La présente invention concerne un dispositif et un procédé de fourniture d'électricité utilisant une pile à combustible et un convertisseur.

Classiquement, un convertisseur électrique est utilisé pour convertir l'énergie électrique d'une pile à combustible pour l'adapter à la charge utilisatrice. Le convertisseur assure ainsi la conversion de la tension électrique brute issue de la pile (tension fluctuante) en une tension continue stable (par exemple 48Vdc ou - 48Vdc). La figure 1 illustre un tel agencement dans lequel un convertisseur 1 est disposé entre une pile 100 à combustible et une charge 200.

Dans l'exemple de la figure 1 , le dispositif comprend une batterie 60 reliée aux bornes de la charge 200 et à la sortie du convertisseur 1 . Cette batterie 60 facultative permet notamment :

- d'alimenter des auxiliaires de la pile 100, et notamment un système de préchauffage avant démarrage,

- fournir une puissance électrique lors du démarrage ou lors d'appels de puissance importants.

Comme illustré à la figure 2, plusieurs piles 100 avec leur convertisseur respectif 1 peuvent être reliées en parallèle à la charge 200.

Un tel convertisseur doit de préférence comporter :

un système de contrôle et de régulation de courant d'entrée ou de sortie du convertisseur pour contrôler le courant électrique délivré par la pile,

une régulation en tension de la sortie du convertisseur un système de gestion de la charge de la batterie (charge à courant constant ou à tension constante),

un système de lissage du courant par une rampe pour limiter les variations brusques du courant de la pile,

un système de limitation maximale du courant de la pile et de la charge, un système de sécurité (protection contre les surtensions, les surintensités, les courts-circuits, les inversions de polarité, ...).

Dans les applications utilisant des piles à combustible, le coût, le rendement et la fiabilité sont des critères importants qui conditionnent la topologie des convertisseurs statiques utilisés pour transformer l'énergie délivrée par la pile.

Plusieurs solutions sont connues pour améliorer le rendement et réduire le coût des convertisseurs utilisés dans les applications de piles à combustible.

Les structures connues les plus simples sont en général les convertisseurs du type « survolteur » (« boost ») ou « dévolteur » (buck) avec un principe dit de « redressement synchrone ». Le principe du redressement synchrone consiste à utiliser des MOSFET (transistors à effet de champ à grille isolée) à résistances faibles à la place des diodes (ou en parallèle) pour obtenir des chutes de tension plus faibles au niveau du redresseur afin de reduires les pertes par conduction.

Cette solution permet d'améliorer efficacement le rendement mais réduit la fiabilité du convertisseur. Ces convertisseurs sont généralement adaptés aux faibles puissances et ne permettent pas de réduires les pertes par commutation des interrupteurs. Par ailleurs, ces structures ne sont pas isolées et s'adaptent mal à une tension de pile fluctuante..

La commutation douce est une technique qui est généralement utilisée pour réduire les pertes par commutation des semi-conducteurs utilisés comme interrupteurs dans les convertisseurs.

En effet, en cas de commutation dite « dure » classique, la mise en conduction ou le blocage d'un semi-conducteur ne pouvant pas être instantanés, des pertes par commutation sont induites dans les composants dues à la coexistence de la tension et du courant lors de la commutation. Une montée en fréquence de fonctionnement entraîne une augmentation de ces pertes par commutation. La fréquence de fonctionnement doit être limitée afin de conserver des fréquences de commutation compatibles avec les semi-conducteurs. Par ailleurs, les formes d'ondes des courants et des tensions apparaissant aux bornes des composants sont généralement oscillatoires avec des variations extrêmement brutales. Ces oscillations de courant et de tension sont à l'origine de perturbations électromagnétiques. Les surintensités et les surtensions qui en découlent imposent un surdimensionnement des semi-conducteurs.

Des solutions comme les Circuits d'Aide à La Commutation (CALC) ont été envisagées pour faire face à ces problèmes. Ces circuits ne réduisent pas véritablement les pertes par commutation mais les transfèrent vers des éléments auxiliaires (inductances, condensateurs, résistances, diodes, ...) et sont en général dissipatifs. Ces circuits sont pratiquement indispensables lorsque les semi-conducteurs de puissances ont de mauvaises performances.

La commutation douce améliore le rendement de tels convertisseurs. L'augmentation de la fréquence de fonctionnement devient possible et permet de réduire la taille des composants passifs (transformateurs, inductances, condensateurs, ...) et conduit donc à une réduction du volume et du coût du convertisseur.

Une structure très utilisée dans l'application pile à combustible est le convertisseur quasi-résonant connu dans la literature anglo-saxon par le sigle « ZVS-FB-PWM converter » : (« Zero-Voltage-Switching Full-Bridge Pulse-Width- Modulation Converter »). Il s'agit d'une structure isolée dans laquelle le transformateur permet d'adapter les niveaux de tension de la pile et de la sortie du convertisseur. Cependant, ce convertisseur ne fonctionne en commutation douce qu'à partir d'un niveau de courant de la charge. De plus, le redressement synchrone est beaucoup plus difficile à obtenir.

