La présente invention se rapporte à un dispositif de réduction du bruit de phase dans un signal issu d'une source quasi-périodique.

Elle s'applique plus particulièrement aux circuits logiques à supra conducteurs, notamment aux circuits logiques en technologie RSFQ (acronyme anglo-saxon pour Rapid Single Flux Quantum).

D'une manière générale les systèmes logiques utilisent au moins un signal d'horloge pour les fonctions de séquencement et de synchronisation. Les signaux d'horloge sont générés de façon habituelle par des oscillateurs. Ces signaux quasi-périodiques ne sont pas parfaitement purs, malgré l'intégration de filtres résonants dans les oscillateurs. Si on prend la représentation de la densité spectrale d'un signal quasi-périodique généré par un oscillateur, on observe ainsi un bruit de plancher : c'est le bruit blanc du spectre, correspondant à un bruit de phase à court terme du signal quasi-périodique. Les circuits à verrouillage de phase habituellement utilisés dans les systèmes numériques (calculateurs ou autre) ne permettent pas de réduire ce bruit de phase à court terme : leur action a un effet de stabilisation à long terme, pour empcher les dérives en fréquence.

Dans la suite, on entend par bruit de phase, le bruit correspondant au plancher de bruit ou bruit blanc du spectre de fréquence du signal. Un objet de l'invention est un dispositif de réduction de ce bruit de phase. Un tel dispositif est particulièrement intéressant dans le domaine de l'électronique numérique rapide. Il permet notamment de réduire la gigue du signal d'horloge, particulièrement gnante dans les circuits numériques haute et très haute fréquence.

Dans les systèmes électroniques numériques rapides, une famille logique s'est développée, utilisant les circuits supraconducteurs. C'est la famille logique RSFQ (acronyme anglais de"Rapid Single Flux Quantum"), basée sur l'utilisation de la quantification du flux magnétique, et le transfert de quanta de flux f0 individualisés. Dans cette approche, le traitement logique de l'information revient à manipuler des impulsions de tension résultant du passage des quanta de flux dans des boucles de courant. Un

des éléments de base de cette famille logique à supraconducteurs, est la jonction Josephson shuntée, qui permet le transfert ou le maintien d'un quantum de flux individualisé, le passage d'un quantum de flux dans la jonction se traduisant par l'apparition d'une impulsion de tension à ses bornes telle que IVdt = h/2e = O = 2, 0710 5webers (h, constante de Planck). Avec des technologies actuelles, l'impulsion de tension a ainsi une amplitude de l'ordre de 2 millivolts sur 1 picoseconde.

Chaque jonction est définie par un courant critique Ic et une résistance normale Rn, fonction de sa géométrie et de la technologie utilisée.

La fonction de propagation/transfert est assurée par une commande en courant de polarisation de la jonction appropriée, qui permet d'augmenter ou d'affaiblir le courant traversant la jonction, permettant ainsi le maintien dans la boucle ou le transfert du quantum de flux à travers la jonction, dans la boucle suivante.

La logique RSFQ a abouti à de nombreux circuits logiques tels que des convertisseurs analogiques/numériques, des mémoires à accès aléatoire, des processeurs de traitement de signal calculant des transformées de Fourier rapides, qui peuvent fonctionner à très haute fréquence. La limite haute de fonctionnement des éléments logiques RSFQ est donnée par leur fréquence critique, fonction de leur géométrie et de la technologie employée (tri-couche, planaire...). Cette fréquence caractéristique est donnée par l'équation suivante : fc=lcRn/f0 où Ic est le courant critique de la jonction, Rn, la résistance normale et +0, le quantum de flux, égal à 2, 0710-'5 webers.

On trouvera un récapitulatif intéressant des applications de la logique RSFQ dans l'article de Konstantin K. Likharev"Progress and prospects of superconducting electronics", (Superconducting Science Technology, 3-1990-pages 325-337).

Un autre élément actif de la logique RSFQ est la ligne de transmission Josephson. Une ligne de transmission Josephson est une ligne comprenant des jonctions Josephson shuntées en parallèles, couplées entre elles par des inductances supraconductrices. Une telle ligne permet la propagation des quanta de flux individualisés (Single Flux Quantum), et sert donc comme support de transport d'information logique.

Une impulsion très brève de tension, de l'ordre de 2 millivolts sur 1 picoseconde, qui est appliquée en entrée d'une telle ligne, se propage le long de cette ligne par propagation d'un quantum de flux 0, appelé encore fluxon à travers des boucles de courant permanent. A la sortie, on récupère cette impulsion de tension. Ces lignes de transmission Josephson permettent la transmission d'impulsions logiques sans distorsion.

Si deux impulsions sont appliquées successivement en entrée, deux fluxons sont générés dans la ligne et se propagent le long de cette ligne. Ces deux fluxons sont séparés dans la ligne par une distance représentative de l'intervalle de temps séparant les deux impulsions appliquées en entrée.

Cependant, en raison d'une interaction répulsive entre les fluxons générés, si la distance d entre les deux fluxons est suffisamment courte pour que cette interaction répulsive ait une force significative, une redistribution spatiale s'opère dans la ligne, qui se traduit en sortie par un intervalle de temps séparant les deux impulsions différent de celui observé à l'entrée de la ligne.

En d'autres termes, dans la ligne, une impulsion a été accélérée et l'autre ralentie. Ce phénomène est bien expliqué dans un article intitulé"Fluxon interaction in an overdamped Josephson Transmission line"de V. K.

