STAND DER TECHNIK Es ist bekannt, daß abtastende Systeme nur zu bestimmten Zeiten bestimmte Werte ausgeben können. Das bedeutet, daß die Übertragungskennlinie eines solchen Systems einer Treppe ähnelt und somit neben der Nutzinformation auch spektrale Anteile der Abtastfrequenz enthält. Diese Spektralanteile werden durch ein zeitkontinuierliches Filter unterdrückt, damit keine Faltungsprodukte aus dem Nutzsignal und der Abtastfrequenz entstehen.

Bei bekannten Digital-Analog (DA) Wandlern treten Probleme auf. Anhand eines Compact Disc (CD)-Spielers läßt sich diese Problematik gut erläutern. Das vereinfachte Blockdiagramm der Wiedergabeelektronik eines CD-Spielers der ersten Gene- ration ist in Fig. 2 dargestellt. Die Wiedergabeelektronik 50 liefert einen digitalen Datenstrom mit 16 Bit pro Takt.

Die Abtastfrequenz ist 44,1 kHz. Da das Audioband von 20 Hz bis 20 kHz reicht, ist es laut dem Abtasttheorem möglich, die ursprüngliche Information mittels eines Digital Analog Wandlers 52, der mit 44,1 kHz getaktet wird, und mittels

eines nachfolgenden analogen Antialisingfilters 54, der Fal- tungsprodukte unterdrückt, wieder herzustellen. Dieses Fil- ter 54 hat zwei grundsätzliche Anforderungen zu erfüllen. Es muß einen glatten Frequenzgang im nutzbaren Bereich aufwei- sen und es muß eine Dämpfung von mehr als 60 dB bei der hal- ben Abtastrate von 22,05 kHz aufweisen, um unerwünschte Ali- singprodukte zu unterdrücken. Derartige Anforderungen werden nur mittels komplizierter Filter 54 13. Ordnung erreicht.

Ein anderer Ausweg eröffnete sich mit der Verbesserung der DA Wandlertechnologie. Die zweite Generation nutzte eine Oversamplingrate von 2-fach bis 4-fach. Fig. 3 zeigt schema- tisch in einem Blockdiagramm die Wiedergabeelektronik von CD-Spielern der zweiten Generation. Dazu wurden in speziel- len digitalen Filtern innerhalb der Wiedergabeelektronik 56 -sogenannte FIR-Filter (Finite Impuls Response Filter)- Zwischenwerte berechnet und zusätzlich an den DA Wandler 58 ausgegeben. Dieses erhöhte die Abtastrate von 44,1 kHz auf 88,2 kHz bzw. 176,4 kHz. Doch neben der erhöhten Abtastfre- quenz mußte der DA Wandler 58 auch noch genauer sein, näm- lich 20 Bit. Das ist eigentlich eine gegensätzliche Forde- rung, genauer und schneller. Der Vorteil, der sich mit die- ser kostenintensiven Lösung erkauft wurde, ist die Vereinfa- chung des analogen Filter, denn die 60 dB Dämpfung muß erst bei der halben Taktrate 44,1 kHz bzw. 88,2 kHz erreicht wer- den. Bei einer 4-fachen Überabtastung verringert sich die Zahl der notwendigen Pole im Filter 60 auf 5. Bei der heut- zutage möglichen 16-fachen Übertastung reichen schon Filter zweiter Ordnung aus.

Switched-Capacitor Filter sind ebenfalls abtastende Systeme, so daß hier die gleichen Probleme auftreten. Aktive zeitkon- tinuierliche Filter benötigen neben dem aktiven Element (z. B. Operationsverstärker) Widerstände und Kondensatoren.

Bei den Switched-Capacitor Filtern werden die Widerstände

durch geschaltete Kondensatoren ersetzt. Zwischen der Schaltfrequenz und dem äquivalenten Leitwert besteht ein linearer Zusammenhang. Typische Abtastfrequenzen integrier- ter SC-Filter liegen bei der 50-bis 100-fachen Eckfrequenz.