De plus, un inconvénient des structures à commutation douce connues est la limitation de la commutation douce à faible courant. En effet, à faible courant, l'énergie stockée dans une inductance reliant le primaire du transformateur aux cellules de commutation n'est pas suffisante pour décharger les condensateurs des cellules de commutation. C'est-à-dire que le convertisseur passe en commutation dure avec une décharge brutale des condensateurs dans les interrupteurs. Ce fonctionnement engendre des oscillations et des pertes supplémentaires dans les semi-conducteurs.

Un but de la présente invention est de pallier tout ou partie des inconvénients de l'art antérieur relevés ci-dessus.

A cette fin, le dispositif selon l'invention, par ailleurs conforme à la définition générique qu'en donne le préambule ci-dessus, est essentiellement caractérisé en ce qu'il comprend une pile à combustible et un convertisseur de type à commutation douce pour transformer l'énergie électrique délivrée par la pile, le convertisseur comprenant deux extrémités de raccordement à une source de tension délivrée par la pile, les deux extrémités de raccordement définissant respectivement une borne d'alimentation en tension continue et une borne de référence, le convertisseur comprenant également deux cellules de commutation comportant chacune un nombre pair d'interrupteurs connectés en série entre les bornes d'alimentation et de référence, chaque cellule de commutation comportant une borne de sortie respective reliée entre les deux moitiés d'interrupteurs en série de ladite cellule considérée, chaque interrupteur étant connecté en parallèle d'une part à un élément capacitif respectif et d'autre part à une diode respective, chaque cellule de commutation étant associée à un circuit auxiliaire respectif comprenant deux premiers éléments électrique(s) passifs disposés en série entre les bornes d'alimentation et de référence et un second élément électrique passif ayant une première extrémité raccordée entre les deux premiers éléments électrique(s) en série et une seconde extrémité raccordée à la borne de sortie de la cellule considérée, le convertisseur comprenant en outre un transformateur dont le primaire est relié aux bornes de sortie des cellules de commutation et dont le secondaire est relie et à un redresseur, du type à interrupteurs MOSFET, le convertisseur comprenant également un organe de commande relié aux interrupteurs des cellules de commutation et aux interrupteurs du redresseur, l'organe de commande étant configuré pour commander d'une part les interrupteurs des cellules de commutation selon une logique de type « thryristor dual » (« LTD ») et, d'autre part, commander les interrupteurs du redresseur en synchronisme respectivement avec les interrupteurs des cellules de commutation.

Le dispositif permet ainsi de combiner une commutation douce, un redressement synchrone et un pilotage fiable des interrupteurs à partir d'une structure de base quasi-résonante. Le fonctionnement en commutation douce sur toute la plage de fonctionnement est obtenu en utilisant notamment des circuits auxiliaires de commutation. Pour accroître la fiabilité du fonctionnement, une commande de type thyristor dual est utilisée de préférence au niveau des interrupteurs principaux au primaires.

Avec une commande à logique thyristor dual, le convertisseur s'arrête en toute sécurité, les circuits auxiliaires sont utilisés pour palier les inconvénients précédemment relevés.

De plus les interrupteurs secondaires du redresseur synchrone sont commandés en synchronisme avec les interrupteurs du primaires d'une manière simple et fiable.

Par ailleurs, des modes de réalisation de l'invention peuvent comporter l'une ou plusieurs des caractéristiques suivantes :

- les interrupteurs des cellules de commutation sont du type MOSFET avec un fonctionnement du type à blocage commandé par l'organe (38) de commande et à amorçage spontané sous tension nulle (« ZVS= Zéro Voltage Switching »),

- les premiers éléments électrique(s) passifs des circuits auxiliaires comprennent au moins l'un parmi : une capacité, une capacité en parallèle avec une diode d'écrêtage, le second élément électrique passif des circuits auxiliaires comprenant au moins l'un parmi : une inductance, une inductance en série avec deux interrupteurs commandés disposés en parallèle et en sens inverse,

- les interrupteurs des cellules de commutation sont équipés chacun d'un circuit muni d'un détecteur de la tension de saturation aux bornes de l'interrupteur et un circuit de pilotage de l'interrupteur recevant le signal de tension du détecteur, ledit circuit de pilotage étant relié à l'organe de commande et étant configuré pour réaliser l'amorçage de l'interrupteur uniquement lorsque l'organe de commande un amorçage et que, simultanément, la tension mesurée par détecteur de la tension est nulle (V=0) ou comprise entre zéro et dix sept Volt,

- un élément inductif est disposé en série avec le primaire dudit transformateur, - chaque cellule de commutation comprend un premier et un second interrupteurs connectés en série, le redresseur comprenant un premier et un second interrupteurs de type MOSFET,

- l'organe de commande est configuré pour d'une part commander l'amorçage du premier interrupteur du redresseur en même temps que l'amorçage d'un premier interrupteur d'une première cellule de commutation et, d'autre part, pour commander le blocage du premier interrupteur du redresseur en même temps que le blocage du second interrupteur de la seconde cellule de commutation,

- l'organe de commande est configuré pour d'une part commander l'amorçage du second interrupteur du redresseur en même temps que l'amorçage du second interrupteur de la première cellule de commutation et, d'autre part, pour commander le blocage du second interrupteur du redresseur en même temps que le blocage du premier interrupteur de la seconde cellule de commutation.