Kaplunenko, (Applied Physic Letters 66 (24) 12 June 1995) avec une illustration numérique de ce phénomène observé expérimentalement sur une ligne de transmission Josephson comprenant 200 jonctions Josephson shuntées, couplées en parallèle par une inductance supraconductrice et de fréquence caractéristique fc=104 Ghz. On applique en entrée de cette ligne deux impulsions de tension à 9,6 ps (picosecondes) d'intervalle, correspondant à fc'. Le long de la ligne, l'intervalle de temps entre les deux fluxons qui se propagent augmente. En sortie, on obtient deux impulsions de tension à 27 ps d'intervalle. Du fait de la répulsion entre les fluxons, une impulsion a été ralentie, l'autre accélérée, entraînant une augmentation de l'intervalle de temps séparant les deux impulsions. Ce phénomène de modification n'est observé en pratique que pour une distance entre les fluxons correspondant à un intervalle de temps inférieur à un délai de saturation de la jonction, évalué à 3fc-, soit de l'ordre de 28,8 ps dans l'exemple. Si la distance est trop grande entre les fluxons, la contrainte n'est pas assez forte. II faut donc que les fluxons générés soient suffisamment

proches, pour que la contrainte soit forte. Dans l'exemple, si on injecte dans la ligne deux impulsions à 30 picosecondes d'intervalle, cet intervalle est inchangé en sortie de la ligne.

Une séquence de bits représentant des données logiques peut ainsi tre modifiée dans la ligne de transmission Josephson, sous l'effet de l'interaction répulsive entre les fluxons, ce qui équivaut à une perte d'information logique. Dans un système logique cette perte d'information peut avoir des répercutions graves : perte brute d'information, désynchronisation (comparateur de phase)... Pour éviter ce problème d'interaction, l'auteur de l'article préconise de dimensionner la ligne pour que la séparation temporelle entre deux fluxons générés dans la ligne ne soit pas inférieure à 3fc', soit dans l'exemple, à 28,8 ps (valeur de saturation). Un dimensionnement adapté est obtenu notamment en jouant sur le courant critique, la résistance normale et sur la valeur des inductances dans la définition du circuit. On peut ensuite réduire en opérationnel les effets des interactions en jouant sur le courant de polarisation des jonctions Josephson.

Dans l'invention, on s'est intéressé à cet effet d'interaction répulsive entre les fluxons pour en retirer un effet technique avantageux, sur la filtration du bruit blanc d'un signal issu d'une source quasi-périodique.

L'idée à la base de l'invention, est d'utiliser cet effet sur une série d'impulsions d'un signal d'horloge issu d'une source quasi-périodique quelconque, de fréquence fondamentale f0, pour abaisser le niveau de bruit blanc de ce signal, par rapport au niveau du fondamental. En effet, si on prend le cas d'un signal d'horloge de type à impulsions de tension, le niveau de bruit blanc se traduit par une dispersion temporelle des impulsions du signal, et par suite, par une dispersion de la distance spatiale entre les fluxons générés dans la ligne de transmission supraconductrice.

L'effet d'interaction sur toute la longueur de la ligne entraîne que l'on observe une redistribution des fluxons dans l'espace confiné de la ligne, du au comportement statistique des grands nombres, autour d'une valeur lissée, correspondant à une valeur moyenne de la distance inter-fluxon.

Cette redistribution spatiale des fluxons a comme effet direct une redistribution temporelle des impulsions en sortie.

On a vu que le bruit blanc du signal quasi-périodique se traduit sur le signal par une dispersion temporelle des impulsions, et dans la ligne

de transmission supraconductrice, par une dispersion de la distance spatiale entre deux fluxons successifs.

Du fait de la nature périodique du signal à l'entrée, les fluxons s'organisent dans la ligne selon un réseau périodique. Dans la ligne de transmission Josephson, il s'agit d'un réseau périodique unidimensionnel, selon la direction de propagation des quanta de flux. Après un certain nombre d'impulsions, qui correspondent à un délai transitoire, une redistribution de ce réseau s'établit, avec une distance inter-fluxon lissée autour d'une valeur moyenne.

Ainsi le phénomène d'interaction répulsive entre les fluxons associé à la statistique des grands nombres, conduit à une redistribution homogène des fluxons dans le réseau, ce qui se traduit en sortie de la ligne par une réduction du niveau de bruit blanc du signal quasi-périodique.

De façon générale, selon l'invention, en prenant tout système physique apte à générer des particules ayant entre elles des interactions répulsives pour une distance entre particules inférieure à une valeur de saturation du système (fréquence caractéristique), comme des électrons (circuits quantroniques) des quanta de flux, des vortex, on peut réduire le bruit de phase par réorganisation du réseau de particules dans le système physique.

Telle que caractérisée, l'invention concerne donc un dispositif de réduction du bruit de phase d'un signal issu d'une source quasi-périodique de fréquence fondamentale fO. Selon l'invention, ce dispositif comprend un système physique de transmission d'impulsions par transfert de particules ledit système étant défini pour avoir une fréquence caractéristique fc définissant une plage de fréquence de fonctionnement du dispositif avec une limite basse liée à ladite fréquence caractéristique. telle que pour le signal quasi-périodique appliqué en entrée, lesdites particules ont une interaction répulsive entre elles, ledit système fournissant en sortie des impulsions à la fréquence fondamentale fO.

