer ohmscher Widerstand entstehen bzw. ein solcher gegebenenfalls vorhandener ohmscher Widerstand sich im Laufe der Zeit verändern. Für die Erfindung ist vor allem die Kompensation bzw. Erkennung der Einflüsse eines potentiellen parasitären Parallelwiderstands zur Messkapazität entscheidend. Die Möglichkeit, auch parasitäre ohmsche Effekte der Referenzkapazität kompensieren bzw. bestimmen zu können, ist nicht zwingend erforderlich und stellt eine vorteilhafte Ausgestaltung der Erfindung dar.

Mit dem erfindungsgemäßen Verfahren und der erfindungsgemäßen Vorrichtung ist es also möglich, den Realteil und den Imaginärteil der Impedanz aus der Messkapazität und dem parasitären ohmschen Widerstand zu bestimmen. Während die Frequenz den Imaginärteil dieser Impedanz mitbestimmt (bei einem parasitären Widerstand von 0 Ohm bzw, bei einem nicht vorhandenen Realteil repräsentiert die Frequenz die Messkapazität), ist die Regel- bzw. Stellgröße der Oszillationssignalamplitudenregelung vor allem dann ein Maß für den Realteil, d.h. für den parasitären Widerstand, wenn die vom Regler anzusteuernde Vorrichtung ein parallel zum parasitären Widerstand der Messkapazität geschalteter verstellbarer virtuell negativer Widerstand o.dgl. dem Fachmann grundsätzlich bekanntes aktives Element mit äquivalenter elektrischer Wirkung ist, nämlich durch Einbringen von elektrischer Energie in den Messoszillator durch den parasitären Widerstand verursachte Verluste kompensieren zu können. Wenn sich der parasitäre Widerstand im Laufe der Zeit verändert, kann also eine derartige Veränderung kompensiert werden, so dass sich insgesamt wieder ein Realteil von 0 einstellt und sich die Veränderung letztendlich nicht auf die Genauigkeit auswirkt, mit der die eigentlich interessierende Messgröße, nämlich der Wert der Messkapazität auswirkt.

In vorteilhafter Weise ist vorgesehen, dass parallel zur Messkapazität und/oder parallel zur Referenzkapazität jeweils ein veränderbarer, virtuell negativer Widerstand geschaltet ist, der in Abhängigkeit von der Regel- oder Stellgröße des Messoszillatorreglers bzw. des Referenzoszillatorreglers einstellbar ist.

Bei einer Variante der Erfindung kann vorgesehen sein, dass sowohl der Messoszillator als auch gegebenenfalls der Referenzoszillator eine die Mess- bzw. Referenzkapazität aufweisende Ringschaltung aufweist, die ferner versehen ist mit

- einem ersten Integrator mit einem Eingang und einem Ausgang,

einem Inverter mit einem Eingang und einem Ausgang, wobei der Eingang des Inverters mit dem Ausgang des ersten Integrators gekoppelt ist, und einem zweiten Integrator mit einem Eingang und einem Ausgang, wobei der Eingang des zweiten Integrators mit dem Ausgang des Inverters gekoppelt und der Ausgang des zweiten Integrators mit dem Eingang des ersten

Integrators gekoppelt ist,

wobei der erste Integrator sowohl des Messoszillators als auch des Referenzoszillators einen parallel zur Mess- bzw. Referenzkapazität geschaltetes Bauteil mit einem veränderbaren virtuell negativen Widerstand aufweist, der in Abhängigkeit von der Regel- oder Stellgröße des Messoszillatorreglers bzw. des Referenzoszillatorreglers veränderbar ist.

In zweckmäßiger Weise kann vorgesehen sein, dass eine Übersteuerung sowohl des Messoszillatorreglers als auch gegebenenfalls des Referenzoszillatorreglers zur Erkennung von externen Störern nutzbar ist.

Gemäß einer weiteren Ausgestaltung der Erfindung ist es möglich, dass die Vorrichtung bei mehr als einer Frequenz des Referenzoszillator-Ausgangssignals betreibbar ist und/oder die Vorrichtung dazu ausgelegt ist, mit mehr als einer Frequenz des Messoszillator-Ausgangssignals betreibbar ist.

Schließlich kann auch vorgesehen sein,

dass die Frequenz der Ausgangssignale sowohl des Messoszillators als auch des Referenzoszillators von Widerständen des betreffenden Oszillators abhängen,

dass der Messoszillator diese Widerstände aufweist,

dass der Referenzoszillator die gleichen Widerstände in gleicher Ausführung aufweist und

- dass zumindest einer dieser Widerstände sowohl im Messoszillator als auch im Referenzoszillator in gleicher Weise jeweils umschaltbar oder veränderbar ist.

Bei einer vorteilhaften Ausgestaltung des erfindungsgemäßen Verfahrens ist vorgesehen, dass die Schritte des Ermitteins des Verhältnisses aus der Frequenz des zweiten Oszillatorsignals und der Frequenz des ersten Oszillatorsignals und des Quadrierens des Werts dieses Verhältnisses die folgenden Schritte umfasst:

Erzeugen eines ersten digitalen oder binären Datenstroms aus dem ersten Oszillatorsignal, insbesondere mittels eines ersten Analog-zu-Digital- Wandlers, wobei der erste digitale oder binäre Datenstrom einen ersten und einen zweiten logischen Zustand einnehmen kann,

Erzeugen eines zweiten digitalen oder binären Datenstroms aus dem zweiten Oszillatorsignal, insbesondere mittels eines zweiten Analog-zu- Digital-Wandlers, wobei der zweite digitale oder binäre Datenstrom einen ersten und einen zweiten logischen Zustand einnehmen kann, Erzeugen von Hochfrequenzzählpulsen, insbesondere mittels eines Hochfrequenz-Oszillators,

Inkrementieren eines ersten Zählwerts, wenn der erste digitale oder binäre

Datenstrom sich im zweiten logischen Zustand befindet,

Inkrementieren eines zweiten Zählwerts, wenn der zweite digitale oder binäre Datenstrom sich im zweiten logischen Zustand befindet,

mit dem Wechsel des logischen Zustands des ersten digitalen oder binären

Datenstroms vom zweiten logischen Zustand erfolgendes Übernehmen des ersten Zählwerts als ersten Ergebniswert, und zwar bevorzugt mit anschließendem Zurücksetzen des ersten Zählwerts,

mit dem Wechsel des logischen Zustands des zweiten digitalen oder binären Datenstroms vom zweiten logischen Zustand in den ersten logischen Zustand erfolgendes Übernehmen des zweiten Zählwerts als zweiten Ergebniswert, und zwar bevorzugt mit anschließendem Zurücksetzen eines zweiten Zählwerts, und

Dividieren des zweiten Ergebniswerts durch den ersten Ergebniswert und Quadrierung des Ergebnisses dieser Division.

Die Erfindung wird nachfolgend anhand der Zeichnung näher erläutert. Im Einzelnen zeigen dabei :

Fig. 1 schematisch vereinfacht die vorgeschlagene Vorrichtung zur

Bestimmung des Kapazitätswerts einer zu vermessenden Kapazität

Fig. 2 schematisch vereinfacht einen geeigneten Sinusoszillator als

Messoszillator (Q EAS) ,

Fig. 3 schematisch vereinfacht einen geeigneten Sinusoszillator als

Referenzoszillator (QREF),

Fig. 4 schematisch vereinfacht die vorgeschlagene Vorrichtung zur

Bestimmung des Kapazitätswertverhältnisses eines zu vermessenden Kapazitätspaars (C _va ri, C _va r2), Fig. 5 schematisch vereinfacht einen geeigneten Sinusoszillator als Messoszillator (QMEAS) passend zur Fig. 4,

Fig. 6 schematisch vereinfacht einen geeigneten Sinusoszillator als

Referenzoszillator (QREF) passend zur Fig. 4,

Fig. 7 entspricht der Fig. 1 mit zusätzlichen Amplitudenregelungen (AC _REF ,

ACMEAS), Fig. 8 schematisch vereinfacht einen geeigneten Sinusoszillator als

Messoszillator (QMEAS) passend zur Fig. 7 als Beispiel für einen möglichen amplitudenregelbaren Sinus-Oszillator,

Fig. 9 schematisch vereinfacht einen geeigneten Sinusoszillator als

Referenzoszillator (QREF) passend zur Fig. 7 als Beispiel für einen möglichen amplitudenregelbaren Sinus-Oszillator,

Fig. 10 eine geeignete Amplitudenregelung (ACM _EA S) für den Messoszillator

(QMEAS) entsprechend Fig. 7,

Fig. 11 eine geeignete Amplitudenregelung (ACREF) für den Referenzoszillator

(QREF) entsprechend Fig. 7,

Fig. 12 schematisch vereinfacht einen geeigneten Sinusoszillator am Beispiel des Mesoszillators (QMEAS) mit einem zusätzlichen vierten Widerstand

(R4),

Fig. 13 schematisch vereinfacht einen geeigneten Sinusoszillator am Beispiel des Referenzoszillators (Q _R EF) mit einem zusätzlichen einstellbaren fünften Widerstand (R6) und einer zusätzlichen Kapazität (C3),

Fig. 14 die Empfindlichkeitskurve der Oszillatorschaltungen (y-Achse) in

Abhängigkeit von der Störerfrequenz (f _s ) (x-Achse), Fig. 15 dient zur Erläuterung des Frequency-Hoppings, Fig. 16 ein Blockschaltbild für einen virtuell negativen Widerstand, wie er in den Schaltungen gemäß den Fign. 8 und 9 verwendet wird, und

Fig. 17 eine Schaltung zur Realisierung eines virtuell negativen Widerstands, also eines aktiven Elements zur Einbringung von Energie in den jeweiligen Oszillator.

Die Erfindung wird nachfolgend anhand der Realisierung der beiden Oszillatoren als Sinussignal-Schwingkreise bzw. -Oszillatoren beschrieben.

Ganz allgemein ausgedrückt, basiert die Erfindung auf dem Frequenzvergleich zweier Sinusschwingkreise zur Bestimmung des Kapazitätswerts einer zu vermessenden Kapazität (C _var ), wobei durch die entstehende sinusförmige Anregung der zu vermessenden Kapazität (C _var ) und einer Referenzkapazität (Cref) die Empfindlichkeit gegenüber externen Einstrahlstörungen im Gegensatz zum Stand der Technik verringert wird.

Die Frequenz eines Oszillators, der Teil einer mikroelektronisch integrierten Schaltung ist, hängt prinzipbedingt zumindest von den verwendeten Widerständen, die Teil dieser mikroelektronisch integrierten Schaltung sind, den Kapazitätswerten der Kapazitäten, die ebenfalls Teil dieser mikroelektronisch integrierten Schaltung (IC) sind, ab. Diese Kapazitäten werden im Folgenden als On-Chip-Kapazitäten bezeichnet. Die entsprechenden Widerstände werden im Folgenden als ON-Chip-Widerstände bezeichnet. On-Chip-Kapazitäten zeigen erfahrungsgemäß eine für die erfindungsgemäße Anwendung hinreichend hohe Temperaturstabilität. Die On-Chip-Widerstände jedoch zeigen im Allgemeinen eine hohe Temperaturabhängigkeit (typischer Weise ca. 5%). Damit geht die Temperaturabhängigkeit der On-Chip-Widerstände typischerweise proportional in die Schwingfrequenz des jeweiligen Oszillators ein. Besonders bevorzugt werden für die integrierte Schaltung (IC) gleiche Widerstandstypen verwendet. Somit kann erreicht werden, dass sich die Temperaturabhängigkeit auf alle platzierten Widerstände gleichartig auswirkt, d.h. die Widerstände ihr Verhältnis zueinander hinreichend genau beibehalten. Man spricht bei einem solchen Vorgehen auch von "matchen". Damit lässt sich der Einfluss der Widerstandsdrift auf das Messergebnis weitestgehend eliminieren. Die erfindungsgemäß vorgeschlagene Vorrichtung wird an Hand von Fig. 1 erläutert. Die zu vermessende Kapazität (C _var ) besitzt einen ersten Anschluss und einen zweiten Anschluss. Der erste Anschluss der zu vermessenden Kapazität (C _V ar) ist an einem ersten Anschluss (Var) eines Messoszillators (Q _ME A _S ) angeschlossen. Der zweite Anschluss der zu vermessenden Kapazität (C _var ) ist an einem zweiten Anschluss (Det) eines Messoszillators (QM _E AS) angeschlossen. Dieser Messoszillator (QMEAS) erzeugt ein erstes (oder Mess-)Oszillatorsignal (SMEAS) . Die Referenzkapazität (C _re f) besitzt einen ersten Anschluss und einen zweiten Anschluss. Die Referenzkapazität (C _re f) ist an ihrem ersten Anschluss mit einem ersten Anschluss (Nl) eines Referenzoszillators (QREF) angeschlossen. Die Referenzkapazität (C _re f) ist an ihrem zweiten Anschluss mit einem zweiten Anschluss (N2) eines Referenzoszillators (QREF) angeschlossen. Dieser erzeugt ein zweites (oder Referenz-)Oszillatorsignal (SREF). Diese beiden Oszillatoren (QM _E A _S , QREF) stellen gleiche mikroelektronische Schaltungsteile einer mikroelektronischen Schaltung (IC) dar. Vorzugsweise sind sie "matchend" ausgeführt. Das bedeutet, dass das Layout dieser mikroelektronischen Schaltungsteile vorzugsweise in gleicher Weise ausgeführt ist. Die parasitären Eigenschaften dieser beiden Oszillatoren (QREF, QMEAS) sollten daher typischerweise in gleicher Art driften. Vorzugsweise werden die Schaltungsteile der beiden Oszillatoren (QMEAS, QREF) auf einem Kristall der mikroelektronischen Schaltung (IC) so nah beieinander platziert, dass sie sich im gleichen thermischen Zustand befinden.

Das erste Oszillatorsignal (S _ME AS) wird bevorzugt in einem optionalen ersten Tiefpass (LPF1) gefiltert und durch einen ersten Analog-zu-Digital-Wandler (INV1), vorzugsweise einen einfachen Inverter oder dergleichen, in einen ersten digitalen oder binären Datenstrom (dsl) gewandelt.