L'invention concerne également un procédé de fourniture d'électricité utilisant un dispositif selon les caractéristiques ci-dessus ou ci-après, comprenant :

- une première séquence dans laquelle le premier interrupteur de la première cellule de commutation, le second interrupteur de la seconde cellule de commutation et le premier interrupteur du redresseur) sont passant tandis que le second interrupteur de la première cellule de commutation, le premier interrupteur de la seconde cellule de commutation et le second interrupteur du redresseur sont bloqués, puis

- une seconde séquence dans laquelle le premier interrupteur de la première cellule de commutation est commuté en état de blocage, puis

- une troisième séquence durant laquelle le second interrupteur du redresseur est commandé à l'amorçage, puis

- une quatrième séquence durant laquelle le second interrupteur de la seconde cellule de commutation est commuté en état blocage,

- une cinquième séquence durant laquelle la diode associée au premier interrupteur de la seconde cellule de commutation s'amorce spontanément puis les diodes associées aux second interrupteur de la première cellule de commutation et au premier interrupteur de la second cellule se bloquent spontanément, puis

• une sixième séquence durant laquelle le premier interrupteur du redresseur est commuté vers son état bloqué.

Selon d'autres particularités possibles :

- le procédé réalise ensuite à nouveau les six séquences (S1 à S6) de façon symétrique avec : - le second interrupteur de la première cellule et ses organes associés prenant le rôle (passant/bloqué...) du premier interrupteur de la première cellule et inversement dans les séquences; et

- le premier interrupteur de la seconde cellule de commutation et ses organes associés prenant le rôle (passant/bloqué...) du second interrupteur de la seconde cellule de commutation et inversement, et

- le second interrupteur du redresseur prenant le rôle (passant/bloqué) du premier interrupteur du redresseur.

L'invention peut concerner également tout dispositif ou procédé alternatif comprenant toute combinaison des caractéristiques ci-dessus ou ci-dessous.

D'autres particularités et avantages apparaîtront à la lecture de la description ci-après, faite en référence aux figures dans lesquelles :

- la figure 1 représente une vue schématique et partielle illustrant un exemple possible l'installation utilisant un dispositif de fourniture d'électricité selon l'invention,

- la figure 2 représente une vue schématique et partielle illustrant un autre exemple possible l'installation utilisant un dispositif de fourniture d'électricité selon l'invention,

- la figure 3 représente une vue schématique et partielle illustrant un détail d'un convertisseur selon un exemple possible de réalisation de l'invention,

- les figures 4 à 6 représentent des vues schématiques et partielles illustrant des exemples possibles de circuit auxiliaires utilisables dans le convertisseur selon l'invention,

- la figure 7 représente une vue schématique et partielle illustrant un détail d'un système de commande d'interrupteur du type thryristor dual utilisable dans le convertisseur selon l'invention,

- les figures 8 à 13 représentent des vue schématique et partielle illustrant respectivement six séquences de fonctionnement successives pouvant être réalisée lors de l'utilisation du convertisseur du dispositif selon l'invention,

- la figure 14 représente un chronogramme de différents signaux au cours du fonctionnement des figures 8 à 13.

La figure 1 illustre plus en détail un exemple possible de structure du convertisseur 1 du dispositif selon l'invention.

Le convertisseur 1 , du type « à commutation douce » comprend deux extrémités 6, 4 de raccordement connectées à la source de tension P délivrée par la pile à combustible. Les deux extrémités de raccordement définissant respectivement une borne dite « d'alimentation » 6 en tension continue et une borne dite « de référence » 4. Le convertisseur 1 comprend deux cellules 30; 31 de commutation comportant chacune un nombre pair d'interrupteurs 321 , 322 ; 323, 324 connectés en série entre les bornes d'alimentation 6 et de référence 4. Comme représenté, chaque cellule 30; 31 de commutation comprend deux interrupteurs 321 , 322 ; 323, 324 connectés en série entre les bornes d'alimentation 6 et de référence 4.

Les interrupteurs 321 , 322 ; 323, 324 des cellules 30; 31 de commutation sont réalisés de préférence avec des composants MOSFET (transistor à effet de champ à grille isolée) et sont pilotés de préférence par selon un mode Logique Thyristor Dual (LTD). Comme décrit ci-après, ces interrupteurs 321 , 322 ; 323, 324 fonctionnent de préférence selon un mode ZVS (Zéro Voltage Switching) c'est-à- dire blocage commandé et amorçage spontané sous tension nulle.

Chaque cellule 30, 31 de commutation comporte une borne de sortie 361 362 respective reliée entre les deux interrupteurs en série de ladite cellule 30; 31 considérée. Chaque interrupteur 321 , 322, 323, 324 est connecté en parallèle d'une part à un élément capacitif 341 , 342, 343, 344 (tel qu'un condensateur par exemple) respectif et, d'autre part, à une diode 101 , 102, 103, 104 respective.