L'invention concerne aussi un dispositif de réduction du bruit de phase d'un signal issu d'une source quasi-périodique de fréquence fondamentale fO. Selon l'invention, il comprend un circuit supraconducteur à ligne active de transmission d'impulsions de tensions par transfert de quanta de flux +0, ledit circuit étant défini pour avoir une fréquence caractéristique

fc telle que 0, 3fc'fO où fO est la fréquence fondamentale du signal quasi- périodique (Se) appliqué en entrée, et fournissant en sortie un signal d'impulsions de tension de fréquence fondamentale fO.

On peut améliorer la réduction du bruit de phase, en définissant un circuit supraconducteur à ligne active de transmission d'impulsions de tension tel que les quanta de flux générés dans le circuit sous l'effet de l'application du signal quasi-périodique s'organisent selon un réseau périodique bidimensionnel. Ainsi, les interactions entre les quanta de flux opèrent entre plus proches voisins selon les deux dimensions du réseau.

L'invention s'applique non seulement aux quanta de flux générés dans une ligne de transmission Josephson, mais plus généralement à tout circuit supraconducteur à ligne active de transmission d'impulsions de tension. En particulier, il s'applique aussi aux lignes de transmission de flux de vortex : ligne de transmission à une jonction longue Josephson, à flux de vortex Josephson, ligne à fente ou micropont, à flux de vortex d'Abrikosov.

Le dispositif de réduction de phase peut en outre tre utilisé de façon avantageuse dans un circuit multiplieur de fréquence.

D'autres avantages et caractéristiques de l'invention apparaîtront plus clairement à la lecture de la description qui suit, faite à titre indicatif et non limitatif de l'invention et en référence aux dessins annexés, dans lesquels : - la figure 1 déjà décrite illustre la densité spectrale A (Sin) d'un signal issu d'une source quasi-périodique ; - la figure 2 représente un schéma électrique d'un dispositif de réduction de phase selon l'invention basé sur une ligne de transmission Josephson comprenant une pluralité de jonctions Josephson ; - la figure 3 représente un premier exemple de réalisation d'une telle ligne, selon une technologie à jonctions sur bi-cristal ; - la figure 4a représente schématiquement un réseau périodique de fluxons générés par un signal d'horloge impulsionnel dans la ligne de transmission Josephson et - les figures 4b et 4c illustrent le phénomène de redistribution temporelle des impulsions de tension dans une telle ligne ;

- la figure 5a représente un autre exemple de réalisation d'un dispositif de réduction de phase comprenant deux lignes de transmission Josephson disposées en parallèle dans le mme plan de surface et - la figure 5b est une illustration du réseau périodique des fluxons correspondant ; - les figures 6a et 6b illustrent schématiquement deux variantes d'utilisation de deux lignes de transmission Josephson en parallèle dans un dispositif à réduction de phase, afin d'améliorer l'efficacité de la correction ; - la figure 6c est une variante des figures précédentes avec n = 3 lignes de transmission Josephson en parallèle, avec une illustration du réseau périodique des fluxons correspondant ; - la figure 7 montre un exemple d'utilisation d'un dispositif de réduction du bruit de phase dans un circuit doubleur de fréquence ; - les figures 8a et 8b représentent un autre exemple de réalisation d'un dispositif de réduction de phase à ligne de transmission Josephson dans une technologie de jonction sur rampe ; - les figures 9a et 9b représentent deux modes de réalisation d'un dispositif de réduction du bruit de phase, à ligne de transmission à jonction longue Josephson ; - les figures 10a et 10b représentent un dispositif de réduction du bruit de phase à ligne à fente ou micropont, à flux de vortex ; - la figure 11 est une illustration du réseau périodique des vortex générés dans une telle ligne.

La figure 1 montre la densité spectrale A (Sin) d'un signal Sin issu d'une source quasi-périodique et appliqué comme signal d'horloge dans un système logique. Dans l'invention, on cherche à réduire d'au moins un facteur 10 le rapport bruit de phase sur signal N2/N1, qui est de l'ordre de - 115 à-120 dBc pour des signaux issus de sources quasi-périodiques classiques (oscillateurs). Une telle réduction est particulièrement avantageuse dans le domaine de l'électronique à très haute fréquence et en particulier dans les systèmes basés sur les circuits logiques RSFQ, à supraconducteur à haute température critique, dans lesquels le bruit thermique est faible. On bénéficie alors pleinement d'un signal dont le bruit à court terme a été singulièrement réduit.

La figure 2 illustre un premier mode de réalisation d'un dispositif à réduction du bruit de phase selon l'invention, comprenant un circuit supraconducteur à ligne de transmission d'impulsions de tension, à l'entrée duquel le signal Sin à traiter est appliqué et qui fournit en sortie un signal Sout, duquel le bruit de phase a été réduit.

Dans cet exemple, la ligne de transmission est une ligne de transmission Josephson, comprenant une pluralité de jonctions Josephson JJ1, JJ2,... JJ200, représentées selon leur schéma électrique simplifié. Les jonctions Josephson sont shuntées, montées en parallèles, et couplées les unes aux autres par des inductances supraconductrices Lsi, Ls2, LS3, ... Lus200. Une inductance supraconductrice Lso est aussi prévue en entrée, entre une électrode signal d'entrée A et la première jonction Josephson JJ,.