Das bedeutet, daß sich das Ausgangssignal aus 50 bis 100 analogen zeitdiskreten Werten zusammensetzt. Dieser treppen- förmige Verlauf enthält also auch Spektralanteile der Schaltfrequenz. Diese sind durch ein nachfolgendes Filter zu unterdrücken. Wenn man diese Filter mittels Veränderung der Abtastfrequenz durchstimmbar gestalten möchte, kann man also einen Bereich von zwei Dekaden realisieren. Wenn man z. B. ein aber den Audiobereich gehendes Tiefpaßfilter realisieren möchte, so erstreckt sich der durchzustimmende Bereich über drei Dekaden von 20 Hz bis 20 kHz. Das wurde bedeuten, man müßte das analoge Glättungsfilter ebenfalls durchstimmbar oder umschaltbar gestalten, denn bei einer Eckfrequenz die- ses Filters von 20 Hz generiert dieses Filter systembedingt eine Frequenzkomponente von 2 kHz mit einer Amplitude von rund-40 dB (1/100) unter dem Nutzsignal.

Weiterer Stand der Technik zu DA-Wandlern und SC-Filtern ist folgenden Veröffentlichungen zu entnehmen : -Paul Horowitz, The Art of Electronics, Cambridge Univer- sity Press, Cambridge 1990, -Robert Adams, DAC ICs : How Many Bits is Enough ?, Sound and Video Contractor, February 20,1991, Seite 8-189 bis 8-192, -Larry Gaddy and Hajima Kawai, DYNAMIC PERFORMANCE TESTING OF DIGITAL AUDIO D/A CONVERTERS, APPLICATION BULLETIN, Burr- Brown Corporation, 1997, -Helmuth Lemme, Filtern ohne zu rechnen, Elektronik 11/1997 Seite 96 bis 104, -Internetadresse : http ://www. km. philips. com/osc/cd- rom/geninfo/geninf_l. html, 11/4/97, page 1 bis 18, -Nav S. Sooch et al, 18-BIT STEREO D/A CONVERTER WITH INTE-

GRATED DIGITAL AND ANALOG FILTERS, Sooch CS4328 AES Paper, New York, October 1991.

DARSTELLUNG DER ERFINDUNG Der vorliegenden Erfindung liegt die Aufgabe bzw. das tech- nische Problem zugrunde, ausgehend von dem genannten Stand der Technik, eine Vorrichtung zur Signalverarbeitung von zeitdiskreten Werten der eingangs genannten Art anzugeben, die es ermöglicht, eine Erhöhung der Anzahl von Zwischenwer- ten bei abtastenden Systemen zu erzeugen, ohne die Genauig- keit oder die Abtastrate des abtastenden Systems zu verän- dern.

Die erfindungsgemäße Vorrichtung ist durch die Merkmale des unabhängigen Anspruchs 1 gegeben. Vorteilhafte Ausgestaltun- gen und Weiterbildungen sind Gegenstand der abhängigen Ansprüche.

Die erfindungsgemäße Vorrichtung zur Signalverarbeitung von zeitdiskreten Werten zeichnet sich demgemäß dadurch aus, daß zumindest eine Gruppe von zumindest zwei signalabtastenden Systemen, die insbesondere mit den gleichen Eingangssignalen beaufschlagt werden, parallel geschaltet ausgebildet ist, Mittel zum Erzeugen von Abtastfrequenzen mit versetzter Pha- senlage und Ansteuern des jeweiligen abtastenden Systems mit versetzter Phasenlage der jeweils erzeugten Frequenz vorhan- den sind, Mittel zum Aufsummieren der Signale der signalab- tastenden Systeme vorhanden sind und Mittel zur Weiterver- /bearbeitung der aufsummierten Signale der abtastenden Systeme in analoger Form vorhanden sind.

Eine besonders bevorzugte Ausgestaltung zeichnet sich dadurch aus, daß die Anzahl der parallel geschalteten abta-

stenden Systeme der Anzahl der erzeugten Frequenzen mit ver- setzter Phasenlage entspricht.

Eine besonders bevorzugte Ausgestaltung der erfindungsgemä- ßen Vorrichtung zeichnet sich dadurch aus, daß die Phasenun- terschiede der Abtastfrequenzen mit versetzter Phasenlage gleich ausgebildet sind. Dies entspricht einer linearen Interpolation.

Eine alternative Ausgestaltung zeichnet sich dadurch aus, daß die Phasenunterschiede der Abtastfrequenzen mit versetz- ter Phasenlage unterschiedlich ausgebildet sind. Dadurch läßt sich eine nicht lineare Interpolation umsetzen, die beispielsweise ermöglicht, daß Bereiche mit besonders hoher Genauigkeit oder sonstige beispielsweise singuläre Bereiche zuverlässig abgebildet werden können.

Eine vorteilhafte Weiterbildung ist dadurch gekennzeichnet, daß die mit unterschiedlicher Phasenlage abtastenden Systeme in zwei Gruppen aufgeteilt werden, die jeweils mit dem nichtinvertierten und dem invertierten Eingangssignal beauf- schlagt werden, wobei die Mittel zum Summieren die nichtin- vertierten Signale aufsummiert und invertierten Signale abzieht.