Le convertisseur comprend en outre un transformateur 40 dont le primaire est relié aux bornes de sortie 361 , 362 des cellules de commutation 30; 31 . Le secondaire du transformateur 40 est relié et à un redresseur 44. Le redresseur 44 est du type à interrupteurs 15, 16 MOSFET, comprenant par exemple un premier interrupteur 15 et un second interrupteur 16. Une inductance 17 dite de sortie peut être reliée en série à l'un 15 des interrupteurs.

Le convertisseur 1 comprenant également un organe 38 de commande relié aux interrupteurs 321 , 322 ; 323, 324 des cellules 30, 31 de commutation et aux interrupteurs 15, 16 du redresseur 44.

Un élément inductif 42 (inductance) est par ailleurs disposé en série avec le primaire dudit transformateur 40. Par exemple une inductance 42 est reliée d'une part à la borne de sortie 361 de la première cellule 30 de commutation et, d'autre part, au primaire du transformateur 40.

De plus, chaque cellule de commutation 30, 31 est associée à un circuit dit « auxiliaire » 50 respectif. Chaque circuit 50 auxiliaire comprend deux premiers éléments 150 électrique(s) passifs disposés en série entre les bornes d'alimentation 6 et de référence 4. C'est-à-dire que les extrémités A et D des circuits auxiliaires 50 se raccordent à la borne 6 d'alimentation tandis que les extrémités C et F des circuits 50 auxiliaires se raccordent à la borne 4 de référence. Chaque circuit 50 auxiliaire comprend un second élément 250 électrique passif ayant une première extrémité raccordée entre les deux premiers éléments 150 électrique(s) en série et une seconde extrémité raccordée à la borne de sortie 361 , 362 de la cellule 30, 31 considérée.

Comme illustré aux figures 4 à 6, les premiers éléments 150 électrique(s) passifs des circuits auxiliaires 50 comprennent au moins l'un parmi : une capacité (figures 4 et 5), une capacité en parallèle avec une diode d'écrêtage (figures 5 et 6). De plus, le second élément 250 électrique passif des circuits auxiliaires 50 peut comprendre au moins l'un parmi : une inductance (figures 4 et 5), une inductance en série avec deux interrupteurs commandés disposés en parallèle et en sens inverse (figure 6). C'est-à-dire par exemple que l'un quelconque des circuits auxiliaires 50 des figures 4 à 6 peut être raccordé à l'une quelconque des cellules de commutation 30 ou 31 de la figure 3.

Ainsi, les bornes de connexion A et D (respectivement B, F et L) des circuits 50 auxiliaires des figures 4 à 6 se raccordent avec les bornes A ou D (respectivement C ou F) du circuit de la figure 3. Les nœuds A et D de la figure 3 sont électriquement confondus, de même pour les nœuds C et F. Les bornes C, E, P des circuits 50 auxiliaires des figures 4 à 6 se raccordent quant à elles aux bornes B ou E de la figure 3.

Cette architecture de circuits auxiliaires 50 permet d'éviter la perte de commutation douce à faible courant de charge (c'est-à-dire inférieure à 30 à 50% du coûtant de charge nominal). En effet, cette architecture permet de faire appel à une source auxiliaire de courant qui vient s'ajouter au courant entre les deux interrupteurs 321 , 322, 323, 324 considérés de façon à faciliter la décharge des condensateurs 341 , 342, 343, 344 associés aux interrupteurs. Avec un tel circuit, l'énergie nécessaire pour créer les conditions de commutation douce n'est plus nécessairement stockée dans l'inductance 42 reliée au primaire du transformateur 40. Cette énergie nécessaire peut donc être minimisée.

Ceci élimine la perte de rapport cyclique et réduit de manière significative les oscillations au niveau du secondaire du transformateur 40 (ces oscillations sont causées par une résonance entre l'inductance 42 et les condensateurs 341 , 342, 343, 344 de jonction des diodes de redressement au niveau du secondaire (nb : ces condensateurs sont intrinsèques aux diodes et ne sont pas représentés par soucis de simplification). Le convertisseur présente ainsi un meilleur rendement.

Les tensions aux bornes des condensateurs 341 , 342, 343, 344 des cellules de commutation oscillent entre +P/2 et -P/2. Ceci produit un courant additionnel dont la forme dépend du type de circuits 50 auxiliaires. La description détaillée ci-après du fonctionnement concerne un convertisseur 1 ayant des circuits 50 auxiliaires conformes respectivement à ceux des figures 4 et 5 pour les cellules 30, 31 de commutation.

Comme décrit plus en détail ci-après, l'organe 38 de commande est configuré pour commander d'une part les interrupteurs des cellules 30, 31 de commutation selon une logique de type « thryristor dual » (« LTD ») et, d'autre part, commander les interrupteurs 15, 16 du redresseur 44 en synchronisme respectivement avec les interrupteurs 321 , 322 ; 323, 324 des cellules de commutation. Les interrupteurs 15, 16 du redresseur 44 fonctionnent de préférence comme des diodes (MOSFET avec leur diode intrinsèque) pilotés en synchronisme avec les interrupteurs du primaire (c'est-à-dire en synchronisme avec les interrupteurs 321 , 322 ; 323, 324 des cellules 30, 31 de commutation).