Le signal d'entrée est appliquée aux bornes de la ligne, entre deux électrodes signal d'entrée A et M. Le signal de sortie Sout est obtenu en sortie de la ligne, entre deux électrodes signal de sortie, B et M'. Les électrodes M et M'sont les électrodes de masse de la ligne. Les jonctions sont polarisées en courant Ip, inférieur au courant critique Ic des jonctions, en sorte qu'une boucle Bc de courant permanent s'établit dans chaque cellule fermée par une jonction.

L'application d'une impulsion en entrée d'une telle ligne augmente le courant de la jonction au-dessus du courant critique. L'effet Josephson se produit : un quantum de flux traverse la boucle de courant ; une impulsion de tension correspondante apparaît aux bornes de la jonction. L'impulsion de tension se propage ainsi dans la ligne, sans déformation.

Si on applique un train d'impulsions d'un signal d'horloge, on récupère en sortie un train correspondant. Selon l'invention, on choisit les caractéristiques de la ligne pour obtenir une fréquence caractéristique fc déterminée. Cette fréquence caractéristique fc définit une plage de fréquence de fonctionnement du dispositif avec une limite basse liée à cette fréquence caractéristique : Pour un signal quasi-périodique appliqué en entrée dont la fréquence fondamentale est comprise dans la plage de fonctionnement ainsi définie, on obtient une interaction répulsive efficace, qui permet de réduire le plancher de bruit blanc de ce signal.

Plus particulièrement, on choisit les caractéristiques de la ligne pour obtenir une fréquence caractéristique fc qui vérifie 0, 3fc<fO. 0,3fc est la limite basse de la plage de fonctionnement de ce dispositif.

Ainsi, en moyenne, la distance inter-fluxon est inférieure à la valeur de saturation de la ligne. Le phénomène d'interaction répulsive entre les quanta de flux (fluxons) entraîne une redistribution spatiale des quanta de flux (fluxons) au long de la ligne, autour d'une valeur moyenne inter-fluxon, par lissage autour d'une valeur moyenne, correspondant à la valeur moyenne de l'intervalle de temps entre deux impulsions. En sortie, le signal présente un écart type des intervalles de temps entre les impulsions considérablement réduit. De cette façon, le bruit à court terme ou bruit de phase du signal d'entrée est réduit.

Les caractéristiques d'une ligne de transmission Josephson sont principalement les valeurs des inductances, fonction de la longueur de ligne et de la technologie, notamment l'inductance mutuelle Lm et des caractéristiques des jonctions ; courant critique Ic, résistance normale Rn.

Pour ne pas trop compliquer le dessin de la figure 2, ces caractéristiques bien connues des jonctions Josephson, ne sont représentées que pour la première jonction JJ.

Sur la figure 3, on donne un exemple de réalisation pratique d'un dispositif de réduction de phase selon l'invention avec un circuit supraconducteur du type à ligne de transmission Josephson comprenant une pluralité de jonctions Josephson, dans une technologie planaire à couche mince d'un supraconducteur à haute température critique (dans la suite, on utilise l'acronyme français de ce terme, soit HTC), sur substrat bi-cristal.

Deux substrats 1 et 2, typiquement des substrats SrTiO3, ou encore des substrats MgO, ou YSZ, et dont les axes cristallins présentent un écart angulaire dans le plan de surface, sont soudés. Un film supraconducteur 3, typiquement un film d'un matériau de la forme YBa2Cu30n, 6<n<7, est déposé (épitaxié) sur le plan de surface du bi-cristal, à cheval sur la ligne de soudure du substrat bi-cristal, en sorte qu'il se développe un joint de grain 4 tout le long de la soudure, sous le film supraconducteur, équivalent à une barrière électrique. Le film est ensuite gravé selon un motif d'échelle, chaque barreau de l'échelle correspondant à une jonction Josephson.

Dans l'exemple, la largeur w d'un barreau est de l'ordre de 5 micromètres, la longueur I d'un barreau est de l'ordre de 20 micromètres et l'espace h entre deux barreaux est du mme ordre (20 micromètres). Le film lui a une largeur de quelques micromètres, pour une épaisseur de quelques dixièmes de microns, (0, 311m par exemple). Le substrat a une épaisseur de quelques centaines de micromètres, typiquement 300 à 1000 pLm.

Une source de courant non représentée fournit un courant de polarisation à chacune des jonctions Josephson, typiquement de l'ordre de 100 microampères pour la technologie prise en exemple. Dans l'exemple, ce courant de polarisation est appliquée entre deux électrodes C et C'de polarisation en courant formées sur une portion 3'du film supraconducteur 3, conformée (gravée) de façon à distribuer ce courant tout au long de la ligne, au moyen de branches d'amenées du courant prévues par paires bl, bi', ... baoo, blot', arrangées de part et d'autres de l'échelle formant la suite de jonctions. Dans l'exemple, une branche d'amenée de courant b, et sa branche complémentaire bu'côté ligne de masse polarisent en courant les deux jonctions JJi et JJ2 situées de part et d'autre de ces branches. Pour une ligne comprenant deux cent jonctions Josephson, la source de courant est dimensionnée pour fournir un courant de polarisation de l'ordre de quelques dizaines de milliampères, par exemple 20 mA, distribués le long de la ligne.

Les électrodes signal d'entrée et de sortie A, M, B, M', typiquement en cuivre ou en or, sont formées à chaque extrémité du film, et de part et d'autre du joint de grain 4.