Das zweite Oszillatorsignal (SREF) wird bevorzugt in einem zweiten Tiefpass (LPF2) gefiltert und durch einen zweiten Analog-zu-Digital-Wandler (INV2), vorzugsweise einen einfachen Inverter oder dergleichen, in einen zweiten digitalen oder binären Datenstrom (ds2) gewandelt. Dividiert man die Frequenz (f _RE F) des zweiten Oszillatorsignals (SREF) durch die Frequenz (fMEAs) des ersten Oszillatorsignals (SMEAS), so ergibt sich bei der Verwendung von Sinusoszillatoren folgender Zusammenhang zwischen dem Messwert der zu vermessenden Kapazität (C _var ) und dem Kapazitätswert der Referenzkapazität (C _re f) :

J REF

ar ^ ref

V flMEAS J

Das Messsignal ist nun nur noch von dem Wert der Referenzkapazität (C _re f), die bevorzugt Teil der mikroelektronisch integrierten Schaltung (IC) ist, beeinflusst. Deren Temperaturdrift ist typischerweise konstruktivbedingt vorbestimmt und kann während der Fertigung bestimmt werden.

Zur Messung des Frequenzverhältnisses (fREF/fMEAs) müssen die Schwingungen des ersten Oszillatorsignals (SMEAS) und die des zweiten Oszillatorsignals (S _RE F) gegeneinander gezählt werden. Einfaches Zählen wie in Abdul Shakoor Nizamani, "Measurements of capacitance using identical oscillators" International Journal of Electronics Volume 75, 1993, Issue 5, ergibt jedoch nicht die geforderte Auflösung pro Zeit. Es wurde daher bei der Ausarbeitung dieses Vorschlags erkannt, dass es vorteilhaft ist, die Phasenlagen gegeneinander auszumessen. Dies erfolgt durch die Verwendung eines zusätzlichen Hochfrequenz-Oszillators (HF-OSC), der Hochfrequenzzählpulse erzeugt. Die Anforderungen an diesen Hochfrequenzoszillator (HF-OSC) sind nicht sehr hoch, da dessen absolute Frequenz nicht relevant ist und der Hochfrequenzoszillator (HF-OSC) nur zum Vergleich der beiden Hauptoszillatoren gemäß dem hier vorgestellten Vorschlag benutzt wird.

Ein mögliches Verfahren zum Messen des Frequenzverhältnisses ( REF/fMEAs) benutzt einen ersten Teiler (Dl). Der erste Teiler (Dl) teilt die Frequenz des ersten digitalen oder binären Datenstroms (dsl) durch einen Faktor n und erzeugt damit einen dritten digitalen oder binären Datenstrom (ds3). Der dritte digitale oder binäre Datenstrom (ds3) kann bevorzugt einen ersten logischen Pegel und einen zweiten logischen Pegel annehmen. Ein erster Zähler (CNT1) zählt die Hochfrequenzzählpulse des Hochfrequenz-Oszillators (HF-OSC) für die Zeitdauer, für die der dritte digitale oder binäre Datenstrom (ds3) den ersten logischen Pegel annimmt. Mit Erscheinen des zweiten logischen Pegels auf dem dritten digitalen oder binären Datenstrom (ds3) stoppt der erste Zähler (CNTl) die Zählung und das erste Zählergebnis erscheint am Ausgang des ersten Zählers (CNTl). Mit erneutem Erscheinen eines ersten logischen Pegels auf dem dritten digitalen oder binären Datenstrom (ds3) beginnt der erste Zähler (CNTl) die Zählung von Neuem, vorzugsweise bei null. Das vorhergehende erste Zählergebnis wird dabei bevorzugt weiter ausgegeben.

Dieses potentiell einsetzbare Verfahren zum Messen des Frequenzverhältnisses (f EF/fMEAs) verwendet des Weiteren einen zweiten Teiler (D2). Der zweite Teiler (D2) teilt die Frequenz des zweiten digitalen oder binären Datenstroms (ds2) durch einen Faktor m und erzeugt einen vierten digitalen oder binären Datenstrom (ds4). Der vierte digitale oder binäre Datenstrom (ds4) kann bevorzugt einen ersten logischen Pegel und einen zweiten logischen Pegel annehmen. Ein zweiter Zähler (CNT2) zählt die Hochfrequenzzählpulse des Hochfrequenz-Oszillators (HF-OSC) für die Zeitdauer, für die der vierte digitale oder binäre Datenstrom (ds4) einen ersten logischen Pegel annimmt. Mit Erscheinen des zweiten logischen Pegels auf dem vierten digitalen oder binären Datenstrom (ds4) stoppt der zweite Zähler (CNT2) die Zählung und das zweite Zählergebnis erscheint am Ausgang des zweiten Zählers (CNT2). Mit erneutem Erscheinen des ersten logischen Pegels auf dem vierten digitalen oder binären Datenstrom (ds4) beginnt der zweite Zähler (CNT2) die Zählung von Neuem, vorzugsweise bei null. Das vorhergehende erste Zählergebnis wird dabei bevorzugt weiter ausgegeben.

Der erste digitale oder binäre Datenstrom (dsl) dient nach Teilung durch n also als Torsignal für den ersten Hochfrequenzpulszähler (CNTl). Der zweite digitale oder binäre Datenstrom (ds2) dient entsprechend nach Teilung durch m als Torsignal für den zweiten Hochfrequenzpulszähler (CNT2).

Das vorgeschlagene Verfahren umfasst dann für beispielhaft n und m als natürliche Zahl mit insbesondere n = m = l folgende Schritte:

Schritt 1 : Der erste Hochfrequenzpulszähler (CNTl) und der zweite Hochfrequenzpulszähler (CNT2) werden zurückgesetzt. Schritt 2: Nach dem Eintreffen einer Flanke, nämlich der ersten Startflanke, des ersten digitalen oder binären Datenstroms (dsl) beginnt der erste Hochfrequenzpulszähler (CNT1) die Hochfrequenzzählpulse des Hochfrequenz- Oszillators (HF-OSC) zu zählen. Es kann vorbestimmt werden, ob die erste Startflanke eine fallende Flanke oder eine steigende Flanke oder irgendeine Flanke sein soll. Gleichzeitig beginnt der erste Hochfrequenzpulszähler (CNT1) die folgenden Flanken, die ersten Zählflanken, des ersten digitalen oder binären Datenstroms (dsl) zu zählen. Es kann vorbestimmt werden, ob die ersten Zählflanken fallende Flanken oder eine steigende Flanke oder irgendwelche Flanken sein sollen. D.h., dass der erste Zähler (CNT1) ab der Startflanke des ersten Datenstroms (dsl) bis zum Erreichen der n-ten Zählflanke sowohl deren Anzahl zählt als auch die Anzahl der vom Hochfrequenz-Oszillator (HF-OSC) gelieferten Hochfrequenzzählimpulse bis zum Erreichen der n-ten Zählflanke des ersten Datenstroms (dsl) zählt.

Schritt 3 : Nach dem Eintreffen einer Flanke, der zweiten Startflanke, des zweiten digitalen oder binären Datenstroms (ds2) beginnt der zweite Hochfrequenzpulszähler (CNT2) die Hochfrequenzzählpulse des Hochfrequenz- Oszillators (HF-OSC) zu zählen. Es kann vorbestimmt werden, ob die zweite Startflanke eine fallende Flanke oder eine steigende Flanke oder irgendeine Flanke sein soll. Gleichzeitig beginnt der zweite Hochfrequenzpulszähler (CNT2) die folgenden Flanken, die zweiten Zählflanken, des zweiten digitalen oder binären Datenstroms (ds2) zu zählen. Es kann vorbestimmt werden, ob die zweiten Zählflanken fallende Flanken oder eine steigende Flanke oder irgendwelche Flanken sein sollen. D.h., dass der zweite Zähler (CNT2) ab der Startflanke des zweiten Datenstroms (ds2) bis zum Erreichen der n-ten Zählflanke sowohl deren Anzahl zählt als auch die Anzahl der vom Hochfrequenz- Oszillator (HF-OSC) gelieferten Hochfrequenzzählimpulse bis zum Erreichen der n-ten Zählflanke des zweiten Datenstroms (ds2) zählt.

Die Schritte 2 und 3 laufen zeitlich nach dem ersten Schritt ab. Die Reihenfolge der Schritte 2 und 3 hängt bevorzugt vom Eintreffen der jeweiligen Startflanken für die jeweiligen Zählprozesse ab. Schritt 4: Mit dem Eintreffen der n-ten Zählflanke des ersten Datenstroms (dsl) stoppt der erste Hochfrequenzpulszähler (CNT1) die Zählung der Hochfrequenzzählpulse des Hochfrequenz-Oszillators (HF-OSC) und übernimmt seinen ersten Zählerstand bevorzugt in ein erstes Ausgangsregister und gibt diesen ersten Zählerstand damit aus.

Schritt 5 : Mit dem Eintreffen der m-ten Zählflanke des zweiten Datenstroms (ds2) stoppt der zweite Hochfrequenzpulszähler (CNT2) die Zählung der Hochfrequenzzählpulse des Hochfrequenz-Oszillators (HF-OSC) und übernimmt seinen zweiten Zählerstand bevorzugt in ein zweites Ausgangsregister und gibt diesen zweiten Zählerstand damit aus.

Die Schritte 4 und 5 laufen bevorzugt zeitlich nach den Schritten 1 bis 3 ab. Die Reihenfolge der Schritte 4 und 5 hängt vom Eintreffen der jeweiligen Stopp- Flanken für die jeweiligen Zählprozesse ab.

Das erste Ausgangsregister enthält dann einen mit n multiplizierten Wert, der proportional zum Kehrwert der Frequenz ( MEAs) des ersten Oszillatorsignals (SMEAS) ist.

Das zweite Ausgangsregister enthält dann einen mit m multiplizierten Wert, der proportional zum Kehrwert der Frequenz (f _RE F) des zweiten Oszillatorsignals (SR _EF ) ist.

Somit lässt sich durch einfache Division des Werts des ersten Ausgangsregisters durch den Wert des zweiten Ausgangsregisters im Divisionsblock (/) ein Wert ermitteln, der proportional zu

( J f REF λ

V flMEAS ist. Dabei geht der Faktor n/m ebenfalls proportional mit ein. Somit kann durch eine gezielte Veränderung von n oder m eine Kalibration bzw. Verstärkung erzielt werden. Besonders bevorzugt ist allerdings die Wahl n=m.

Das finale Kapazitätsergebnis (Out) wird durch Quadrierung im Quadrierungsblock ( ^Λ 2) erhalten. Es stellte sich bei der Ausarbeitung des Vorschlags heraus, dass nicht-ideale Eigenschaften der Schaltung, wie parasitäre Kapazitäten und die widerstandsabhängige, endliche Bandbreite von Operationsverstärkern in der Schaltung sich lediglich als temperaturunabhängiger Offset- und Verstärkungsfehler des endgültigen Kapazitätsergebnisses (Out) abbilden. Dieser Fehler kann aber leicht herauskalibriert werden.

Gemäß einer Ausprägung der Erfindung handelt es sich also bei dieser vorteilhafterweise um ein Verfahren zum Ermitteln eines Kapazitätswerts einer zu vermessenden Kapazität (C _va r) umfassend die Schritte :

• Bereitstellen einer Referenzkapazität (C _re f) mit bekanntem Kapazitätswert;

• Erzeugen eines sinusförmigen ersten Oszillatorsignals (SMEAS) mittels eines Messoszillators (QMEAS), dessen Messfrequenz (fMEAs) von dem Kapazitätswert der zu vermessenden Kapazität (C _var ) abhängt;

• Erzeugen eines sinusförmigen zweiten Oszillatorsignals (SREF) mittels eines Referenzoszillators (QREF), dessen Referenzfrequenz (f _RE F) von dem Kapazitätswert der Referenzkapazität (C _re f) abhängt;

• Erzeugen eines ersten digitalen oder binären Datenstroms (dsl) aus dem ersten Oszillatorsignals (SMEAS), insbesondere mittels eines ersten Analog- zu-Digital-Wandlers (INV1), wobei der erste digitale oder binäre Datenstrom (dsl) zumindest einen ersten und einen zweiten logischen Zustand einnehmen kann;

• Erzeugen eines zweiten digitalen oder binären Datenstroms (ds2) aus dem zweiten Oszillatorsignals (SREF), insbesondere mittels eines zweiten Analog-zu-Digital-Wandlers (INV2), wobei der zweite digitale oder binäre Datenstrom (ds2) zumindest einen ersten und einen zweiten logischen Zustand einnehmen kann;

• Erzeugen von Hochfrequenzzählpulsen, insbesondere mittels eines Hochfrequenz-Oszillators (HF-OSC) ;

• Inkrementieren eines ersten Zählwerts, wenn der erste digitale oder binäre Datenstrom (dsl) sich im zweiten logischen Zustand befindet;

• Inkrementieren eines zweiten Zählwerts, wenn der zweite digitale oder binäre Datenstrom (ds2) sich im zweiten logischen Zustand befindet;

• Übernehmen des ersten Zählwerts als ersten Ergebniswert mit dem Wechsel des logischen Zustands des ersten digitalen oder binären Datenstroms (dsl) vom zweiten logischen Zustand in den ersten logischen Zustand und bevorzugtes anschließendes Zurücksetzen des ersten Zählwerts;

• Übernehmen des zweiten Zählwerts als zweiten Ergebniswert mit dem Wechsel des logischen Zustands des zweiten digitalen oder binären

Datenstroms (dsl) vom zweiten logischen Zustand in den ersten logischen Zustand und bevorzugtes anschließendes Zurücksetzen des zweiten Zählwerts;

• Division des zweiten Ergebniswerts durch den zweiten Ergebniswert und Quadrierung des Ergebnisses dieser Division;

• Ausgeben oder Verwenden des Ergebnisses der Quadrierung als Messwert.

In Fig. 2 wird ein geeigneter Messoszillator (QMEAS) gezeigt, dessen Verwendung als State-Variable-Oszillator, also als Messoszillator (QMEAS) vorgeschlagen wird. Der vorgeschlagene Messoszillator (QMEAS) besteht aus einem ersten Verstärker (VI), einem zweiten Verstärker (V2) und einem dritten Verstärker (V3). Diese sind zu einem Ringoszillator serielle verschaltet. Der erste Verstärker (VI) bildet mit dem ersten Widerstand (Rl) und der zu vermessenden Kapazität (C _va r) einen ersten Integrator. Der nachfolgende zweite Verstärker (V2) ist mit den beiden dritten Widerständen (R3) zu einem invertierenden Verstärker verschaltet. Der diesem nachfolgende dritte Verstärker (VI) ist mit einer zweiten Kapazität (C2) und einem zweiten Widerstand (R2) zu einem weiteren Integrator verschaltet. Die Reihenfolge der Integratoren und des Invertierenden Verstärkers ist vertauschbar. Die Anzahl der Verstärkerstufen kann erhöht werden, was aber den Flächenbedarf erhöht.