Avec une commande classique, les interrupteurs du convertisseur 1 seraient commandés en boucle ouverte de telle sorte que l'une des transitions de la commande ait lieu au moment approprié (par exemple, amorçage du transistor intervenant dans un intervalle de temps pendant lequel la diode antiparallèle est en train de conduire). Dans ce type de commande classique, l'impulsion d'amorçage doit être envoyée sur l'interrupteur avec précision. A défaut, il se produit une commutation dure classique si l'impulsion est envoyée trop tard ou à une décharge brutale des condensateurs d'aide à la commutation dans l'interrupteur si l'impulsion est envoyée trop tôt. Ainsi, avec ce type de commande classique il peut y avoir un décalage entre les commandes des interrupteurs d'un même bras avec l'apparition de court-circuits qui provoquent échauffement anormal ou même une destruction. Ce problème était résolu classiquement en adoptant des "temps morts", déterminés pour couvrir les retards entre les commandes selon les conditions de charge, de température, de dérive et de dispersion.

Au contraire, l'utilisation d'une logique de type thyristor-dual selon l'invention permet de s'affranchir de ces contraintes de gestion de temps mort et permet un fonctionnement fiable.

Pour la mise en œuvre d'une logique thyristor dual, les interrupteurs 321 , 322 ; 323, 324 sont équipés de préférence d'un système de détection et d'asservissement de la commande (par exemple, détection de la conduction de la diode antiparallèie activant la commande d'amorçage du transistor considéré).

Comme illustré à la figure 7, le circuit de pilotage de chaque interrupteur 321 , 322 ; 323, 324 peut comprendre un circuit 12 de détection de la tension de saturation de l'interrupteur (tension Drain-Source du MOS) et un circuit 22 de pilotage, recevant d'une part le signal de tension issu du circuit de détection et, d'autre part, le signal de commande 38.

Plus précisément, les interrupteurs 321 , 322 ; 323, 324 des cellules 30, 31 de commutation sont équipés chacun d'un circuit 2 muni d'un détecteur 12 de la tension V de saturation aux bornes de l'interrupteur et un circuit 22 de pilotage de l'interrupteur recevant le signal de tension du détecteur 12. Le circuit 22 de pilotage est relié également à l'organe 38 de commande et est configuré pour réaliser l'amorçage de l'interrupteur uniquement lorsque l'organe 38 de commande un amorçage et que, simultanément, la tension mesurée par détecteur 12 de la tension est nulle (V=0) ou voisine de zéro, par exemple comprise entre zéro et dix sept Volt. Dans les autres cas, le circuit assure une commande de blocage de l'interrupteur considéré.

Ce type de commande permet de supprimer tout amorçage forcé de l'interrupteur. En effet, à chaque commutation, ce circuit valide l'amorçage de l'interrupteur lorsque la tension entre les électrodes de puissance de celui-ci s'est annulée de façon naturelle. Les pertes de commutation à l'amorçage sont ainsi totalement supprimées.

Cette fonction «thyristor-dual» peut être synthétisée en associant un MOSFET classique avec une logique de commande spécifique.

Lors du blocage, le condensateur 341 , 342, 343, 344 d'aide à la commutation placé en parallèle avec l'interrupteur 321 , 322 ; 323, 324 est destiné à dériver le courant qui traverse l'interrupteur, tout en limitant le gradient de tension apparaissant aux bornes de l'interrupteur. Ce pilotage interdit l'amorçage de l'interrupteur tant que le condensateur n'est pas totalement déchargé.

De cette façon, l'interrupteur ne subit jamais les surintensités de décharge du condensateur lors de ces mises en conduction. Le pilotage ne provoque pas l'annulation de la tension entre électrodes de l'interrupteur. Cette annulation nécessaire doit être provoquée par un circuit externe à l'interrupteur, soit naturellement de par la structure et les conditions de fonctionnement du convertisseur, soit via un circuit auxiliaire adapté pour provoquer cette annulation comme c'est préférentiellement le cas dans l'invention.

Parmi les avantages remarquables liés à cette commande à logique thyristor dual (LTD) on peut mentionner l'absence de gestion de temps mort entre les interrupteurs d'une même cellule permettant ainsi d'éviter les courts-circuits fugitifs au niveau des composants. L'une des commandes des interrupteurs d'un même bras (cellule) est remplacée par une commutation spontanée qui est naturellement complémentaire de la commutation commandée. Un autre avantage est l'absence de commande d'amorçage au niveau des interrupteurs, évitant tout risque de court-circuit de bras du convertisseur 1 . En effet, lors d'une commande intempestive ou d'un dysfonctionnement particulier, le biocage d'un interrupteur ramène le circuit dans une séquence de roue libre si celui-ci était dans une séquence active. En mode « roue libre » il est possible juste d'essayer de bloquer un interrupteur alors que c'est la diode connectée en antiparailèîe qui est passante (comme à la figure 10). Il y a perte de contrôle du convertisseur 1 dans une séquence de roue libre ou de récupération d'énergie, ce qui limite les conséquences sur le montage. Au contraire, avec une commande classique selon l'art antérieur à l'amorçage et au blocage, il y a risque de mise en court-circuit fatale de la source de tension à travers les interrupteurs de la cellule.