Par exemple, on définit une ligne de transmission Josephson comprenant deux cent jonctions, longue de 2 millimètres environ, avec un courant critique Ic de jonction de 125 microampères et une résistance normale Rn de 2 ohms définissant une fréquence caractéristique fc : fc= IcRn/+0 = 125 10-6 x 2/2,07 10-15 webers=116 gigaHertzs, en technologie à films supraconducteurs (Niobium) (couches minces 0,1 lim) à haute température critique sous 30 Kelvin, avec un courant de polarisation de 100 microampères (< Ic) pour chaque jonction. Si on applique en entrée de cette ligne, un signal d'horloge de fréquence fondamentale fO > fc/3 de l'ordre de 50 à 100 gigolettes et présentant des impulsions très décalées

dans le temps (bruit à court terme), on peut prévoir en sortie un signal Sout dont le rapport bruit blanc sur signal est abaissé d'un facteur 10, soit de l'ordre de-130,-140 dBc (au lieu de-115,-120 dBc à l'entrée).

La figure 4a représente schématiquement la structure en réseau des fluxons générés dans une telle ligne, sous l'effet d'un signal impulsionnel de tension appliqué en entrée Sin.

Si on représente la ligne comme un canal 5, les impulsions de tension du signal Sin sont injectées à une extrémité de ce canal, à une fréquence horloge fO. Des fluxons fix,, fix2,... fIX, sont générés dans le canal 5, qui s'organisent spatialement selon un réseau unidimensionnel correspondant à la direction de propagation des fluxons dans la ligne.

Du fait que l'on utilise une ligne de transmission, c'est à dire une ligne comportant un grand nombre de jonctions en sorte que la statistique des grands nombres s'applique (par opposition à un circuit logique supraconducteur du type ne comportant qu'un petit nombre de jonctions, tel qu'un registre à décalage), un effet de redistribution spatiale se produit par lissage de la distance inter-fluxon autour d'une valeur moyenne dO, qui correspond à une valeur moyenne de l'intervalle de temps entre deux impulsions du signal d'entrée. En d'autres termes, l'écart type des valeurs des intervalles de temps entre les impulsions dans le signal de sortie est réduit. Plus précisément, et en relation avec la figure 4b, le bruit de phase du signal Sin appliqué en entrée se traduit dans ce signal par une distribution temporelle dispersée. Les fluxons générés sous l'effet de ce signal sont aussi spatialement dispersés dans la ligne, comme représenté schématiquement sur la figure 4b. Comme on a choisit les caractéristiques de la ligne (fc) pour que la distance entre les fluxons générés par le signal d'entrée Sin soit en moyenne inférieure à la valeur de saturation de la ligne, il y a interaction répulsive entre les fluxons plus proches voisins. Sur la figure, ces répulsions sont indiquées par des flèches. Dans l'exemple représenté sur cette figure, on suppose que la valeur de saturation correspond à un écart temporel de 22 picosecondes. Ainsi, dès lors que la distance inter fluxon correspond à un écart temporel inférieur à cette valeur, la répulsion mutuelle produit ses effets (fix-flx2, flx2-flx3, flx4-flx5). Si cette distance est supérieure, il n'y a pas d'effets (flx3-flx4). Après une phase transitoire correspondant en pratique à une vingtaine d'impulsions, on a un effet de redistribution spatiale des fluxons

dans la ligne autour d'une valeur lissée de la distance inter fluxon. Dans l'exemple représenté schématiquement sur la figure 4c, cette valeur lissée, correspond à un écart temporel entre deux impulsions du signal de sortie Sout égal à 20 picosecondes.

Le signal de sortie a ainsi ses impulsions de tension qui sont distribuées de façon plus homogène, correspondant à une réduction du niveau de bruit de phase, par rapport au niveau de signal à la fréquence fondamentale fO. En pratique, avec une ligne de transmission telle que celle représentée sur la figure 3, on a pu observer une réduction d'un facteur 10 du rapport N2/N1 (figure 1).

La séparation spatiale, donc les interactions, dépendent du rapport de la vitesse de propagation des fluxons à la fréquence du signal. On peut jouer sur la vitesse des fluxons en modifiant le courant de polarisation. On peut donc ajuster le courant de polarisation en fonction de la fréquence du signal d'entrée si besoin est.

Les figures 5a et 5b illustrent une variante de réalisation d'un dispositif de réduction de phase à circuit supraconducteur à ligne de transmission Josephson. Dans cette variante, le circuit supraconducteur comprend deux lignes de transmission Josephson. On soude alors un substrat 1 et un substrat 1'de part et d'autre d'un substrat 2, pour former le substrat tri-cristal.

On dépose un film supraconducteur sur les zones 3a et 3b, un au-dessus de chaque soudure, de façon à développer un joint de grain respectif, 4a, 4b.

Sur ces figures, les branches d'amenées de courant distribuées le long de la ligne sont des fils, typiquement en cuivre, des plots de contact correspondants 6 étant prévus sur les films.

Une telle réalisation permet d'améliorer l'efficacité de la redistribution spatiale dans les lignes, en ajoutant une autre dimension aux phénomènes d'interaction entre les fluxons. En disposant les films sur les zones 3a et 3b espacé l'un de l'autre d'un intervalle tel que la distance entre un fluxon dans un film et un fluxon dans l'autre film soit inférieure à la valeur de saturation, on observe le mme phénomène d'interaction : en d'autres termes, pour un circuit supraconducteur à deux lignes de transmission Josephson, les fluxons générés dans le circuit s'organisent selon un réseau périodique bidimensionnel. Typiquement, pour les exemples numériques des valeurs

caractéristiques de lignes et de fréquence fO donnés précédemment, il faut prévoir un intervalle de quelques microns.