Die Amplitude am ersten Eingangsanschluss (Var) des Messoszillators (QMEAS), also dem ersten Anschluss der zu vermessenden Kapazität (C _var ), verändert sich wurzeiförmig zum Kapazitätswert der zu vermessenden Kapazität (C _var ). Dadurch vergrößert sich der Dynamikbereich der Schaltung. Mit idealen Operationsverstärkern als Verstärker (VI, V2, V3) ergibt sich folgender Zusammenhang für die Ausgangsfrequenz (fMEAs) des ersten Oszillatorsignals (SMEAS) als Ausgangssignal des Messoszillators (QMEAS) : In Fig. 3 wird ein geeigneter Referenzoszillator (QREF) passend zum Messoszillator (QMEAS) der Fig.2 gezeigt, dessen Verwendung als State-Variable-Oszillator, also als Referenzoszillator (QREF) vorgeschlagen wird. Der Referenzoszillator (QREF) wird bevorzugt matchend zum Messoszillator (QMEAS), also in gleicher Weise konstruiert ausgeführt.

Der vorgeschlagene Referenzoszillator (QREF) besteht aus einem vierten Verstärker (V4), einem fünften Verstärker (V5) und einem sechsten Verstärker (V6). Diese sind wiederum zu einem Ringoszillator seriell verschaltet. Der vierte Verstärker (V4) bildet mit dem ersten Widerstand (Rl) und der zu Referenzkapazität (C _re f) einen ersten Integrator. Der Wert und die Geometrie dieses ersten Widerstands (Rl) sind vorzugsweise gleich dem Wert und der Geometrie des ersten Widerstands (Rl) des Messoszillators (QMEAS) der Fig. 2. Der nachfolgende fünfte Verstärker (V5) ist mit den beiden dritten Widerständen (R3) zu einem invertierenden Verstärker verschaltet. Der Wert und die Geometrie dieser dritten Widerstände (R3) sind vorzugsweise gleich dem Wert und der Geometrie der dritten Widerstände (R3) des Messoszillators (QMEAS) der Fig. 2. Man beachte, dass es in dem Beispiel des Messoszillators (QMEAS) der Fig. 2 ebenso wie in dem Beispiel des Referenzoszillators (QREF) der Fig. 3 stets zwei gleiche dritte Widerstände (R3) sind. Der diesem nachfolgende sechste Verstärker (V6) ist mit einer zweiten Kapazität (C2) und einem zweiten Widerstand (R2) zu einem weiteren Integrator verschaltet. Der Wert und die Geometrie dieses zweiten Widerstands (R2) sind vorzugsweise gleich dem Wert und der Geometrie des zweiten Widerstands (R2) des Messoszillators (QMES) der Fig. 2. Der Wert und die Geometrie dieses zweiten Kondensators (C2) sind vorzugsweise gleich dem Wert und der Geometrie des zweiten Kondensators (C2) des Messoszillators (QMES) der Fig. 2. Die Reihenfolge der Integratoren und des Invertierenden Verstärkers ist vertauschbar. Die Anzahl der Verstärkerstufen kann erhöht werden, was aber den Flächenbedarf erhöht.

Die Amplitude am zweiten Eingangsanschluss (N2) des Referenzoszillators (QREF) , also dem ersten Anschluss der Referenzkapazität (C _re f), verändert sich wurzeiförmig zum Kapazitätswert der Referenzkapazität (C _ref ). Dadurch vergrößert sich wieder der Dynamikbereich der Schaltung. Mit idealen Operationsverstärkern als Verstärker (V4, V5, V6) ergibt sich folgender Zusammenhang für die Ausgangsfrequenz (f _RE F) des zweiten Oszillatorsignals (SREF) als Ausgangssignal des Referenzoszillators (QREF) :

Für das Verhältnis der Frequenzen gilt dann :

Vermessung differentieller Kapazitätsverhältnisse

In manchen Anwendungen ist es notwendig eine differentielle Kapazität mit einem Mittenabgriff zu vermessen. Dies ist mit einer Variante des Verfahrens ebenfalls möglich.

Fig. 4 zeigt eine Variante der Messvorrichtung mit einer ersten zu vermessenen Kapazität (C _va ri) und einer zweiten zu vermessenden Kapazität (C _var 2) sowie einer ersten Referenzkapazität (C _re fi) und einer zweiten Referenzkapazität (C _re f2) . Das Verhältnis des Kapazitätswerts der ersten zu vermessenen Kapazität (C _V ari) zum Kapazitätswert der zweiten zu vermessenden Kapazität (C _var 2) soll durch die in Fig. 4 dargestellte Vorrichtung ermittelt werden.

Fig. 5 zeigt einen beispielhaften Messoszillator (QMEAS) für eine Vorrichtung entsprechend Fig. 4. Der Sinus-Oszillator der Fig. 5 umfasst zwei Integratoren und einen kapazitiven Inverter.

Der gestrichelt eingezeichnete vierte Widerstand (R4) und der gestrichelt eingezeichnete fünfte Widerstand (R5) sind bevorzugt sehr hochohmig und dienen nur der Gleichspannungsstabilisierung des Arbeitspunkts des zweiten Verstärkers (V2).

Allerdings bewirken diese auch eine kapazitätsunabhängige (Ent-)Dämpfung, die die Anforderung an die Amplitudenregelung des Sinus-Oszillators erhöht. Es ist auch denkbar, anstelle der beiden Widerstände (R4, R5) die Gleichspannungsladung einer oder mehrerer Kapazitäten (Ci, C ₂ , C _V an, C _V ar ₂ ) mittels aktiver Komponenten auszuregeln.

Mit idealen Operationsverstärkern als Verstärker (VI, V2, V3) ergibt sich folgender Zusammenhang für diese Variante für die Ausgangsfrequenz (fM _E A _S ) des ersten Oszillatorsignals (S _ME AS) als Ausgangssignal des Messoszillators (Q _MEAS ) :

Fig. 6 zeigt einen beispielhaften Referenzoszillator (QRE _F ) für eine Vorrichtung entsprechend Fig. 4. Der Sinus-Oszillator der Fig. 6 umfasst wieder zwei Integratoren und einen kapazitiven Inverter. Er wird wieder vorzugsweise matchend zum Messoszillator (QMEAS) der Fig. 5 ausgeführt.

Der gestrichelt eingezeichnete vierte Widerstand (R4) und der gestrichelt eingezeichnete fünfte Widerstand (R5) sind bevorzugt sehr hochohmig und dienen nur der Gleichspannungsstabilisierung des Arbeitspunkts des zweiten Verstärkers (V2). Wie zuvor werden auch der vierte Widerstand (R4) und der fünfte Widerstand (R5) dieses Referenzoszillators (QREF) matchend zum vierten Widerstand (R4) und fünften Widerstand (R5) des Messoszillators (QM _E AS) entsprechend Fig. 5 ausgeführt.

Allerdings bewirken diese auch wieder eine kapazitätsunabhängige (Ent-) Dämpfung, die die Anforderung an die Amplitudenregelung des Sinus-Oszillators erhöht. Es ist auch denkbar, anstelle der beiden Widerstände (R4, R5) die Gleichspannungsladung einer oder mehrerer Kapazitäten (Ci, C ₂ , C _ref i, C _re f2) mittels aktiver Komponenten auszuregeln.

Mit idealen Operationsverstärkern als Verstärker (V4, V5, V6) ergibt sich folgender Zusammenhang für diese Variante für die Ausgangsfrequenz (f _RE F) des zweiten Oszillatorsignals (SREF) als Ausgangssignal des Referenzoszillators (QR _E F) :

1 Die an dem ersten Anschluss (Varl) des Messoszillators (Q _M EAS) und an dem zweiten Anschluss (Var2) des Messoszillators (QMEAS) auftretenden Amplituden sind proportional zum Kapazitätsverhältnis, was den Dynamikbereich einschränkt. Außerdem entsteht durch die Gleichspannungsregelung des Gleichspannungsarbeitspunkts des zweiten Verstärkers (V2) des Messoszillators (QMEAS) bzw. des fünften Verstärkers (V5) des Referenzoszillators (QRE _F ) ein jeweils zusätzlicher Aufwand. Daher ist es ratsam, zur Messung einer einzelnen Kapazität (C _var ) auf die in den Fign. 1 bis 3 vorgestellte Variante zurückzugreifen, anstatt diese Variante der Fign. 4 bis 6 mit einer festen zweiten Kapazität (C _va r2) zu verwenden. Dennoch ist abzuwägen, welche Variante sich bezüglich Störempfindlichkeit besser eignet, da sie eine unterschiedliche Frequenzantwort auf Störungen besitzen, welche je nach Art der Störung vor- oder nachteilhaft sein kann. Beide Varianten (Fign. 1 bis 3 und Fign. 4 bis 6) bieten den Vorteil, dass der Einfluss von parasitären Kapazitäten minimiert wird, denn es ergibt sich eine Trennung zwischen Spannungsanregung (am erster Anschluss des Messoszillators (QMEAS) und Messung des Stroms an einem Knoten mit festem Potenzial (DET Anschluss). Der erste Verstärker (VI) verursacht dieses feste Potenzial an diesem Knoten (zweiter Anschluss des Messoszillators (Q _ME A _S ) . Andere Anordnungen, beispielsweise die Verwendung zweier Differenzierer anstelle der Integratoren bieten diesen Vorteil nicht.

Damit eine stabile Schwingung als Ausgangssignal (SREF, SMEAS) der jeweiligen Sinus-Oszillatoren (QMEAS, QREF) entsteht, ist eine Amplitudenreglung für die jeweilige Schwingungsamplitude sinnvoll. Ein Begrenzen der Schwingungsamplitude durch die Sättigung der Verstärker (VI, V2, V3, V4, V5, V6) ist, so wurde erkannt, nicht ausreichend, da diese in der Fertigung der Vorrichtung stark streut und zu einer schlechten Übereinstimmung zwischen dem Referenzoszillator (QREF) und dem Messoszillator (Q _ME AS) in realen Schaltungen führt.

Die vorgeschlagene Amplitudenregelung umfasst als Erstes das Messen der Amplitude. Es wurde erkannt, dass die Amplitude sich besonders einfach messen lässt, wenn man ausnutzt, dass zwei um 90° versetzte Schwingungen im Schwingleid der Fign. 2 und 3 auftreten. Das Entsprechende gilt analog für die Fign. 5 und 6. Diese Schwingungssignale innerhalb der Sinus-Oszillatoren (Q _MEAS , QREF) stellen ein Sinus- und Kosinus-Signal dar. Das eine Schwingungssignal tritt am ersten Anschluss (Var) des Messoszillators (QM _EA S) bzw. am zweiten Anschluss (N2) des Referenzoszillators (QREF) auf. Das andere Schwingungssignal tritt am ersten Oszillatorsignal (SMEAS) des Messoszillators (QM _E AS) bzw. am zweiten Oszillatorsignal (SREF) des Referenzoszillators (Q _REF ) auf. Die Spannung am ersten Oszillatorsignal (SMEAS) des Messoszillators (QM _E AS) bzw. am zweiten Oszillatorsignal (SREF) des Referenzoszillators (QREF) ist immer maximal bzw. am Scheitelpunkt der Schwingung, wenn das Signal am ersten Anschluss (Var) des Messoszillators (QMEAS) bzw. am zweiten Anschluss (N2) des Referenzoszillators (QREF) einen Nulldurchgang in definierter Richtung hat. Um die Amplitude am ersten Oszillatorsignal (SMEAS) des Messoszillators (QME _A S) bzw. am zweiten Oszillatorsignal (SREF) des Referenzoszillators (QREF) ZU messen, kann man eine analoge Halteschaltung (analoges Sample-And-Hold-Glied) am ersten Oszillatorsignal (SMEAS) des Messoszillators (QMEAS) bzw. am zweiten Oszillatorsignal (SREF) des Referenzoszillators (QRE _F ) verwenden, welches den Wert immer dann übernimmt, wenn am ersten Anschluss (Var) des Messoszillators (QMEAS) bzw. am zweiten Anschluss (N2) des Referenzoszillators (Q _REF ) die Spannung eine fallende Flanke im Nulldurchgang hat.

Fig. 7 zeigt eine Modifikation der Fig. l. Eine Amplitudenregelung (ACM _EA S) des Messoszillators (QMEAS) regelt die Amplitude des ersten Oszillatorsignals (SMEAS) . Eine Amplitudenregelung (ACRE _F ) des Referenzoszillators (QRE _F ) regelt die Amplitude des zweiten Oszillatorsignals (SREF) .

Auch andere Arten der Amplitudenmessung wie z.B. eine Amplituden- Demodulation sind denkbar. Die vorgeschlagene Amplitudenregelung umfasst als Zweites das Regeln der Amplitude bzw. das Entdämpfen. Dieses Entdämpfen wird durch einen einstellbaren virtuell negativen Widerstand (NR1) realisiert. Dies geschieht mittels eines zusätzlichen Hilfs-Operationsverstärkers zwischen dem ersten Anschluss (Var) des Messoszillators (QMEAS) bzw. dem zweiten Anschluss (N2) des Referenzoszillators (QRE _F ) einerseits und dem zweiten Anschluss (Det) des Messoszillators (QMEAS) bzw. dem ersten Anschluss des Referenzoszillators (QREF) andererseits. Der virtuelle negative Widerstand (NR1) überbrückt also im Falle des Messoszillators (QMEAS) die zu vermessende Kapazität (C _var ) und im Falle des Referenzoszillators (QREF) die Referenzkapazität (Cref). Dies ist in Fig. 8 für den Messoszillator (QMEAS) und in Fig. 9 für den Referenzoszillator (QREF) dargestellt. Dadurch wird der Einfluss des in der Applikation auftretenden parasitären Widerstands zwischen dem ersten Anschluss (Var) des Messoszillators (QMEAS) und dem zweiten Anschluss (Det) des Messoszillators (QMEAS) auf das Messergebnis am stärksten reduziert. Außerdem ist die Reglung dann am stabilsten gegenüber Parameterschwankungen bei der Fertigung des mikroelektronischen Schaltkreises (IC).