La commande selon une logique thyristor dual confère donc une sûreté de fonctionnement « naturelle » au convertisseur 1 .

Dans le convertisseur 1 selon l'invention, des éléments MOSFET 15, 16 sont utilisés pour les interrupteurs au niveau du secondaire (redresseur 44). Ceci permet de réduire les pertes par conduction dues à la tension de seuil des diodes de redressement utilisées selon l'art antérieur.

Ces interrupteurs 15, 16 MOSFET sont commandés en synchronisme (LCS) avec les interrupteurs 321 , 322 ; 323, 324 principaux du primaire. Par exemple, le premier interrupteur 15 (respectivement le second 16) du redresseur 44 est commandé à l'amorçage en même temps que le premier interrupteur 321 (respectivement le second 322) de la première cellule 30 de commutation. De plus, le premier interrupteur 15 du redresseur (44 (respectivement le second 16) du redresseur 44 est commandé en blocage en même temps que le second interrupteur 324 (respectivement le premier interrupteur 323) de la seconde cellule 31 de commutation.

Ce mode de pilotage simplifie la commande et fiabilise le fonctionnement du convertisseur 1 . Un exemple de fonctionnement va être décrit à présent en référence aux figures 8 à 13 (séquences de fonctionnement susceptibles de se produire lors de son utilisation). Par soucis de simplification, l'organe 38 de commande et les circuits 50 auxiliaires du convertisseur 1 de la figure 3 ne sont pas représentées aux figures 8 à 13. Les circuits 50 auxiliaires du convertisseur 1 des figures 8 à 13 sont cependant conformes respectivement à ceux des figures 4 et 5.

Le principe de fonctionnement d'une structure de base quasi-résonante connu par ailleurs, seules les particularités de l'invention seront mises en évidence. En particulier, la description ci-après

Dans une première séquence S1 illustrée à la figure 8 et sur le chronogramme de la figure 14, l'enroulement primaire du transformateur 40 voit à ses bornes une tension constante (Vi = P). Le courant dans l'inductance 17 de sortie est ramené au primaire du transformateur via le premier interrupteur 15 du redresseur 44. Le courant du premier interrupteur 321 de la première cellule 30 de commutation est égal à la somme d'une part du courant dans l'inductance 17 de sortie ramené au primaire et, d'autre part, du courant dans l'inductance 250 du circuit auxiliaire de cette première cellule 30.

De même, le courant du second interrupteur 324 de la seconde cellule 31 est la somme d"une part du courant dans l'inductance 17 de sortie ramené au primaire et, d'autre part, du courant dans l'inductance 250 du circuit auxiliaire de cette second cellule 31 . Cette première séquence S1 prend fin lors du blocage, par l'organe 38 de commande, du premier interrupteur 321 de la première cellule 30 de commutation.

Dans une seconde séquence S2 (figures 9 et 14), le premier interrupteur

321 de la première cellule 30 est d'abord commandé en blocage et aucun autre changement d'état des autres interrupteurs n'intervient durant un intervalle de temps dont la durée est le temps de charge/décharge des condensateurs 341 , 342 de la première cellule 30 de commutation.

Du fait du blocage de ce premier interrupteur 321 , un pic de courant commence à charger le premier condensateur 341 associé à ce premier interrupteur 321 et, simultanément, décharge le condensateur 342 du second interrupteur 322 de la première cellule 30. Le courant produit par le circuit 50 auxiliaire associé aide à charger ou décharger ces condensateurs 341 , 342. Les tensions V ₃₂ i, V ₃₂ 2 en Volt aux bornes respectivement des deux interrupteurs 321 ,

322 de la première cellule 30 sont données, respectivement par les équations suivantes :

J ■ l /max

J 250 ^~l

2C 341

_l_ l / max

250

y * 322 = _Γ W_ _t ¹

L, ₃₄₂

avec : P= la tension aux bornes de la pile en Volt, l ₂ so le courant en Ampère dans l'inductance 250 en du circuit auxiliaire 50 associé; l umax, le courant en Ampère dans l'inductance 17 de sortie, C341 , la capacité du condensateur 341 en Farads (F) associé au premier interrupteur 321 , C3 ₄ 2, la capacité en Farad (F) du condensateur 342 associé au second interrupteur 322 t=_le temps courant de fonctionnement en seconde (s),_m= le rapport de transformation du transformateur (sans unité).

Du fait de la présence du condensateur 341 , la tension V ₃₂ i aux bornes du premier interrupteur 321 ne peut que croître lentement, permettant le blocage à zéro de tension ou tension basse (limitation du gradient de tension).

Pendant ce temps, le condensateur 342 du second interrupteur 322 se décharge durant cet intervalle. Dès que ce dernier est complètement déchargé, la diode 102 qui est antiparallèle avec le second interrupteur 322 se ferme spontanément, permettant ainsi une continuité du courant. La tension V ₃₂₂ aux bornes du second interrupteur 322 maintenue à zéro créant ainsi les conditions d'amorçage spontané.