Pour que cet effet soit efficace, il faut favoriser une configuration stable (en quinconce) du réseau périodique bidimensionnel des fluxons ramenés au circuit supraconducteur, typiquement sur une base triangulaire.

Sinon, la répulsion peut avoir aléatoirement un effet suivant le sens de propagation x de la ligne ou le sens contraire. On est alors en situation instable. Si on se réfère à la figure 5a où les deux films formant les lignes de transmission Josephson sont parfaitement alignés en x et y, on obtient le réseau voulu en déphasant de n le signal appliqué en entrée de la deuxième ligne. On obtient un réseau périodique bidimensionnel à base triangulaire comme illustré sur la figure 5b. Le fluxon flx d'une ligne subit alors les interactions dues à quatre fluxons : deux fluxons fixer et fix2 de part et d'autre de ce fluxon flx, sur la mme ligne, et deux fluxons fix3 et fix4 sur l'autre ligne, situés de part et d'autre la bissectrice 7 de cette ligne passant par le fluxon flx.

Le déphasage de n peut tre appliqué de différentes façon, comme représenté sur les figures 6a et 6b : Sur la figure 6a, le déphasage de n est appliqué sur le signal d'entrée Sin. On prévoit alors de préférence que le signal issu de la source quasi- périodique 100 est appliqué à un circuit 101 pour tre dupliqué en sortie. Un exemple de réalisation en logique RSFQ de ce circuit dédoubler 101 est détaillé sur la figure, à titre d'exemple pratique. II fournit deux signaux en phase en sortie.

Sur la figure 6b, le déphasage de n est appliqué au signal de sortie Sout de la première ligne, et injecté dans la deuxième ligne. Dans ce cas les fluxons en début de la première ligne bénéficient de la redistribution spatiale déjà obtenue en sortie de cette première ligne : on a un effet rétro-actif positif. Une ligne d'interconnexion 102 est alors prévue pour amener le signal de sortie de la première ligne en entrée du déphaseur de la deuxième ligne.

Cette ligne est typiquement réalisée selon une technologie de type coplanaire, strip, microstrip et avec des matériaux compatibles avec la technologie des lignes de transmission Josephson utilisée, ou peut également tre une ligne de transmission Josephson.

Les deux lignes de transmission Josephson peuvent ne pas tre alignées avec précision sur le substrat, la ligne d'interconnexion 102 peut aussi introduire un retard tel que les signaux de sortie Sout, et Sou2 ne soit pas parfaitement déphasés de n. Dans ce cas les interactions entre les lignes peuvent ne pas tre optimales. On prévoit avantageusement de pouvoir modifier localement le courant de polarisation ip d'une ou plusieurs jonctions, pour adapter localement la vitesse de propagation des fluxons.

Cette correction est facilement mise en oeuvre du fait de la distribution du courant tout le long de la ligne, par des branches (figure 3) ou des fils (figure 5a) d'amenées du courant. Ainsi, on prévoit que le courant de polarisation ip des jonctions est de préférence variable, ajustable par jonction ou groupes de jonctions.

On peut en outre prévoir plus de deux lignes de transmission en parallèle dans le plan de surface du substrat. Sur la figure 6c, on a illustré un exemple de circuit à trois lignes de transmission Josephson. Pour obtenir un effet positif d'interaction entre les lignes, qui favorise le déplacement des fluxons dans le sens de propagation x des lignes, on prévoit une ligne centrale Lin, recevant en entrée le signal d'entrée Sin, et deux lignes Li2 et Li3 de part et d'autre, recevant en entrée un signal déphasé de, qui peut tre le signal d'entrée Sin comme représenté (cas de la figure 6a) ou le signal de sortie Soute de la première ligne (cas de la figure 6b). On a toujours une organisation des fluxons selon un réseau périodique bidimensionnel, mais le nombre de lignes de ce réseau est augmenté. De cette façon, les fluxons de la ligne centrale Li,, sont soumis aux interactions de leur propre ligne et aux interactions dues aux deux autres lignes, soit pour chaque fluxon, jusqu'à six interactions dues aux six fluxons les plus proches voisins, deux par ligne.

En augmentant le nombre de lignes en parallèles, on augmente le nombre d'interactions. Dans l'exemple à trois lignes (figure 6c), la ligne centrale Li bénéficie des interactions dues aux deux lignes Li2 et Li3 situées de part et d'autre, mais les lignes Li2 et Li3 ne bénéficient chacune que des interactions dues à la ligne Li,.

Le choix d'un plus grand nombre de lignes va dépendre du dimensionnement du dispositif que l'application peut admettre. On notera que dans le cas de n lignes en parallèles, chaque ligne peut alors tre

prévue moins longue, c'est à dire avec moins de jonctions, du fait de l'effet rétro-actif de la redistribution combiné à la dimension supplémentaire des interactions dans le réseau bidimensionnel ainsi constitué. Les dimensionnements sont évalués en sorte que la statistique des grands nombres puisse s'appliquer, pour produire l'effet de lissage de la distance interfluxon désiré.

D'une manière générale, dans le cas de n lignes en parallèle, on applique alternativement sur une ligne, le signal d'entrée, sur la suivante le signal d'entrée déphasé (au moyen d'un circuit déphaseur-figure 6a). Par exemple, les lignes de rang pair reçoivent le signal d'entrée (Se) et les lignes de rang impair reçoivent le signal d'entrée déphasé. Le signal de sortie du dispositif est fourni en sortie d'une des lignes.