Ganz allgemein kann das den negativen Widerstand repräsentierende Bauteil als Multiplizierer aufgefasst werden, der mit einer Eingangsspannung (Vi _n ) versorgt wird und an seinem Ausgang einen Ausgangsstrom (I _ou t) ausgibt. Ferner wird der Multiplizierer von einer Steuerungsspannung (V _c tri) gesteuert. Der Multiplizierer sorgt nun dafür, dass I _ou t proportional zur Eingangsspannung (V _in ) ist. Damit verhält sich die Schaltung wie ein (virtuell negativer) Widerstand. Der Proportionalitätsfaktor und damit die Größe des (virtuell negativen) Widerstands lässt sich durch V _c tri einstellen. Ein Blockschaltbild eines negativen Widerstands ist in Fig. 16 gezeigt. Bei dem virtuell negativen Widerstand handelt es sich also letztendlich um ein aktives Bauelement zur Einbringung von Energie in die Oszillatoren. Fig. 17 zeigt eine mögliche Realisierung des Multiplizierers nach Fig. 16 als Analog-Schaltung. Selbstverständlich könnte man die Funktion des Multiplizierers gemäß Fig. 16 auch als digitale Schaltung umsetzen. Durch die Steuerspannung (Vctri) wird die Größe des Stroms I _ou t (und damit der Widerstandswert) eingestellt, aber auch das Vorzeichen des Stroms. Auf diese Weise lässt sich der negative Widerstand nachbilden. Fig. 10 zeigt ein Beispiel für eine Amplitudenregelung (ACMEAS) für den Messoszillator (QMEAS). Ein Komparator (comp) erzeugt aus dem Signal am ersten Anschluss (Var) des Messoszillators (QMEAS) ein Signal für den Takteingang (ck) einer Halteschaltung (Englisch : Sample-and-Hold-Schaltung) (S&.H). Der Eingang (vin) der Halteschaltung (S&H) ist mit dem ersten Oszillatorsignal (SMEAS) verbunden. Die Halteschaltung speichert also beim Nulldurchgang des Signals am ersten Anschluss (Var) des Messoszillators (QMEAS) den Pegel des ersten Oszillatorsignals (SMEAS) und gibt diesen als Ausgangssignal (vsh) der Halteschaltung (S&H) aus. Von diesem Ausgangssignal (vsh) der Halteschaltung (S&H) wird ein Vorgabewert (Vsoll_amp) abgezogen um ein Zwischenwertsignal (Vamp) zu erhalten. Dieses wird mit einem Koeffizienten (coeff) multipliziert. Das Ergebnis ist in dem Beispiel der Fig. 10 das Signal (GC1) für die Amplitudenkontrolle des Messoszillators (QMEAS) .

Fig. 11 zeigt ein Beispiel für eine Amplitudenregelung (ACREF) für den Referenzoszillator (QREF). Ein Komparator (comp) erzeugt aus dem Signal am zweiten Anschluss (N2) des Referenzoszillators (QREF) ein Signal für den Takteingang (ck) einer Halteschaltung (Englisch : Sample-and-Hold-Schaltung) (S&H). Der Eingang (vin) der Halteschaltung (S&H) ist mit dem zweiten Oszillatorsignal (SREF) verbunden. Die Halteschaltung speichert also beim Nulldurchgang des Signals am zweiten Anschluss (N2) des Referenzoszillators (QREF) den Pegel des zweiten Oszillatorsignals (SREF) und gibt diesen als Ausgangssignal (vsh) der Halteschaltung (S&H) aus. Von diesem Ausgangssignal (vsh) der Halteschaltung (S&H) wird ein Vorgabewert (Vsoll_arnp) abgezogen um ein Zwischenwertsignal (Vamp) zu erhalten. Dieses wird mit einem Koeffizienten (coeff) multipliziert. Das Ergebnis ist in dem Beispiel der Fig. 11 das Signal (GC2) für die Amplitudenkontrolle des Referenzoszillators (QREF) .

Eine andere Möglichkeit zur Entdämpfung wäre ein positiver, weiterer vierter Widerstand (R4) zwischen dem zweiten Anschluss (Det) des Messoszillators (QMEAS) bzw. dem ersten Anschluss (Nl) des Referenzoszillators (QREF) und dem Ausgang des zweiten Verstärkers (V2) bzw. dem Ausgang des fünften Verstärkers (V5). Dies ist in Fig. 12 am Beispiel des Messoszillators (QMEAS) dargestellt. Eine andere Möglichkeit zur Entdämpfung wäre eine weitere dritte Kapazität (C3) über einem der dritten Widerstände (R3) zusammen mit einem geregelten positiven sechsten Widerstand (R6) in Reihe oder parallel zu einer der Integratorkapazitäten. Dies ist in Fig. 13 am Beispiel des Referenzoszillators (QREF) dargestellt. Die Fign. 10 und 11 zeigen also eine mögliche Implementierung, in welcher die Amplitude mittels des Nulldurchgangs des 90° versetzten Signals ermittelt wird und dann mit einem simplen P-Regler an einen negativen Widerstand gegeben wird . Die Halteschaltung (S&H) wird durch den Beginn der positiven Halbwelle der Spannung am ersten Anschluss (Var) des Messoszillators (QMEAS), also dem Anschluss der zu vermessenden Kapazität (C _var ), bzw. durch den Beginn der positiven Halbwelle der Spannung am zweiten Anschluss (N2) des Referenzoszillators (QREF) der Referenzkapazität (C _re f) über den Komparator (comp) getriggert. Mit diesem Trigger-Signal übernimmt die Sample-and-Hold- Schaltung (S&H) den an ihrem Eingang (Vin) anliegenden Spannungspegel des jeweiligen Oszillatorsignals (SMEAS, S _RE F) und gibt ihn als ihr Ausgangssignal (Vsh) aus. Von dem Ausgangssignal (Vsh) der Sample and Hold-Schaltung (S&H) wird ein Schwellwert (Vsoll_amp) abgezogen, um das Zwischensignal (Vamp) zu bilden. Dieses wird mit einem vorgegebenen Faktor (coeff) multipliziert und zur Steuerung beispielsweise eines steuerbaren negativen Widerstands (NR1) verwendet.

Durch die komplette Integrierbarkeit der Schaltung wird nun ein Frequency- Hopping gegen Störempfindlichkeit möglich . Hierbei wird die Resonanzfrequenz der Oszillatoren (QMEAS, QREF) synchron zueinander verstellt. Da die Frequenz des Messoszillators (QMEAS) nicht exakt festgelegt werden kann, ist die Systemfrequenz die Frequenz des Referenzoszillators

Die Sinus-Oszillatoren lassen sich jeweils auch als Bandpass verstehen, welcher (Stör-) Signale nur im Bereich seiner Schwingfrequenz (f _RE F, fMEAs) besonders gut durchlässt. Somit ergibt sich eine intrinsische Empfindlichkeit um die jeweils gemessene Schwingfrequenz (f _RE F, f EAs) herum. Der Schwingkreis "rastet" dann auf die Störfrequenz ein, wenn die Störamplitude am internen Referenzspannungsnetz (gestrichelte Linie SA der Fig. 14) größer wird als die gewollte Nutzamplitude (durchgezogene Linie NA der Fig. 7). Fig . 14 zeigt diese Empfindlichkeitskurve der Oszillatorschaltungen (y-Achse) in Abhängigkeit von der Störerfrequenz (f _s ) (x-Achse). Dabei ist festzustellen, dass sich in einem relativ großen Bereich innerhalb des empfindlichen Bandes die Störung immerhin erkennen lässt. Im A-Bereich (ungefähre Darstellung) führt die Störung dazu, dass die Amplitudenreglung ihren Arbeitsbereich verlässt, und dies lässt sich schaltungstechnisch signalisieren. Nur im B-Bereich ist das Messsignal stark verändert (auf die Störfrequenz eingerastet), aber es lässt sich keine Störung direkt feststellen.

Das nun folgende, in Fig. 15 dargestellte Frequency-Hopping-Verfahren umgeht diese Probleme:

Die Systemfrequenz der Oszillatoren (QMEAS, QREF) wird veränderbar gestaltet. Dies kann durch Veränderbarkeit der zweiten Kapazität (C2) und/oder der ersten Widerstände (Rl) und/oder der zweiten Widerstände (R2) geschehen. Geeignet sind beispielsweise Arrays dieser Komponenten mit Multiplexern zum Umschalten.

Die Veränderung der Ausgangsfrequenz (f _RE F, f EAs) der Oszillatorsignale (SR _EF , SMEAS) der Oszillatoren (QMEAS, QREF) erfolgt dabei am einfachsten durch Umschaltung der ihrer jeweiligen ersten Widerstände (Rl) und/oder zweiten Widerstände (R2) zur Veränderung der Werte dieser Widerstände. Vorzugsweise werden die Werte der Widerstände (Rl, R2) in gleicher Weise im Referenzoszillator (QREF) wie im Messoszillator (QMEAS) umgeschaltet. Diese Umschaltung wird bevorzugt durch eine Umschaltsteuerung vorgenommen. In einem Messzyklus werden nun zwei dicht bei einander liegende Frequenzen (fREFi, fREF2) als erste Systemfrequenz (fREFi) und zweite Systemfrequenz (f _RE F ₂ ) abwechselnd benutzt. Vorzugsweise unterscheidet sich der Frequenzbetrag der ersten Systemfrequenz (fREF2) von dem Frequenzbetrag der zweiten Systemfrequenz (fREF ₂ ) um weniger als 20%, besser um weniger als 10%, besser um weniger als 5%, besser um weniger als 3%. Hierfür wird beispielsweise der jeweilige erste Widerstand (Rl) der Oszillatoren (QMEAS, QREF) jeweils nur wenig in gleicher Weise verändert. Er nimmt dann bei der ersten Systemfrequenz (fREFi) einen ersten Widerstandswert jeweils an und bei der zweiten Systemfrequenz (f EF2) einen zweiten Widerstandswert jeweils an. Es ergibt sich dabei kaum ein Messzeitverlust, da der Mittelwert beider Messungen bei der ersten Systemfrequenz (f _REF i) und bei der zweiten Systemfrequenz (fR _EF2 ) als Messwert benutzt werden kann.

Die beiden Systemfrequenzen (f _REF i, fREF ₂ ) des Ausgangssignals (S _RE F) des Referenzoszillators (QR _EF ) für den Normalbetrieb sind dabei so gewählt, dass sich der B-Bereich des Ausgangssignals (S _REF ) des Referenzoszillators (Q _REF ) bei der ersten Systemfrequenz (f _REF i) des zweiten Oszillatorsignals (S _REF ) des Referenzoszillators (Q _REF ) und der B-Bereich des zweiten Oszillatorsignals (S _REF ) des Referenzoszillators (Q _REF ) bei der zweiten Systemfrequenz (f _REF2 ) des zweiten Oszillatorsignals (S _REF ) des Referenzoszillators (Q _REF ) nicht überlappen.

Dadurch kann eine die Störung in jedem Fall erkannt werden :

Entweder befindet sich eine der Schwingungen im A-Bereich, was zu Sättigung des Amplitudenreglers führt und durch Überschreitung eines Schwellwerts erkannt werden kann, oder eine Störung ist im C-Bereich und eine im B-Bereich, was ein Zeichen für unterschiedliche Messergebnisse beider Messungen ist.

Im Falle einer solchen Störung wird eine dritte Messung bei einer dritten Systemfrequenz (f _REF3 ) des zweiten Oszillatorsignals (S _REF ) des Referenzoszillators (QREF) durchgeführt, auf einer um einen vorzugsweise Faktor 5 kleineren Frequenzbetrag gegenüber der ersten Systemfrequenz (f _REF i) langsameren oder schnelleren dritten Systemfrequenz (f _REF3 ), der Backup-Frequenz. Der Grund, warum die Backup-Frequenz (f _REF3 ) nur im Störfall benutzt wird, liegt darin, dass die Schaltung mit einer 5 mal niedrigeren Frequenz möglicherweise nicht mehr die volle Performance erzielt.

Es wird somit mit dieser Erfindung eine Vorrichtung (Vorrichtung A) zur Messung des Kapazitätswerts einer zu vermessenden Kapazität (C _var ) vorgeschlagen. Sie umfasst einen ersten Sinus-Oszillator, den Messoszillator (QM _E AS), und einen zweiten Sinus-Oszillator, den Referenzoszillator (Q _REF ). Die Frequenz (f _ME As) des Ausgangssignals (S _{M E} AS) des Messoszillators (QMEAS) hängt von der zu vermessenden Kapazität (C _var ) ab. Im Gegensatz dazu hängt die Frequenz (f _REF ) des Ausgangssignals (S _REF ) des Referenzoszillators (Q _REF ) von einer Referenzkapazität (C _ref ) ab. Eine Teilvorrichtung, die das Verhältnis aus dem Frequenzwert der Frequenz (f _RE F) des Ausgangssignals (SRE _F ) des Referenzoszillators (QREF) und dem Frequenzwert der Frequenz (f _MEA s) des Ausgangssignals (SMEAS) des Messoszillators (Q _MEA S) bildet und dieses Verhältnis anschließend quadriert, stellt den eigentlichen Messwert (Out) für den Kapazitätswert der zu vermessenden Kapazität (C _var ) bereit, den sie aus dem Frequenzwert der Frequenz (f _RE F) des Ausgangssignals (SRE _F ) des Referenzoszillators (QREF) und dem Frequenzwert der Frequenz ( f M _EAS ) des Ausgangssignals (SMEAS) bestimmt. Beide Sinus-Oszillatoren (QMEAS, QREF) sind bis auf die Messkapazität (C _var ) und die Referenzkapazität (C _re f) gleich aufgebaut.