Dans une troisième séquence S3 (figures 10 et 14), la diode 102 du second interrupteur 322 est passante. Comme le second interrupteur 324 de la seconde cellule 31 est encore passant, l'enroulement primaire du transformateur 40 voit une tension nulle après l'annulation de la tension V ₃₂₂ aux bornes du second interrupteur 322 de la première cellule 30. Le second interrupteur 16 du redresseur 44 peut être commandé à l'amorçage en même temps que celui du second interrupteur 322 de la première cellule 30.

Le courant primaire est maintenu constant (aux pertes près). La durée de cet intervalle est déterminée par le temps de déphasage nécessaire pour le réglage de la puissance. L'inductance 250 du circuit auxiliaire 50 de la première cellule 30 voit une tension positive constante égale à P/2. Le courant l ₂ so qui traverse cette inductance 250 commence à croître linéairement de la valeur crête négative suivant l'expression suivante :

P

-* ?sn 9 T t 1

½50

: avec : P, la tension aux bornes de la pile en Volt, l ₂ so le courant dans l'inductance 250 du circuit auxiliaire 50 associé en Ampère (A); l250max le courant maximal dans l'inductance 250 du circuit auxiliaire 50 associé en Ampère (A), L ₂₅₀ la valeur de l'inductance du circuit 50 auxiliaire associé à la première cellule 30 en Henry (H), t=_le temps courant de fonctionnement en Seconde (s),_m= le rapport de transformation du transformateur (sans unité).

Cette troisième séquence S3 prend fin au blocage commandé du second interrupteur 324 de la seconde cellule 31 .

Au début de la quatrième séquence S4 (figures 1 1 et 14), le second interrupteur 324 de la seconde cellule 31 est commandé au blocage. Aucun autre interrupteur ne change d'état durant cet intervalle. La durée de cet intervalle est définie par le temps de charge/décharge des condensateurs 343, 344 de la seconde cellule 31 . Lorsque ce second interrupteur 324 de la seconde cellule 31 est bloqué, le courant l ₂ so de l'inductance du circuit 50 auxiliaire de la seconde cellule 31 atteint sa valeur crête positive somax- De manière similairement à la deuxième séquence S2, ce courant commence alors à charger le second condensateur 344 de la seconde cellule 31 et à décharger le premier condensateur 343 de la seconde cellule 31 . La tension V ₃ aux bornes du second condensateur 344 de la seconde cellule 31 commence à croître à partir de zéro tandis que la tension V ₃₄ 3 aux bornes du premier condensateur 343 de la seconde cellule commence à décroître à partir de la valeur de P. Grâce au second condensateur 344 de la seconde cellule 31 , la tension V ₃ aux bornes du second condensateur 344 ne peut que croître lentement assurant ainsi la commutation de blocage à gradient de tension limité. La décharge progressive du premier condensateur 343 de la seconde cellule ramène à zéro la tension V ₃₂₃ aux bornes du premier interrupteur 323 de la seconde cellule 31 pendant cet intervalle. Ceci permet l'amorçage spontané de la diode 103 associée au premier interrupteur 323 de la seconde cellule 31 .

Au début de la cinquième séquence S5 (figures 12 et 14), la diode 103 associée au premier interrupteur 323 de la seconde cellule 31 s'amorce spontanément.

Du fait du caractère passant de cette diode 103, l'inductance 250 du circuit auxiliaire 50 de la seconde cellule 31 voit une tension négative constante -P/2. Le courant l ₂ so en Ampère (A) dans cette inductance commence alors à décroître linéairement selon l'équation suivante :

P

⁷ 250 - _{1 T} ^{Î + 7} 250 _max

½50

: avec : P, la tension aux bornes de la pile en Volt, l250max le courant maximal dans l'inductance 250 du circuit auxiliaire 50 associé en Ampère (A), L ₂ so la valeur de l'inductance du circuit 50 auxiliaire associé à la seconde cellule 31 en Henry (H), t= le temps courant de fonctionnement en Seconde (s).

Durant cet intervalle, les courants o ₂ et ₀ 3 (en ampère) dans la seconde diode 102 de la première cellule et respectivement dans la première diode 103 de la seconde cellule 31 sont déterminés par les équations suivantes :

: avec : P, la tension aux bornes de la pile en Volt, l250max le courant maximal dans l'inductance 250 du circuit auxiliaire 50 associé en Ampère (A), L ₂ so la valeur de l'inductance du circuit 50 auxiliaire associé, bsomax le courant maximal dans l'inductance 250 du circuit auxiliaire 50 associé en Ampère (A), l_i ₇ la valeur de l'inductance (en Henry H) de sortie 17, ₇ la valeur du courant dans l'inductance de sortie 17, t=_le temps courant de fonctionnement en Seconde (s), m le rapport de transformation du transformateur (sans unité), > Vo= la tension aux borne de la charge en Volt (V), fc= la fréquence de fonctionnement du convertisseur en Hertz (Hz).

Lorsque ces courants I 102 et ₀ 3 s'annulent, les diodes 102 et 103 correspondantes se bloquent spontanément et les interrupteurs 322 323 correspondants assurent la continuité du courant si leurs commandes sont présentes (condition de fonctionnement en commutation douce). Cette inversion de courant se fait naturellement avec des interrupteurs pilotés par une logique de type thyristor dual.