La figure 7 montre un exemple d'utilisation d'un dispositif de réduction de bruit de phase dans un circuit doubleur de fréquence. Dans l'exemple, le circuit comprend deux lignes en parallèle, la première recevant le signal d'entrée Sjn et l'autre le signal d'entrée déphasé. La première ligne fournit en sortie le signal Souti. L'autre ligne fournit en sortie le signal Soutz.

Les deux lignes sont disposées en sorte que les fluxons dans les lignes interagissent entre eux, réduisant le bruit de phase à court terme. Les deux signaux en sortie Sout1 et Sout2 ainsi obtenus en sortie sont appliqués en entrées d'un circuit logique RSFQ de confluence (combineur), qui fournit en sortie un signal S (2fo) de fréquence double du signal d'entrée Sin, avec un faible bruit de phase.

Ainsi, un dispositif de réduction du bruit de phase selon l'invention peut tre avantageusement utilisé dans un circuit doubleur de fréquence, et plus généralement dans un circuit multiplieur de fréquence, par mise en cascade de circuits de ce type, tout en maintenant un plancher de bruit de phase extrmement faible.

La figure 8a représente un autre exemple de réalisation d'une ligne de transmission Josephson, qui peut tre utilisé dans toutes les variantes de réalisation d'un dispositif de réduction de phase selon l'invention qui viennent d'tre décrites. La figure 8b peut tre utilisée dans une structure de ligne simple ou de lignes multiples, mais alors empilées verticalement. Dans ces deux figures 8a et 8b, il s'agit de lignes en technologie de jonctions sur rampe, qui est une technologie multicouche SNS, acronyme de

Supraconducteur-Matériau Normal ou Isolant-Supraconducteur. Le matériau normal ou isolant est par exemple le PrBaCuO non supraconducteur, matériau de structure analogue à YBaCuO, compatible avec les caractéristiques de maille du supraconducteur. Une forme de peigne comprend un premier film supraconducteur 9 (couche mince) déposé sur une hétérostructure (8) de matériau normal ou isolant déposé sur l'électrode de base supraconductrice en grisé sur les figures, sur un substrat. Les dents du peigne ont une forme de rampe décroissante vers le substrat. Une fine couche d'isolant et un deuxième film supraconducteur 10 en forme de peigne sont déposés sur le substrat, l'extrémité des dents de ce peigne venant par dessus l'extrémité des dents du film 9 en supraconducteur du premier peigne. Les jonctions JJa, JJ2,... etc, sont ainsi formées dans le plan à l'endroit où la couche 8 de matériau normal ou isolant est amincie, entre les deux films 9 et 10 de supraconducteur.

La figure 8b est une variante de la figure 8a dans laquelle le deuxième film 10 de supraconducteur est"replié"sur le premier film 9, ce qui permet un gain de surface non négligeable.

La figure 9a représente un autre mode de réalisation d'un dispositif de réduction du bruit de phase, à circuit supraconducteur à ligne de transmission d'impulsions de tension. Dans ce mode, la ligne de transmission est réalisée par une jonction Josephson longue. Une telle jonction est typiquement obtenue dans une technologie tri-couche SIS, de préférence à supraconducteur à basse température critique : une couche mince 20 de matériau normal (ou isolant) (par exemple Al203), formant barrière entre deux couches 21 et 22 de supraconducteur (par exemple du Niobium). Un courant de polarisation i inférieur au courant critique Ic de la jonction longue Josephson est appliqué entre les deux couches 21 et 22 de supraconducteur. L'application d'impulsions en entrée de la ligne génère des flux de vortex (vortex Josephson) dans la couche de matériau normal qui sous l'effet du courant de polarisation (continu) de la ligne (force de Lorentz), se propagent vers la sortie. Le quantum de flux associé à chaque vortex est égal à 0. Les mmes effets d'interaction répulsive s'appliquent à ces flux de vortex générés sous l'effet du signal d'horloge Sin, qui s'organisent dans la ligne selon un réseau périodique unidimensionnel, et qui se propagent selon le sens de propagation x de la ligne.

Dans un exemple de réalisation typique, une telle ligne aura une longueur d'une centaine de nanomètres.

On peut mettre en parallèle plusieurs de ces lignes pour obtenir les mmes effets avantageux vus précédemment, en les empilant verticalement, ce qui est faisable, mais plus délicat, comme représenté sur la figure 9b.

Le courant est de préférence distribué le long de la ligne comme représenté sur la figure 9b.

L'intensité du courant de polarisation peut tre ajusté en fonction de la fréquence du signal d'entrée.

Un autre mode de réalisation d'un dispositif de réduction du bruit de phase selon l'invention est représenté sur les figures 10a et 10b, correspondant à un circuit supraconducteur de type 11, à ligne active de transmission à flux de vortex d'Abrikosov. Le principe des flux de vortex d'Abrikosov est succinctement le suivant : en présence d'un champ magnétique croissant, le supraconducteur passe dans un état mixte normal- supraconducteur. Des courants se développent en surface du supraconducteur qui tendent à écranter le champ magnétique. Le flux magnétique qui rentre dans le supraconducteur se retrouve sous forme de lignes de champ regroupées en surface sur un disque de quelques dizaines d'angstrôms de rayon. Le flux contenu dans cette petite zone délimitée par des courants d'écrantage du champ magnétique qui circulent autour est égal à un quantum de flux 0. Ces flux de vortex s'organisent selon un réseau périodique à base triangulaire en surface, comme représenté sur la figure 11.