In einer weiteren Ausprägung ist eine vorgeschlagene Vorrichtung zur Messung des Quotienten zweier Kapazitätswerte zweier zu vermessender Kapazitäten (Cvan, C _V ar2) geeignet. Sie umfasst einen ersten Sinus-Oszillator, den Messoszillator (QMEAS), und einen zweiten Sinus-Oszillator, den Referenzoszillator (QREF). Die Frequenz (fMEAs) des Ausgangssignals (SMEAS) des Messoszillators (QMEAS) hängt von dem Quotienten der zwei Kapazitätswerte der beiden zu vermessenden Kapazitäten (C _va n, C _var 2) ab. Die Frequenz (f EF) des Ausgangssignals (SREF) des Referenzoszillators (QREF) hängt in dieser Variante dann von dem Quotienten der zwei Kapazitätswerte zweier Referenzkapazitäten (Cre _f i, Cre _f2 ) ab. Diese zweite Variante zur Messung eines unbekannten Kapazitätsverhältnisses weist eine andere Teilvorrichtung auf, die das Verhältnis aus dem Frequenzwert der Frequenz (fREF) des Ausgangssignals (SREF) des Referenzoszillators (QREF) und dem Frequenzwert der Frequenz (fMEAs) des Ausgangssignals (SMEAS) des Messoszillators (QMEAS) bildet und dieses Verhältnis anschließend quadriert, um einen Messwert (Out) für einen Quotienten der zwei Kapazitätswerte der beiden zu vermessenden Kapazitäten (C _va n, C _var 2) bereitzustellen. Auch hier sollten beide Sinus-Oszillatoren (QMEAS, QREF) bis auf die beiden Messkapazitäten (C _var i, C _var2 ) und die Referenzkapazitäten (C _re n, C _re f ₂ ) gleich aufgebaut werden.

Um eine Übersteuerung zu vermeiden, ist es zweckmäßig, wenn die Referenzkapazität (C _ref ) der mittleren Messkapazität (C _var ) entspricht. Hintergrund ist, dass in vielen Messschaltungen der zeitliche Verlauf eines Kapazitätswerts bestimmt werden soll. Um den Signalbereich zu maximieren sollte daher diese Bedingung über den zeitlichen Verlauf erfüllt werden. Typischerweise dürfte die Referenzkapazität (C _re f), also in der Mitte des vorgesehenen Toleranzbereichs, hinsichtlich ihres Kapazitätswerts gewählt werden.

Um das Matching zu optimieren werden in der integrierten mikroelektronischen Schaltung (IC) beide Sinus-Oszillatoren (QMEAS, QREF) bevorzugt bis auf die beiden Messkapazitäten (C _var ) und die Referenzkapazität (C _re f) gleich aufgebaut. Vorzugsweise werden die Layouts miteinander verwürfelt. Hierbei ist auf parasitäre Kopplungen zu achten. Die Bauelemente der beiden Sinus-Oszillatoren (QMEAS, QREF) werden zu diesem Zweck gleich gewählt, gleich platziert und gleich ausgerichtet. Der Messoszillator (QMEAS) weist dabei wieder ein Ausgangsignal (SMEAS) auf und der Referenzoszillator (QREF) ein Ausgangssignal (S _RE F). Der Messoszillator (QMEAS) umfasst einen ersten Verstärker (VI), einen zweiten Verstärker (V2) und einen dritten Verstärker (V3). Der erste Verstärker (VI) ist mit einem ersten Widerstand (Rl) und der Kapazität (C _var ), deren Kapazitätswert im Falle des Messoszillators (QMEAS) bestimmt werden soll, zu einem ersten integrierenden Verstärker zusammengeschaltet. Der zweite Verstärker (V2) ist zu einem invertierenden Verstärker verschaltet. Der dritte Verstärker (V3) ist mit einer zweiten Kapazität (C2) und einem zweiten Widerstand (R2) zu einem zweiten integrierenden Verstärker verschaltet. Der erste integrierende Verstärker und der zweite integrierende Verstärker und der invertierende Verstärker sind zu einem Oszillator-Ring (Ring) hintereinander im Kreis geschaltet. Sie bilden also einen Ringoszillator, der durch ein Ring-Signal durchlaufen wird. An einer Stelle dieses Rings wird das Ring-Signal als Ausgangsignal (SMEAS) des Messoszillators (QMEA _S ) als Ausgangssignal des Messoszillators (SMEAS) abgenommen. In analoger Weise ist der Referenzoszillator (QREF) aufgebaut, um ein stets gutes Frequenznormal bereitzustellen. Er umfasst einen vierten Verstärker (V4), einen fünften Verstärker (V5) und einen sechsten Verstärker (V6). Der vierte Verstärker (V4) ist analog zu der Schaltung des Messoszillators (QMEAS) mit einem ersten Widerstand (Rl) und der Referenzkapazität (Cref) zu einem ersten integrierenden Verstärker zusammengeschaltet. Hierbei steht der erste Widerstand (Rl) für einen Widerstandstyp und nicht für ein konkretes Bauelement. Der erste Widerstand (Rl) des Referenzoszillators (QREF) steht also für ein Bauelement, das bevorzugt in Größe, Layout, Ausrichtung, Widerstandswert und Konstruktion gleich dem ersten Widerstand (Rl) des Messoszillators (QMEAS) ist. Ebenso steht im Folgenden ein zweiter Widerstand (R2) des Referenzoszillators (QREF) für ein Bauelement, das bevorzugt in Größe, Layout, Ausrichtung, Widerstandswert und Konstruktion gleich einem zweiten Widerstand (R2) des Messoszillators (QMEAS) ist. Des Weiteren steht im Folgenden ein dritter Widerstand (R3) des Referenzoszillators (QREF) für ein Bauelement, das bevorzugt in Größe, Layout, Ausrichtung, Widerstandswert und Konstruktion gleich einem dritten Widerstand (R3) des Messoszillators (QMEA _S ) ist. Der fünfte Verstärker (V5) ist in analoger Weise zum Messoszillator (Q _ME A _S ) im Falle des Referenzoszillators (QREF) ZU einem invertierenden Verstärker verschaltet. Daher ist der sechste Verstärker (V6) mit einer zweiten Kapazität (C2) und einem zweiten Widerstand (R2) zu einem zweiten integrierenden Verstärker verschaltet. Der erste integrierende Verstärker und der zweite integrierende Verstärker und der invertierende Verstärker sind zu einem Ringoszillator hintereinandergeschaltet. Wie beim Messoszillator wird durch diesen Ring des Ringoszillators ein umlaufendes Ring-Signal erzeugt. An einer Stelle dieses Rings des Referenzoszillators (QREF) wird das Ring-Signal als Ausgangsignal (S _REF ) des Referenzoszillators (QREF) als Ausgangssignal des Referenzoszillators (S _REF ) abgenommen.

Bevorzugt sind also Sinus-Oszillatoren (QMEAS, QREF), der Referenzoszillator (QREF) und der Messoszillator (QMEAS) State-Variable-Oszillatoren. Bevorzugt umfasst die Teilvorrichtung einen ersten Analog-zu-Digital-Wandler (INV1), der das erste Oszillatorsignal (SMEAS) in einen ersten digitalen oder binären Datenstrom (dsl) wandelt, und einen zweiten Analog-zu-Digital-Wandler (INV2), der das zweite Oszillatorsignal (SREF) in einen zweiten digitalen oder binären Datenstrom (ds2) wandelt. Darüber hinaus weist die Teilvorrichtung in dieser Variante einen Hochfrequenz-Oszillator (HF-OSC) auf, der Hochfrequenzzählpulse erzeugt. Ein erster Hochfrequenzpulszähler (CNTl) zählt in Abhängigkeit von dem Signal des ersten digitalen oder binären Datenstroms (dsl) die Anzahl der Hochfrequenzzählpulse des Hochfrequenz-Oszillators (HF- OSC) zur Ermittlung eines ersten Zählergebnisses. Ein zweiter Hochfrequenzpulszähler (CNT2) zählt in Abhängigkeit von dem Signal des zweiten digitalen oder binären Datenstroms (ds2) die Anzahl der Hochfrequenzzählpulse des Hochfrequenz-Oszillators (HF-OSC) zur Ermittlung eines zweiten Zählergebnisses. Ein Divisionsblock (/) teilt das erste Zählergebnis durch das zweite Zählergebnis, um ein Divisionsergebnis zu erhalten. Eine Quadriervorrichtung ( 2) quadriert das Divisionsergebnis, um den Messwert (Out) bereitzustellen.

Bevorzugt verfügen beide der Sinus-Oszillatoren (QMEAS, QREF) über eine Regelung der jeweiligen Amplitude eines an der zu vermessenden Kapazität (C _var ) bzw. der Referenzkapazität (C _re f) anliegenden Signals. Dies hat den Vorteil, dass parasitäre Elemente nicht, wie bei einer Sättigungsbegrenzung der Sinus- Oszillatoren, die realen Frequenzen wesentlich mitbestimmen.

Eine Übersteuerung der Regelung dieser Amplitude kann zur Erkennung von externen Störern genutzt werden. Dabei wird ein Regelsignal für die Amplitudenregelung oder ein Amplitudenwertsignal, das die Amplitude an einem Ausgang des betreffenden Sinus-Oszillators, also beispielsweise das erste Oszillatorsignal (SMEAS) oder das zweite Oszillatorsignal (SR _EF ), wiedergibt, bevorzugt durch einen Komparator mit zumindest einem Amplitudenschwellwert bzw. zumindest einem Regelsignalschwellwert verglichen. Bei einem solchen Regelsignal, das hinsichtlich der Überschreiten eines oberen Regelsignalschwellwerts durch einen ersten Überwachungskomparator Überwachtwerden kann oder bezüglich des Unterschreitens eines unteren Regelsignalschwellwerts durch einen zweiten Überwachungskomparator überwacht werden kann, kann es sich beispielsweise bei dieser Erfindung um die Amplitudenkontrolle (GC1) des Messoszillators (QMEAS) oder die Amplitudenkontrolle (GC2) des Referenzoszillators (QREF) handeln. Überschreitet die Amplitude den oberen Amplitudenschwellwert bzw. überscheitet das Regelsignal den entsprechenden oberen Regelsignalschwellwert, so liegt ein Fehler vor, der durch eine Steuerung der Vorrichtung signalisiert werden kann. Diese Signalisierung kann über eine Leitung oder das Bereitstellen von Fehlerdaten in einem Datenregister der integrierten Schaltung (IC) erfolgen. Die beiden Sinus-Oszillatoren (QMEAS, QREF) sind bevorzugt Teil dieser integrierten Schaltung (IC). Diese Information kann dann beispielsweise über eine optionale Datenschnittstelle abgerufen werden. Die jeweilige Amplitude der Sinus-Oszillatoren (QMEAS, QREF) wird bevorzugt für die Amplitudenregelung an ihrem jeweiligen Ausgang, also ihrem jeweiligen Oszillatorsignal (SMEAS, SREF), genau dann durch Spannungsmessung bestimmt, wenn die Spannung am ersten Anschluss (Var) des Messoszillators (Q _MEAS ) bzw. am zweiten Anschluss (N2) des Referenzoszillators (Q _RE F) einen Nulldurchgang hat. Wenn nämlich die Spannung am ersten Anschluss (Var) des Messoszillators (QMEAS) bzw. am zweiten Anschluss (N2) des Referenzoszillators (Q _RE F) einen Nulldurchgang hat, hat die Amplitude an dem jeweiligen Ausgang der Sinus- Oszillatoren (QMEAS, QREF), also ihrem jeweiligen Oszillatorsignal (SMEAS, S _R E _F ), immer ihr Maximum, das heißt in diesem Moment lässt sich die Amplitude mit geringem Fehler einfach durch eine unkomplizierte Halteschaltung (S&H) bestimmen. Es muss also nur der Nulldurchgang der Schwingung korrekt erfasst werden, was in der vorgeschlagenen Vorrichtung durch den Komparator (comp) erfolgt. Bevorzugt erfolgt somit die Messung der Amplitude an diesen Punkten bei dem Nulldurchgang eines weiteren Signals (Var, N2) des jeweiligen Sinus- Oszillators (QMEAS, QREF), das bevorzugt um 90° bezüglich seiner zeitlichen Phasenlage gegenüber dem an der zu vermessenden Kapazität (C _VAR ) beim Messoszillator (C _ME AS) bzw. an der Referenzkapazität (C _re f) beim Referenzoszillator (Q _REF ) anliegenden Signal phasenverschoben ist.

Als bevorzugtes Stellglied für die Amplitudenregelung der Sinus-Oszillatoren (QMEA _S , QR _E F) wird eine einstellbare Verstärkung verwendet. In einer bevorzugten Variante erfolgt die Kontrolle der Amplitude durch das jeweilige Einstellen eines jeweiligen zusätzlichen negativen Parallelwiderstands (NR1) zur zu vermessenden Kapazität (C _va r) im Messoszillator (QMEAS) bzw. zu der Referenzkapazität (Cre _f ) im Referenzoszillator (QREF), also in dem jeweiligen Sinus-Oszillator (QMEAS, QREF) .

Die Widerstände der Sinus-Oszillatoren (QMEAS, QREF) können elektronisch veränderbar gestaltet werden. Dies kann analog, aber auch digital durch stufenweises Umschalten geschehen. Typischerweise erfolgt diese Veränderung in Abhängigkeit von einem Frequenzsteuersignal, das analog, digital oder binär sein kann. Dabei steuert bevorzugt ein gemeinsames Frequenzsteuersignal den Referenzoszillator (QREF) und den Messoszillator (QMEAS) typischerweise in gleicher Weise. Hierdurch wird eine Frequenzmodulation während der Messung möglich. Diese Frequenzmodulation kann zum einen für die Veränderung des Frequenzspektrums des Oszillatorsignals (SREF, SM _EA S) benutzt werden, so dass sie mit ggf. vorhandenen Störern keine oder nur eine geringere Überlappung aufweisen. Zum anderen können messfrequenzabhängige Eigenschaften der zu vermessenden Kapazität (C _var ) leicht ermittelt werden.