Lors d'une sixième séquence S6 le premier interrupteur 15 du redresseur 44 est bloqué. En effet, lorsque le courant primaire (dans l'inductance 42 reliée au primaire du transformateur 40) atteint le niveau du courant de la charge ramené au primaire, le premier interrupteur 15 du redresseur doit être bloqué pour éviter un dysfonctionnement du convertisseur 1 . Dans le convertisseur 1 selon l'invention, ce blocage est réalisé en même temps que le blocage du second interrupteur 324 de la seconde cellule 31 de commutation. La diode intrinsèque du MOSFET assure alors la continuité du courant pendant un laps de temps très court (de l'ordre de la durée des quatrième S4 et cinquième S5 séquences). Ceci est donc sans conséquence significative sur les pertes par conduction. La commande est alors simple et fiable sans risque de dysfonctionnement du convertisseur.

Le second interrupteur 322 de la première cellule 30 et le premier interrupteur 323 de la seconde cellule 31 sont passants tandis que le premier interrupteur 321 de la première cellule 30 et le second interrupteur 324 de la seconde cellule 31 sont bloqués (figures 13 et 14). Le second interrupteur 16 du redresseur 44 est quant à lui passant. Cette séquence est symétrique à la première séquence S1 décrite précédemment (séquence initiale).

Ensuite, un autre cycle de fonctionnement symétrique aux cinq séquences S1 à S6 précédentes peut commencer (symétriquement car les rôles passant/bloqué ci-dessus des premiers interrupteurs 321 , 323 des deux cellules 30, 31 sont inversés et les rôles passant/bloqué des seconds interrupteurs 322, 324 des deux cellules 30, 31 ci-dessus sont inversés également). Le convertisseur 1 peut répéter ensuite périodiquement le processus de fonctionnement.

La figure 14 illustre les formes d'onde dans les différent composants (inetrrupteurs 321 , 322, 323, 324, 15, 16) en fonction des séquence de fonctionnement (S1 à S6).

Cette architecture et son fonctionnement de convertisseur à commutation douce à redressement synchrone permet un fonctionnement avec une grande fiabilité et un rendement élevé.

En particulier, la commutation douce a été étendue sur toute la plage de fonctionnement par l'utilisation de circuits 50 auxiliaires de commutation. Le pilotage des interrupteurs par une logique thyristor dual permet de s'affranchissant de l'épineux problème de réglage des temps morts et d'accroître la fiabilité du convertisseur 1 . Le redressement synchrone qui consiste à utiliser des MOSFET à la place des diodes de redressement permet de réduire les pertes par conduction.

Le pilotage par synchronisme des MOSFET (interrupteurs 15, 16) du redresseur 44 synchrone fiabilise le fonctionnement.

Une étude séquentielle du fonctionnement de ce convertisseur 1 a permis de montrer les particularités fonctionnelles de ce convertisseur. Ainsi, ce convertisseur 1 permet de fonctionner à des fréquences de commutation élevées (comprises entre 100KHz et 200KHz), avec une grande fiabilité et des pertes globales réduites. Mais la fiabilité et la sûreté de fonctionnement constituent probablement les points forts de ce convertisseur.

Bien entendu, pour réduire encore les pertes, plusieurs MOSFET peuvent être mis en parallèle pour chaque interrupteur au niveau du primaire ou du secondaire du convertisseur 44.

L'utilisation d'une telle structure est particulièrement avantageuse dans les applications de pile à combustible nécessitant un rendement et une fiabilité élevés.

Par exemple, une à trois piles à combustible de soixante cellules élémentaires chacune peuvent être utilisées afin de fournir de l'ordre de 2,15 kW par module au nominal dans les conditions (45°C ambiant et ou 2000 mètres d'altitude). Une pile à combustible peut être installée dans chaque module de pile (« FCM »= « Fuel Cell Module ») et la tension fournie par celle-ci sera transformée en tension de 48V stabilisée par le convertisseur 1 DC/DC.

La puissance de sortie du convertisseur 1 peut servir à alimenter la charge des batteries, un Bus continu qui pourra varier entre 42 et 55V selon l'état de charge des batteries (figure 2), les auxiliaires des modules de pile FCM et du système de pile à combustible (« FCS »= « Fuel Cell System ») et la fourniture de puissance au client.

Le convertisseur 1 DC/DC de chaque module pourra par exemple délivrer une puissance de 2 KW maximum et un courant maximum de 50A au maximum pour 42 V sur le Bus.

Un tel dimensionnement en sortie entraînera une consommation potentielle sur la pile de 2150 W pour un rendement de convertisseur de 93%. Pour une telle puissance, le courant maximum attendu en entrée du convertisseur sera pour une tension de 27V (minimum de tension donnée pour fin de vie de la pile) de 80A.

La plage de tension en entrée du convertisseur 1 peut être comprise entre 27 et 60Vdc pour un courant maximum de 80A et une puissance maximum de 2150W. En sortie du convertisseur, la tension peut être comprise entre 42 et 56Vdc pour un courant maximum de 50A et une puissance maximum de 2000W.