En injectant un courant continu orienté convenablement, ce réseau de flux de vortex se propage en translation, selon une direction orthogonale au courant (force de Lorentz).

Un avantage d'une telle ligne de transmission est que les flux de vortex s'organisent"naturellement"selon un réseau périodique bidimensionnel à base triangulaire.

En polarisant convenablement en courant le dispositif, l'application en entrée d'un signal électromagnétique génère un réseau de flux de vortex, qui se déplace en lignes Lv (figure 11) selon cette structure de réseau. En sortie, un dispositif de réception (une charge adaptée quelconque) reçoit les impulsions de tension associées.

En outre, si dans le matériau supraconducteur utilisé, par exemple du NdBa2Cu307, les plans de mâcle sont disposés en parallèle, cette organisation devient naturelle : les lignes Lv correspondent aux plans de macles.

Selon l'invention, le circuit supraconducteur actif comprend (figures 10a, 10b), un film (couche mince) de supraconducteur 13 de type II, tel que YBazCu307 ou NdBa2Cu307 déposé (épitaxié) sur un substrat 12, par exemple, un substrat de SrTiO3. Une fente 14 est pratiquée sur toute la largeur du film, ne laissant qu'un micropont 15 de film supraconducteur entre les deux parties 13a et 13b du film, de part et d'autre de la fente. Ce micropont a une hauteur inférieure ou égale à l'épaisseur du film. Dans l'exemple, ce micropont a une hauteur e de l'ordre de 0,1 micromètre, pour une longueur L de micropont, selon la direction de la fente, inférieure à cent micromètres et une largeur W, qui est aussi la largeur de la fente, supérieure à cent micromètres.

Deux électrodes de polarisation 16 et 17 en courant continu i de quelques milliampères environ sont prévues à chaque extrémité du film.

Deux électrodes signal d'entrée 18 et 19 sont prévues à une extrémité de la fente, sur chaque partie 13a, 13b du film de part et d'autre de la fente, pour appliquer le signal d'entrée Sin, alternatif, tel qu'il impose périodiquement à l'entrée du micropont un champ magnétique local Be supérieure au champ critique, de manière à générer des vortex v à la période de ce signal. Le signal d'entrée peut tre un signal impulsionnel de tension. On peut aussi appliquer un signal alternatif de type sinusoïdal. En pratique la source du signal d'horloge (non représentée) est adaptée en impédance, par rapport à l'impédance du micropont (quelques dizaines d'ohms).

Deux électrodes signal de sortie 20 et 21 sont prévues à l'autre extrémité de la fente, sur chaque partie 13a, 13b du film de part et d'autre de la fente, pour recueillir en sortie les impulsions de tension correspondant à la transmission en ligne des vortex (figure 11).

En pratique, chaque impulsion de tension (ou chaque tension crte positive du signal alternatif) fait passer le champ magnétique local Be en entrée du micropont au-dessus du champ critique du film supraconducteur provoquant la nucléation d'une collection de vortex. Le courant continu i

appliqué orthogonalement (force de Lorentz) selon la direction appropriée induit la circulation des vortex.

La génération des vortex est obtenue par la modulation du champ magnétique par le signal d'horloge appliqué en entrée. La polarisation convenable du circuit induit la propagation des vortex selon la direction désirée, vers la sortie Sout du dispositif.

Pour favoriser encore le déplacement des vortex dans le sens désiré, on peut prévoir de placer te dispositif dans un champ magnétique continu faible B, par exemple de l'ordre de vingt milliteslas, orienté convenablement, en sorte que les vortex soient orientés dans le mme sens, par exemple en plaçant une paire de bobines de Helmholtz de part et d'autre du circuit.

Un tel circuit supraconducteur peut tre avantageusement utilisé dans un étage doubleur de fréquence comme indiqué précédemment, avec un autre circuit similaire associé à un circuit déphaseur, dans un dispositif de multiplication de fréquence.

Ainsi, dans ce mode de réalisation, la ligne de transmission comprend un film supraconducteur de type 11 à l'état mixte, déposé sur un substrat cristallin. Le film est polarisé en courant à ses extrémités et comprend une fente dans le sens de la largeur, excepté à l'endroit d'un micropont, la fente séparant le film en deux parties. Le signal quasi-périodique est appliqué à une extrémité de la fente, entre les deux parties du film et le signal de sortie est obtenu à l'autre extrémité de la fente, entre les deux parties du film.

Avantageusement, un tel dispositif à supraconducteur est plongé dans un champ magnétique continu orienté perpendiculairement au plan de surface de la fente.

L'invention qui vient d'tre décrite utilise ainsi la structure périodique du réseau des quantums de flux générés (fluxons, vortex) et la propriété d'interaction répulsive de ces quantums de flux (assimilables à des dipôles magnétiques) pour réduire le bruit de phase d'un signal issu d'une source quasi-périodique. Une utilisation avantageuse de ce dispositif selon l'invention permet de fournir un signal de fréquence multiple sans dégradation du bruit de phase.

L'invention s'applique plus particulièrement dans le domaine de la haute et très haute fréquence, dans des systèmes d'électronique rapide. En particulier, un tel dispositif peut tre utilisé dans des circuits logiques RSFQ.