Somit kann die vorgeschlagene Vorrichtung nicht nur bei einer Frequenz den Kapazitätswert der Hauptkapazität bestimmen, sondern auch noch mittels weiteres Frequenzmesswerte die Bestimmung weiterer Parameterwerte weiterer Elemente eines Ersatzschaltbildes der zu vermessenden Kapazität (C _var ) ermöglichen. Werden kapazitive Sensoren vermessen, so lassen sich beispielsweise die Serieninduktivität und ein Parallelleitwert zur Kapazität etc. bestimmen. Dies ist insbesondere dann von Interesse, wenn diese Parameter in vorbekannter Weise von der Temperatur abhängig sind. Hierdurch kann daher ggf. auf die Temperatur der zu vermessenden Kapazität (C _var ) geschlossen werden. Die Vorrichtung kann also dazu ausgelegt werden oder dafür bestimmt werden, mit Hilfe dieser Mehrzahl von Messwerten zusätzliche weitere Parameterwerte zu dem Kapazitätswert der zu vermessenden Kapazität (C _var ) zu bestimmen, wobei die Vorrichtung Vorrichtungsteile, insbesondere ein Rechnersystem, umfassen kann, die den Kapazitätswert der zu vermessenden Kapazität (C _var ) weitere Parameterwerte aus diesen Messergebnisse bestimmen und signalisieren oder bereitstellen.

Typischerweise ist die Referenzfrequenz (fREF) des zweiten Oszillatorsignals (SRE _F ), das den Ausgang des Referenzoszillators (QREF) darstellt, relativ fest konstruktiv vorgegeben. Es ist daher sinnvoll, die Vorrichtung dazu auszulegen, dass sie mit mehr als einer Referenzfrequenz (f _RE Fi, fREF2, fREF3) des zweiten Oszillatorsignals (fREF) , dass das Ausgangssignal des Referenzoszillators (QREF) ist, betrieben werden kann. Letztlich entspricht dies auch einer Ausrichtung der Vorrichtung in der Art, dass sie mit mehr als einer Messfrequenz (f _M EAsi, fMEAS2, fMEAS3) des ersten Oszillatorsignals (f _{M E} As) , das das Ausgangssignal des Messoszillators (QM _EAS ) ist, betrieben werden kann. Dies geschieht in der Regel immer zu dem Zweck, mehr als ein Messergebnis zu ermitteln. Es können aber auch mehrere Zwischenmessergebnisse zu einem Messergebnis kombiniert werden, also letztlich nur ein Messergebnis ermittelt werden. Die Vorrichtung ist bevorzugt dazu ausgelegt diese Messergebnisse zu vergleichen und eine Störung der Messung zu erkennen und zu signalisieren, wenn die Messergebnisse untereinander nicht plausibel sind oder nicht innerhalb eines Toleranzbandes von vorgegebenen oder berechenbaren Vorgabewerten für diese Messwerte abweichen.

Bevorzugt hängt die Frequenz (f _M EAs, fREF) der Ausgangssignale (S _RE F, SMEAS) der Sinus-Oszillatoren (Q EAS, QREF) von Widerständen (Rl, R2) innerhalb dieser Sinus-Oszillatoren (QMEAS, QREF) ab. Der Messoszillator (QMEAS) weist diese Widerstände (Rl, R2) auf und der Referenzoszillator (QREF) weist diese Widerstände (Rl, R2) in gleicher Ausführung auf. Zumindest einer dieser Widerstände (Rl, R2) in beiden Sinus-Oszillatoren (QMEAS, QREF) ist in gleicher Weise bezogen auf diese beiden Sinus-Oszillatoren (QMEAS, QREF) jeweils umschaltbar oder veränderbar, was die oben beschriebenen Vorteile der Möglichkeit einer Frequenzmodulation eröffnet.

Im einfachsten Fall einer Frequenzmodulation ist die Vorrichtung dazu ausgelegt, dass die Vorrichtung bei einer ersten Referenzfrequenz (fei) und einer zweiten Referenzfrequenz (fREF2) ein erstes und zweites Messergebnis ermittelt, wobei die erste Referenzfrequenz (fREFi) mit einem solchen Frequenzabstand von der zweiten Referenzfrequenz (f EF2) gewählt ist, dass deren Frequenzbeträge sich um nicht mehr als 20% und/oder nicht mehr als 10% und/oder nicht mehr als 5% und/oder nicht mehr als 3% unterscheiden. Dies bedeutet schließlich auch ein entsprechendes Verhalten der Messfrequenzen. Im einfachsten Fall einer Frequenzmodulation ist die Vorrichtung dazu ausgelegt, dass die Vorrichtung bei einer ersten Messfrequenz (fMEAsi) und einer zweiten Messfrequenz (fMEAs ₂ ) ein erstes und zweites Messergebnis ermittelt, wobei die erste Messfrequenz (fMEAsi) mit einem solchen Frequenzabstand von der zweiten Messfrequenz (f _M EAS2) gewählt ist, dass deren Frequenzbeträge sich um nicht mehr als 20% und/oder nicht mehr als 10% und/oder nicht mehr als 5% und/oder nicht mehr als 3% unterscheiden . Da die Messfrequenz aber von der zu vermessenden Kapazität (Cvar) abhängt wird in der Regel die Referenzfrequenz (f _REF ) eingestellt.

Die unterschiedlichen Messwerte können nun dazu verwendet werden, um eine Störung durch ein von extern, beispielsweise durch EMV eingespeistes Störsignal zu erkennen und auf eine dritte Referenzfrequenz (fREF3) und damit eine dritte Messfrequenz (fMEAS3) auszuweichen. Es wurde erkannt, dass es in vielen Anwendungsfällen sinnvoll ist, auf eine betragsmäßig um einen Faktor zwischen 4 und 6, bevorzugt 5, im Vergleich zur ersten Referenzfrequenz (fREFi) höhere oder niedrigere dritte Referenzfrequenz (fREF3), umzuschalten, wenn eine solche Störung erkannt wird, bzw. auf eine betragsmäßig um einen Faktor zwischen 4 und 6, bevorzugt 5, im Vergleich zur ersten Messfrequenz (fMEAsi) höhere oder niedrigere dritte Messfrequenz (fMEAS3) , umzuschalten, wenn eine solche Störung erkannt wird.

Vorteil der Erfindung

Im Folgenden werden verschiedene vorteilhafte Aspekte der vorgeschlagenen Vorrichtung diskutiert. Die Vorteile sind hierauf aber nicht beschränkt.

Wie bereits erwähnt, lassen sich die Oszillatoren (QMEAS, QREF) jeweils auch als Bandpass verstehen, der (Stör-)Signale nur im Bereich seiner Schwingfrequenz besonders gut hindurchlässt. Bei einer Beispiel-Schwingfrequenz von 250 kHz hat sich bei einem Beispiel-Störmodell eine Empfindlichkeit im Bereich von 183 kHz bis 340 kHz ergeben.

Erster Vorteil : Störungen im Frequenzbereich kleiner als 1MHz sind oft leichter beherrschbar als im hohen MHz Bereich. Durch Frequency-Hopping wurde eine Möglichkeit gefunden, Störungen, die im empfindlichen Bereich auftreten, ebenfalls zu umgehen. Somit ist lückenlose Störfestigkeit möglich, solange die Störquelle nicht zufällig zwei ungünstige Frequenzen gleichzeitig enthält. SC-Schaltungen sind hingegen schmalbandiger, aber bei Vielfachen ihrer Schaltfrequenz empfindlich; eine schaltungstechnische Dämpfung ist prinzipbedingt erst ab ca. Faktor 20 der Schaltfrequenz möglich, da das Signal schnell genug sein muss, um innerhalb eines halben Taktes sich zu stabilisieren. Eine mit 500 kHz arbeitende SC-Schaltung ist somit bis weit in den 10 MHz Bereich sehr empfindlich, ohne dass Gegenmaßnahmen möglich sind. Bei SC- Schaltungen lässt sich die Frequenz ebenfalls umschalten, allerdings lässt sich eine Störung grundsätzlich nur durch Vergleichsmessung auf zwei Frequenzen erkennen. Beim Oszillator-Prinzip ist dies in den meisten Fällen auch über die Amplitudenregler-Sättigung möglich (Bereich A). Wenn eine Störung erkannt wird, weiß man nicht, welche der Harmonischen gestört ist. Die mögliche Störung liegt in einem sehr großen Bereich, z.B. 250kHz bis 10MHz. Es gibt keine sichere Backup-Frequenz, die in jedem Fall ungestört ist.

Gegenüber anderen Resonant-Oszillator-Verfahren liegt der Vorteil darin, dass keine externe Spule notwendig ist und keine Abhängigkeit von Chip-internen Widerständen besteht. Außerdem ist ein Frequency-Hopping und eine Frequenzmodulation möglich.

Die Erfindung kann auch genutzt werden, um statt Kapazitäten andere Bauteile zu vermessen, die Bestandteil der möglichst gleich aufgebauten Sinus- Oszillatoren sind (z.B. zur Vermessung von ohmschen Widerständen). In diesem Fall sind die Kapazitäten beider Sinus-Oszillatoren gleich und deren Widerstände Ri (oder R ₂ ), von denen laut obiger Formel die Schwingfrequenzen abhängig sind, unterschiedlich. Der eine der Widerstände Ri (oder R ₂ ) ist dann der zu vermessende Widerstand, während der andere der bekannte Referenzwiderstand ist.

Auch kann die Erfindung genutzt werden, um bei den Bauteilen eine frequenzabhängige Parameterveränderung vermessen zu können.

Weitere Ausprägungen vorteilhafter Ausgestaltungen der Erfindung

Die Erfindung lässt sich ferner alternativ durch eine der nachfolgend genannten Merkmalsgruppen umschreiben, wobei die Merkmalsgruppen beliebig miteinander kombinierbar sind und auch einzelne Merkmale einer Merkmalsgruppe mit ein oder mehreren Merkmalen einer oder mehrerer anderer Merkmalsgruppen und/oder einer oder mehrerer der zuvor beschriebenen Ausgestaltungen kombinierbar sind. Vorrichtung zur Messung des Kapazitätswerts einer zu vermessenden

Messkapazität, mit

einem mit der Messkapazität koppelbaren Sinus-Messoszillator, einem mit einer bekannten Referenzkapazität gekoppelten Sinus- Referenzoszillator,

wobei die Messfrequenz des Messoszillator-Ausgangssignals zumindest auch durch die Messkapazität bestimmt ist,

wobei die Referenzfrequenz des Referenzoszillator-Ausgangssignals zumindest auch durch die Referenzkapazität bestimmt ist, und

einer Auswerteeinheit, die das Verhältnis aus der Referenzfrequenz des Referenzoszillator-Ausgangssignals und der Messfrequenz des Messoszillator-Ausgangssignals bildet und dieses Verhältnis quadriert, wobei das Ergebnis dieser Quadrierung den Kapazitätswert der Messkapazität repräsentiert.

Vorrichtung nach Ziffer 1, wobei beide Sinus-Oszillatoren bis auf die Messkapazität und die Referenzkapazität gleiche Bauteile aufweisen.

Vorrichtung nach Ziffer 1 oder 2, wobei beide Sinus-Oszillatoren als Ringoszillatoren oder als State-Variable-Oszillatoren ausgebildet sind.

Vorrichtung nach einer der Ziffern 1 bis 3, wobei beide Sinus-Oszillatoren zur Verhinderung einer Übersteuerung eine Regelung der Amplitude des an der Messkapazität bzw. der Referenzkapazität anliegenden Signals aufweisen.

Vorrichtung nach Ziffer 4, wobei die Übersteuerung der Regelung der Amplitude des betreffenden Signals zur Erkennung von externen Störern nutzbar ist.

Vorrichtung nach Ziffer 1, wobei die Vorrichtung bei mehr als einer Referenzfrequenz des Referenzoszillator-Ausgangssignals betreibbar ist und/oder die Vorrichtung dazu ausgelegt ist, mit mehr als einer Messfrequenz des Messoszillator-Ausgangssignals betreibbar ist. Vorrichtung nach Ziffer 6, wobei

die Frequenz der Ausgangssignale der Sinus-Oszillatoren von Widerständen innerhalb dieser Sinus-Oszillatoren abhängen,

der Messoszillator diese Widerstände aufweist,

der Referenzoszillator die gleichen Widerstände in gleicher Ausführung aufweist und

zumindest einer dieser Widerstände in beiden Sinusoszillatoren in gleicher Weise jeweils umschaltbar oder veränderbar ist.

Verfahren zum Ermitteln eines Kapazitätswerts einer zu vermessenden

Kapazität umfassend die Schritte :

Erzeugen eines sinusförmigen ersten Oszillatorsignals mittels eines Messoszillators, dessen Messfrequenz von dem Kapazitätswert der zu vermessenden Kapazität abhängt,

Erzeugen eines sinusförmigen zweiten Oszillatorsignals mittels eines Referenzoszillators, dessen Referenzfrequenz von dem Kapazitätswert einer Referenzkapazität abhängt,

Erzeugen eines ersten digitalen oder binären Datenstroms aus dem ersten Oszillatorsignal, insbesondere mittels eines ersten Analog-zu- Digital-Wandlers, wobei der erste digitale oder binäre Datenstrom einen ersten und einen zweiten logischen Zustand einnehmen kann,

Erzeugen eines zweiten digitalen oder binären Datenstroms aus dem zweiten Oszillatorsignal, insbesondere mittels eines zweiten Analog-zu- Digital-Wandlers, wobei der zweite digitale oder binäre Datenstrom einen ersten und einen zweiten logischen Zustand einnehmen kann, Erzeugen von Hochfrequenzzählpulsen, insbesondere mittels eines Hochfrequenz-Oszillators,

Inkrementieren eines ersten Zählwerts, wenn der erste digitale oder binäre Datenstrom sich im zweiten logischen Zustand befindet,

Inkrementieren eines zweiten Zählwerts, wenn der zweite digitale oder binäre Datenstrom sich im zweiten logischen Zustand befindet, mit dem Wechsel des logischen Zustande des ersten digitalen oder binären Datenstroms vom zweiten logischen Zustand erfolgendes Übernehmen des ersten Zählwerts als ersten Ergebniswert, und zwar bevorzugt mit anschließendem Zurücksetzen des ersten Zählwerts, mit dem Wechsel des logischen Zustands des zweiten digitalen oder binären Datenstroms vom zweiten logischen Zustand in den ersten logischen Zustand erfolgendes Übernehmen des zweiten Zählwerts als zweiten Ergebniswert, und zwar bevorzugt mit anschließendem Zurücksetzen eines zweiten Zählwerts,

Dividieren des zweiten Ergebniswerts durch den ersten Ergebniswert und Quadrierung des Ergebnisses dieser Division,

Ausgeben oder Verwenden des Ergebnisses der Quadrierung als Kapazitätsmesswert. Vorrichtung zur Messung des Kapazitätswerts einer zu vermessenden Kapazität

mit einem ersten Sinus-Oszillator, dem Messoszillator, und

mit einem zweiten Sinus-Oszillator, dem Referenzoszillator, und wobei die Frequenz des Ausgangssignals des Messoszillators, im Folgenden auch als Messfrequenz bezeichnet, von der zu vermessenden Kapazität abhängt und

wobei die Frequenz des Ausgangssignals des Referenzoszillators, im Folgenden auch als Referenzfrequenz bezeichnet, von einer Referenzkapazität abhängt und

mit einer Teilvorrichtung, die das Verhältnis aus dem Frequenzwert der Frequenz des Ausgangssignals des Referenzoszillators und dem Frequenzwert der Frequenz des Ausgangssignals des Messoszillators bildet und dieses Verhältnis anschließend quadriert, um das Ergebnis dieser Quadrierung als einen Messwert bereitzustellen. Vorrichtung nach Ziffer 9, wobei beide Sinus-Oszillatoren bis auf die Messkapazität und die Referenzkapazität gleich aufgebaut sind. Vorrichtung zur Messung des Quotienten zweier Kapazitätswerte zweier zu vermessender Kapazitäten

mit einem ersten Sinus-Oszillator, dem Messoszillator, und

mit einem zweiten Sinus-Oszillator, dem Referenzoszillator, und wobei die Frequenz des Ausgangssignals des Messoszillators von dem Quotienten der zwei Kapazitätswerte der beiden zu vermessenden Kapazitäten abhängt und

wobei die Frequenz des Ausgangssignals des Referenzoszillators von dem Quotienten der zwei Kapazitätswerte zweier Referenzkapazitäten abhängt und

mit einer Teilvorrichtung, die das Verhältnis aus dem Frequenzwert der Frequenz des Ausgangssignals des Referenzoszillators und dem Frequenzwert der Frequenz des Ausgangssignals des Messoszillators bildet und dieses Verhältnis anschließend quadriert, um einen Messwert für einen Quotienten der zwei Kapazitätswerte der beiden zu vermessenden Kapazitäten bereitzustellen. Vorrichtung nach Ziffer 11, wobei beide Sinus-Oszillatoren bis auf die beiden Messkapazitäten und die Referenzkapazitäten gleich aufgebaut sind. Vorrichtung nach Ziffer 9, wobei die Referenzkapazität der mittleren zu vermessenden Kapazität entspricht. Vorrichtung nach Anspruch 12,

wobei beide Sinus-Oszillatoren bis auf die Messkapazität und die

Referenzkapazität gleich aufgebaut sind und

wobei der Messoszillator ein Ausgangsignal aufweist und

wobei der Referenzoszillator ein Ausgangssignal aufweist und

wobei der Messoszillator

einen ersten Verstärker aufweist und

einen zweiten Verstärker aufweist und

einen dritten Verstärker aufweist und

wobei der erste Verstärker mit einem ersten Widerstand und der Kapazität, deren Kapazitätswert im Falle des Messoszillators bestimmt werden soll, zu einem ersten integrierenden Verstärker zusammengeschaltet ist und

wobei der zweite Verstärker zu einem invertierenden Verstärker verschaltet ist und wobei der dritte Verstärker mit einer zweiten Kapazität und einem zweiten Widerstand zu einem zweiten integrierenden Verstärker verschaltet ist und

wobei der erste integrierende Verstärker und der zweite integrierende Verstärker und der invertierende Verstärker zu einem Ring hintereinandergeschaltet sind und

wobei an einer Stelle dieses Rings das Ring-Signal als Ausgangsignal des Messoszillators als Ausgangssignal des Messoszillators abgenommen wird und

wobei der Referenzoszillator

einen vierten Verstärker aufweist und

einen fünften Verstärker aufweist und

einen sechsten Verstärker aufweist und

wobei der vierte Verstärker mit einem ersten Widerstand und der Referenzkapazität zu einem ersten integrierenden Verstärker zusammengeschaltet ist und

wobei der fünfte Verstärker zu einem invertierenden Verstärker verschaltet ist und

wobei der sechste Verstärker mit einer zweiten Kapazität und einem zweiten Widerstand zu einem zweiten integrierenden Verstärker verschaltet ist und

wobei der erste integrierende Verstärker und der zweite integrierende

Verstärker und der invertierende Verstärker zu einem Ring hintereinander geschaltet sind und

wobei an einer Stelle dieses Rings das Ring-Signal als Ausgangsignal des Referenzoszillators als Ausgangssignal des Referenzoszillators (SREF) abgenommen wird.

Vorrichtung nach Ziffer 12, wobei beide Sinus-Oszillatoren State-Variable- Oszillatoren sind.

Vorrichtung nach Ziffer 9,

wobei die Teilvorrichtung einen ersten Analog-zu-Digital-Wandler umfasst, der das erste Oszillatorsignal in einen ersten digitalen oder binären Datenstrom wandelt, und wobei die Teilvorrichtung einen zweiten Analog-zu-Digital-Wandler umfasst, der das zweite Oszillatorsignal in einen zweiten digitalen oder binären Datenstrom wandelt, und

wobei die Teilvorrichtung einen Hochfrequenz-Oszillator umfasst der Hochfrequenzzählpulse erzeugt und

wobei die Teilvorrichtung einen ersten Hochfrequenzpulszähler, der in Abhängigkeit von dem Signal des ersten digitalen oder binären Datenstroms, die Anzahl der Hochfrequenzzählpulse des Hochfrequenz- Oszillators zur Ermittlung eines ersten Zählergebnisses zählt, und wobei die Teilvorrichtung einen zweiten Hochfrequenzpulszähler umfasst, der in Abhängigkeit von dem Signal des zweiten digitalen oder binären Datenstroms, die Anzahl der Hochfrequenzzählpulse des Hochfrequenz-Oszillators zur Ermittlung eines zweiten Zählergebnisses zählt, und

wobei die Teilvorrichtung einen Divisionsblock aufweist, der das erste Zählergebnis durch das zweite Zählergebnis teilt, um ein Divisionsergebnis zu erhalten, und

wobei die Teilvorrichtung eine Quadriervorrichtung aufweist, die das Divisionsergebnis quadriert, um den Messwert (Out) bereitzustellen. Vorrichtung nach Ziffer 9, wobei beide der Sinus-Oszillatoren über eine Regelung der jeweiligen Amplitude eines an der zu vermessenden Kapazität bzw. der Referenzkapazität anliegenden Signals verfügen. Vorrichtung nach Ziffer 16, wobei die Übersteuerung der Regelung dieser Amplitude zur Erkennung von externen Störern genutzt wird. Vorrichtung nach Ziffer 16, wobei die jeweilige Amplitude der Sinus- Oszillatoren an ihrem jeweiligen Ausgang, also ihrem jeweiligen Oszillatorsignal genau dann durch Spannungsmessung bestimmt wird, wenn die Spannung am ersten Anschluss des Messoszillators bzw. am zweiten Anschluss des Referenzoszillators einen Nulldurchgang hat. Vorrichtung nach Ziffer 16, wobei eine Messung der Amplitude bei dem Nulldurchgang eines weiteren Signals des jeweiligen Sinus-Oszillators erfolgt, das um 90° gegenüber dem an der zu vermessenden Kapazität bzw. der Referenzkapazität anliegenden Signal phasenverschoben ist. Vorrichtung nach Ziffer 16, wobei die Kontrolle der Amplitude durch das Einstellen eines negativen Parallelwiderstands zur zu vermessenden Kapazität bzw. zu der Referenzkapazität in dem jeweiligen Sinus-Oszillator erfolgt. Vorrichtung nach Ziffer 9, wobei die Vorrichtung dazu ausgelegt ist mit mehr als einer Referenzfrequenz des zweiten Oszillatorsignals, das das Ausgangssignal des Referenzoszillators ist, betrieben zu werden. Vorrichtung nach Ziffer 22, wobei die Vorrichtung dazu ausgelegt ist mit mehr als einer Referenzfrequenz des zweiten Oszillatorsignals, das das Ausgangssignal des Referenzoszillators ist, betrieben zu werden und mehr als ein Messergebnis zu ermitteln. Vorrichtung nach Ziffer 23, wobei die Vorrichtung dazu ausgelegt ist, diese mehreren Messergebnisse zu vergleichen und eine Störung der Messung zu erkennen und zu signalisieren. Vorrichtung nach Ziffer 23, wobei die Vorrichtung dazu ausgelegt ist oder dafür bestimmt ist, mit Hilfe dieser Mehrzahl von Messwerten zusätzliche weitere Parameterwerte zu dem Kapazitätswert der zu vermessenden Kapazität zu bestimmen, wobei die Vorrichtung Vorrichtungsteile, insbesondere ein Rechnersystem, umfassen kann, die den Kapazitätswert der zu vermessenden Kapazität (weitere Parameterwerte aus diesen Messergebnisse bestimmen und signalisieren oder bereitstellen. Vorrichtung nach Ziffer 9,

wobei die Frequenz der Ausgangssignale der Sinus-Oszillatoren von Widerständen innerhalb dieser Sinus-Oszillatoren abhängen,

wobei der Messoszillator diese Widerstände aufweist und

wobei der Referenzoszillator diese Widerstände in gleicher Ausführung aufweist und wobei zumindest einer dieser Widerstände in beiden Sinusoszillatoren in gleicher Weise jeweils umschaltbar oder veränderbar ist. Vorrichtung nach Ziffer 23,

wobei die Vorrichtung dazu ausgelegt ist, dass die Vorrichtung bei einer ersten Referenzfrequenz und einer zweiten Referenzfrequenz ein erstes und zweites Messergebnis ermittelt, und

wobei die erste Referenzfrequenz mit einem solchen Frequenzabstand von der zweiten Referenzfrequenz gewählt ist, dass deren Frequenzbeträge sich um nicht mehr als 20% und/oder nicht mehr als 10% und/oder nicht mehr als 5% und/oder nicht mehr als 3% unterscheiden. Vorrichtung nach Ziffer 27, wobei die Vorrichtung dazu ausgelegt ist, eine Störung zu erkennen und auf eine dritte Referenzfrequenz, insbesondere eine betragsmäßig um einen Faktor zwischen 4 und 6, bevorzugt 5, im Vergleich zur ersten Referenzfrequenz höhere oder niedrigere dritte Referenzfrequenz, umzuschalten, wenn eine solche Störung erkannt wird. Vorrichtung nach Ziffer 9, wobei die Vorrichtung dazu ausgelegt ist mit mehr als einer Messfrequenz des ersten Oszillatorsignals, das das Ausgangssignal des Messoszillators ist, betrieben zu werden. Vorrichtung nach Ziffer 29, wobei die Vorrichtung dazu ausgelegt ist mit mehr als einer Messfrequenz des ersten Oszillatorsignals, das das Ausgangssignal des Messoszillators ist, betrieben zu werden und mehr als ein Messergebnis zu ermitteln. Vorrichtung nach Ziffer 30, wobei die Vorrichtung dazu ausgelegt diese Messergebnisse zu vergleichen und eine Störung der Messung zu erkennen und zu signalisieren. Vorrichtung nach Ziffer 30, wobei die Vorrichtung dazu ausgelegt ist oder dafür bestimmt ist, mit Hilfe dieser Mehrzahl von Messwerten zusätzliche weitere Parameterwerte zu dem Kapazitätswert der zu vermessenden Kapazität zu bestimmen, wobei die Vorrichtung Vorrichtungsteile, insbesondere ein Rechnersystem, umfassen kann, die den Kapazitätswert der zu vermessenden Kapazität weitere Parameterwerte aus diesen Messergebnisse bestimmen und signalisieren oder bereitstellen. Vorrichtung nach Ziffer 31, wobei die Vorrichtung dazu ausgelegt ist, dass die Vorrichtung bei einer ersten Messfrequenz und einer zweiten Messfrequenz ein erstes und zweites Messergebnis ermittelt, und wobei die erste Messfrequenz mit einem solchen Frequenzabstand von der zweiten Messfrequenz gewählt ist, dass deren Frequenzbeträge sich um nicht mehr als 20% und/oder nicht mehr als 10% und/oder nicht mehr als 5% und/oder nicht mehr als 3% unterscheiden. Vorrichtung nach Ziffer 32, wobei die Vorrichtung dazu ausgelegt ist, eine Störung zu erkennen und auf eine dritte Messfrequenz, insbesondere eine betragsmäßig um einen Faktor zwischen 4 und 6, bevorzugt 5, im Vergleich zur ersten Messfrequenz höhere oder niedrigere dritte Messfrequenz, umzuschalten, wenn eine solche Störung erkannt wird. Verfahren zum Ermitteln eines Kapazitätswerts einer zu vermessenden Kapazität umfassend die Schritte:

Erzeugen eines sinusförmigen ersten Oszillatorsignals mittels eines Messoszillators, dessen Messfrequenz von dem Kapazitätswert der zu vermessenden Kapazität abhängt,

Erzeugen eines sinusförmigen zweiten Oszillatorsignals mittels eines Referenzoszillators, dessen Referenzfrequenz von dem Kapazitätswert einer Referenzkapazität abhängt,

Erzeugen eines ersten digitalen oder binären Datenstroms aus dem ersten Oszillatorsignal, insbesondere mittels eines ersten Analog-zu- Digital-Wandlers, wobei der erste digitale oder binäre Datenstrom einen ersten und einen zweiten logischen Zustand einnehmen kann,

Erzeugen eines zweiten digitalen oder binären Datenstroms aus dem zweiten Oszillatorsignal, insbesondere mittels eines zweiten Analog-zu- Digital-Wandlers, wobei der zweite digitale oder binäre Datenstrom einen ersten und einen zweiten logischen Zustand einnehmen kann, Erzeugen von Hochfrequenzzählpulsen, insbesondere mittels eines Hochfrequenz-Oszillators,

Inkrementieren des ersten Zählwerts wenn der erste digitale oder binäre Datenstrom sich im zweiten logischen Zustand befindet,

Inkrementieren des zweiten Zählwerts wenn der zweite digitale oder binäre Datenstrom sich im zweiten logischen Zustand befindet,

Übernehmen des ersten Zählwerts als ersten Ergebniswert mit dem Wechsel des logischen Zustands des ersten digitalen oder binären Datenstroms vom zweiten logischen Zustand in den ersten logischen Zustand und bevorzugtes anschließendes Zurücksetzen eines ersten Zählwerts,

Übernehmen des zweiten Zählwerts als zweiten Ergebniswert mit dem Wechsel des logischen Zustands des zweiten digitalen oder binären Datenstroms vom zweiten logischen Zustand in den ersten logischen Zustand und bevorzugtes anschließendes Zurücksetzen eines zweiten Zählwerts,

Division des zweiten Ergebniswerts durch den ersten Ergebniswert und Quadrierung des Ergebnisses dieser Division,

Ausgabe oder Verwendung des Ergebnisses der Quadrierung als Messwert.

Vorrichtung zur Messung des Kapazitätswerts einer zu vermessenden Kapazität

mit einem ersten Sinus-Oszillator, dem Messoszillator, und

mit einem zweiten Sinus-Oszillator, dem Referenzoszillator, und wobei die Frequenz des Ausgangssignals des Messoszillators, im Folgenden auch als Messfrequenz bezeichnet, von der zu vermessenden Kapazität abhängt und

wobei die Frequenz des Ausgangssignals des Referenzoszillators, im Folgenden auch als Referenzfrequenz bezeichnet, von einer Referenzkapazität abhängt und

mit einer Teilvorrichtung, die das Verhältnis aus dem Frequenzwert der Frequenz des Ausgangssignals des Referenzoszillators und dem Frequenzwert der Frequenz des Ausgangssignals des Messoszillators bildet und dieses Verhältnis anschließend quadriert, um das Ergebnis dieser Quadrierung als einen Messwert bereitzustellen und

wobei beide Sinus-Oszillatoren bis auf die Messkapazität und die Referenzkapazität gleich aufgebaut sind und

wobei die Referenzkapazität der mittleren zu vermessenden Kapazität entspricht und

wobei beide Sinus-Oszillatoren bis auf die Messkapazität und die

Referenzkapazität gleich aufgebaut sind und

wobei der Messoszillator ein Ausgangsignal aufweist und

wobei der Referenzoszillator ein Ausgangssignal aufweist und

wobei der Messoszillator

einen ersten Verstärker aufweist und

einen zweiten Verstärker aufweist und

einen dritten Verstärker aufweist und

wobei der erste Verstärker mit einem ersten Widerstand und der Kapazität, deren Kapazitätswert im Falle des Messoszillators bestimmt werden soll, zu einem ersten integrierenden Verstärker zusammengeschaltet ist und

wobei der zweite Verstärker zu einem invertierenden Verstärker verschaltet ist und

wobei der dritte Verstärker mit einer zweiten Kapazität und einem zweiten Widerstand zu einem zweiten integrierenden Verstärker verschaltet ist und

wobei der erste integrierende Verstärker und der zweite integrierende Verstärker und der invertierende Verstärker zu einem Ring hintereinandergeschaltet sind und

wobei an einer Stelle dieses Rings das Ring-Signal als Ausgangsignal des Messoszillators als Ausgangssignal des Messoszillators abgenommen wird und

wobei der Referenzoszillator

einen vierten Verstärker aufweist und

einen fünften Verstärker aufweist und

einen sechsten Verstärker aufweist und wobei der vierte Verstärker mit einem ersten Widerstand und der Referenzkapazität zu einem ersten integrierenden Verstärker zusammengeschaltet ist und

wobei der fünfte Verstärker zu einem invertierenden Verstärker verschaltet ist und

wobei der sechste Verstärker mit einer zweiten Kapazität und einem zweiten Widerstand zu einem zweiten integrierenden Verstärker verschaltet ist und

wobei der erste integrierende Verstärker und der zweite integrierende Verstärker und der invertierende Verstärker zu einem Ring hintereinandergeschaltet sind und

wobei an einer Stelle dieses Rings das Ring-Signal als Ausgangsignal des Referenzoszillators als Ausgangssignal des Referenzoszillators abgenommen wird und

wobei die Teilvorrichtung einen ersten Analog-zu-Digital-Wandler umfasst, der das erste Oszillatorsignal in einen ersten digitalen oder binären Datenstrom wandelt, und

wobei die Teilvorrichtung einen zweiten Analog-zu-Digital-Wandler umfasst, der das zweite Oszillatorsignal in einen zweiten digitalen oder binären Datenstrom wandelt, und

wobei die Teilvorrichtung einen Hochfrequenz-Oszillator umfasst der Hochfrequenzzählpulse erzeugt und

wobei die Teilvorrichtung einen ersten Hochfrequenzpulszähler, der in Abhängigkeit von dem Signal des ersten digitalen oder binären Datenstroms, die Anzahl der Hochfrequenzzählpulse des Hochfrequenz- Oszillators zur Ermittlung eines ersten Zählergebnisses zählt, und wobei die Teilvorrichtung einen zweiten Hochfrequenzpulszähler umfasst, der in Abhängigkeit von dem Signal des zweiten digitalen oder binären Datenstroms, die Anzahl der Hochfrequenzzählpulse des Hochfrequenz-Oszillators zur Ermittlung eines zweiten Zählergebnisses zählt, und

wobei die Teilvorrichtung einen Divisionsblock aufweist, der das erste Zählergebnis durch das zweite Zählergebnis teilt, um ein Divisionsergebnis zu erhalten, und wobei die Teilvorrichtung eine Quadriervorrichtung aufweist, die das Divisionsergebnis quadriert, um den Messwert bereitzustellen und wobei beide der Sinus-Oszillatoren über eine Regelung der jeweiligen Amplitude eines an der zu vermessenden Kapazität bzw. der Referenzkapazität anliegenden Signals verfügen.

BEZUGSZEICHENLISTE

/ Divisionsblock. Der Divisionsblock dividiert den zweiten Zählerstand des zweiten Ausgangsregisters des zweiten Zählers bevorzugt durch den ersten Zählerstand im ersten Ausgangsregister des ersten Zählers (CNT1) und gibt das Ergebnis aus. Diese Funktion kann auch durch einen Rechner, insbesondere einen Mikrorechner durchgeführt werden. Dieser Rechner kann der gleiche sein, der die Funktion des Quadrierungsblocks ( ^Λ 2) ggf. ausführen kann.

^Λ 2 Quadrierungsblock. Der Quadrierungsblock quadriert das Ergebnissignal des Divisionsblocks (/) zum Kapazitätsergebnis (Out). Diese Funktion kann auch durch einen Rechner, insbesondere einen Mikrorechner durchgeführt werden. Dieser Rechner kann der gleiche sein, der die Funktion des

Divisionsblocks (/) ggf. ausführen kann .

A Frequenzbereich (ungefähre Darstellung), in dem eine Störung dazu führt, dass die Amplitudenreglung ihren Arbeitsbereich verlässt;

ACME _A sAmplitudenregelung des Messoszillators (QMEAS) ;

ACREF Amplitudenregelung des Referenzoszillators (QREF) ;

B Frequenzbereich (ungefähre Darstellung), in dem das Messsignal stark verändert ist (auf die Störfrequenz eingerastet ist), sich aber keine

Störung direkt feststellen lässt.

C2 zweite Kapazität. Die zweite Kapazität wird bevorzugt in die integrierte mikroelektronische Schaltung (IC) integriert.

C3 dritte Kapazität;

CDC Kapazitätswert-zu-Digital-Wandler (Englisch : Capacitance to Digital

Converter);

CNT1 erster Zähler. Der erste Zähler zählt die Hochfrequenzzählpulse des

Hochfrequenz-Oszillators (HF-OSC) solange der dritte digitale oder binäre Datenstrom (ds3) einen ersten logischen Pegel hat. Mit Erscheinen eines zweiten logischen Pegels auf dem dritten digitalen oder binären Datenstrom (ds3) stoppt der erste Zähler die Zählung und das erste Zählergebnis erscheint am Ausgang des ersten Zählers. Mit erneutem Erscheinen eines ersten logischen Pegels auf dem dritten digitalen oder binären Datenstrom (ds3) beginnt der erste Zähler die Zählung von Neuem, vorzugsweise bei null. Das vorhergehende erste Zählergebnis wird dabei bevorzugt weiter ausgegeben.

CNT2 zweiter Zähler. Der zweite Zähler zählt die Hochfrequenzzählpulse des

Hochfrequenz-Oszillators (HF-OSC) solange der vierte digitale oder binäre Datenstrom (ds4) einen ersten logischen Pegel hat. Mit Erscheinen eines zweiten logischen Pegels auf dem vierten digitalen oder binären

Datenstrom (ds4) stoppt der zweite Zähler die Zählung und das zweite Zählergebnis erscheint am Ausgang des zweiten Zählers. Mit erneutem Erscheinen eines ersten logischen Pegels auf dem vierten digitalen oder binären Datenstrom (ds4) beginnt der zweite Zähler die Zählung von Neuem, vorzugsweise bei null. Das vorhergehende zweite Zählergebnis wird dabei bevorzugt weiter ausgegeben; ck Takteingang einer Halteschaltung (Englisch : Sample-and-Hold-Schaltung) (S&H); coeff Koeffizient;

Cref Referenzkapazität;

Crefi erste Referenzkapazität;

C _r ef2 zweite Referenzkapazität;

C _var zu vermessende Kapazität;

Cvan erste zu vermessende Kapazität;

C _V ar2 zweite zu vermessende Kapazität;

Dl erster Teiler. Der erste Teiler teilt die Frequenz des ersten digitalen oder binären Datenstroms (dsl) durch einen Faktor n und erzeugt den dritten digitalen oder binären Datenstrom (ds3); D2 zweiter Teiler. Der zweite Teiler teilt die Frequenz des zweiten digitalen oder binären Datenstroms (ds2) durch einen Faktor m und erzeugt den vierten digitalen oder binären Datenstrom (ds4);

Det zweiter Anschluss des Messoszillators (QMEAS) ; dsl erster digitaler oder binärer Datenstrom. Der erste digitale oder binäre

Datenstrom wird bevorzugt vom ersten Analog-zu-Digital-Wandler (INVl) erzeugt. ds2 zweiter digitaler oder binärer Datenstrom. Der zweite digitale oder binäre Datenstrom wird bevorzugt vom zweiten Analog-zu-Digital-Wandler (INV2) erzeugt. ds3 dritter digitaler oder binärer Datenstrom. Der dritte digitale oder binäre Datenstrom wird bevorzugt vom ersten Teiler (Dl) erzeugt. ds4 vierter digitaler oder binärer Datenstrom. Der vierte digitale oder binäre Datenstrom wird bevorzugt vom zweiten Teiler (D2) erzeugt. fMEAs Frequenz des ersten Oszillatorsignals (SMEAS) ;

fMEAsi erste Frequenz des ersten Oszillatorsignals (SMEAS) und erste

Messfrequenz; fMEAS2 zweite Frequenz des ersten Oszillatorsignals (SMEAS) und zweite

Messfrequenz; f M EAS3 dritte Frequenz des ersten Oszillatorsignals (SMEAS) und dritte

Messfrequenz; f _RE F Frequenz des zweiten Oszillatorsignals (S _RE F) ;

fREFi erste Frequenz des zweiten Oszillatorsignals (SREF) und erste

Referenzfrequenz; fREF2 zweite Frequenz des zweiten Oszillatorsignals (SREF) und zweite

Referenzfrequenz; fREF3 dritte Frequenz des zweiten Oszillatorsignals (SREF) und dritte

Referenzfrequenz; f _s Störerfrequenz;

GC1 Amplitudenkontrolle des Messoszillators (Q _{M E} AS) ;

GC2 Amplitudenkontrolle des Referenzoszillators (QREF) ;

HF-OSC Hochfrequenz-Oszillator, der Hochfrequenzzählpulse erzeugt.

Bevorzugt liegt die Frequenz der Hochfrequenzzählpulse um ein

Vielfaches über der Messfrequenz (fMEAs) und der Referenzfrequenz

IC integrierte mikroelektronische Schaltung;

INVl erster Analog-zu-Digital-Wandler. Der erste Analog-zu-Digital-Wandler ist besonders bevorzugt ein Inverter;

INV2 zweiter Analog-zu-Digital-Wandler. Der erste Analog-zu-Digital-Wandler ist besonders bevorzugt ein Inverter;

Iout Ausgangsstrom des Bauelements, das den virtuell negativen Widerstand repräsentiert Im Eingangsspannung für das Bauelement, dass den virtuell negativen

Widerstand repräsentiert

LMEAS externe Messinduktivität im Stand der Technik;

LSB Bit mit dem niedrigsten Zahlenwert;

LPF1 erster Tiefpassfilter; LPF2 zweiter Tiefpassfilter;

NA gewollte Nutzamplitude;

Nl erster Anschluss des Referenzoszillators (QREF) ;

Nla erster Anschluss des Referenzoszillators (QREF) ;

Nlb dritter Anschluss des Referenzoszillators (QREF) ; N2 zweiter Anschluss des Referenzoszillators (QREF) ;

NR1 einstellbarer virtuell negativer Widerstand; QMEAS Messoszillator;

QREF Referenzoszillator;

Rl erster Widerstand;

R2 zweiter Widerstand; R3 dritter Widerstand;

R4 vierter Widerstand;

R5 fünfter Widerstand;

R6 geregelter sechster Widerstand;

SA Störamplitude am internen Referenzspannungsnetz; S&.H Halteschaltung (Englisch : Sample-and-Hold-Schaltung);

SMEAS erstes Oszillatorsignal. Das erste Oszillatorsignal ist das Ausgangssignal des Messoszillators (QMEAS)

SREF zweites Oszillatorsignal. Das zweite Oszillatorsignal ist das Ausgangssignal des Referenzoszillators (QREF) VI erster Verstärker;

V2 zweiter Verstärker;

V3 dritter Verstärker;

V4 vierter Verstärker;

V5 fünfter Verstärker; V6 sechster Verstärker;

Vamp Zwischenwertsignal;

Var erster Anschluss des Messoszillators (QMEAS) ;

Varl erster Anschluss des Messoszillators (QMEAS) ;

Var2 dritter Anschluss des Messoszillators (QMEAS) ; Vcrti Steuerspannung zur Beeinflussung der Größe des Stroms und damit des virtuell negativen Widerstands

vin Eingang der Halteschaltung (S&H);

vsh Ausgangssignal (vsh) der Halteschaltung (S&H);

Vsoll_amp Vorgabewert