Eine besonders bevorzugte Weiterbildung zeichnet sich dadurch aus, daß zumindest zwei abtastende Systeme gleich ausgebildet sind.

Eine besonders vorteilhafte Ausgestaltung zeichnet sich dadurch aus, daß mehrere Gruppen von abzutastenden Systemen vorhanden sind, wobei jede Gruppe mit unterschiedlichen Abtastfrequenzen mit versetzter Phasenlage angesteuert wird.

Dadurch kann die Weiterverarbeitung der Signale alternativ bevorzugt so ausgestaltet werden, daß die Signale der mehre-

ren Gruppen von abtastenden Systemen einem Mittel zum Auf- summieren zugeführt werden oder bevorzugt so ausgestaltet werden, daß die aufsummierten Signale der ersten Gruppe von abtastenden Systemen einer zweiten Gruppe von abtastenden Systemen zugeführt werden, die wiederum mit Abtastfrequenzen mit versetzter Phasenlage angesteuert werden und deren Signale weiteren Mitteln zum Aufsummieren zugefuhrt werden.

Eine weitere bevorzugte Ausgestaltung der erfindungsgemäßen Vorrichtung zeichnet sich dadurch aus, daß mehrere Gruppen von abzutastenden Systemen vorhanden sind, wobei jede Gruppe mit gleichen Abtastfrequenzen mit versetzter Phasenlage angesteuert wird.

Weitere Ausführungsformen und Vorteile der Erfindung ergeben sich durch die in den Ansprüchen ferner aufgeführten Merkma- le sowie durch die nachstehend angegebenen Ausführungsbei- spiele. Die Merkmale der Ansprüche können in beliebiger Wei- se miteinander kombiniert werden, insoweit sie sich nicht offensichtlich gegenseitig ausschließen.

KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNG Die Erfindung sowie vorteilhafte Ausführungsformen und Wei- terbildungen derselben werden im folgenden anhand der in der Zeichnung dargestellten Beispiele näher beschrieben und er- läutert. Die der Beschreibung und der Zeichnung zu entnehmen- den Merkmale können einzeln für sich oder zu mehreren in be- liebiger Kombination erfindungsgemäß angewandt werden. Es zeigen : Fig. 1 schematische ausschnittsweise Darstellung einer Vor- richtung mit vier abtastenden Systemen, die mit pha-

senweise versetzt angeordneten Frequenzen angesteuert werden, zum Generieren eines Dreiecksspannungsver- laufs, Fig. 2 vereinfachtes Blockdiagramm der Wiedergabeelektronik eines bekannten CD-Spielers der ersten Generation, Fig. 3 vereinfachtes Blockdiagramm der Wiedergabeelektronik eines bekannten CD-Spielers der zweiten Generation, Fig. 4 schematisches Blockdiagramm einer Vorrichtung mit zwei digitalen Sinusgeneratoren und zwei Switched- Capacitor Filtern, Fig. 5 Diagramm der bei der Vorrichtung nach Fig. 4 gene- rierten beiden 16-stufigen Sinusschwingungen und deren Aufsummation zu einer 32-stufigen Sinusschwin- gung, Fig. 6 Spektralanalyse der 16-stufigen Sinusschwingung gemäß Fig. 5, Fig. 7 Spektralanalyse der 32-stufigen Sinusschwingung gemäß Fig. 5, Fig. 8 Sinusschwingung bei zusätzlichem Einsatz eines Swit- ched-Capacitor Filters, Fig. 9 Spektralanalysediagramm der Sinusschwingung gemäß Fig. 8, Fig. 10 Sinusschwingung bei zusätzlichem Einsatz von zwei Switched-Capacitor Filtern,

Fig. 11 Spektralanalysediagramm der Sinusschwingung gemäß Fig. 10, Fig. 12 schematische Detaildarstellung einer Vorrichtung mit zehn parallel geschalteten Switched-Capacitor Filtern mit teilweise invertierten Eingangssignalen, Fig. 13,14,15 schematische Darstellung einer Vorrichtung mit unterschiedlich geschalteten Gruppen von paralle- len Systemen und Fig. 16 schematisches ausschnittsweises Schaltbild der Vor- richtung gemäß Fig. 4.

WEGE ZUM AUSFÜHREN DER ERFINDUNG In Fig. 13 ist schematisch ausschnittsweise ein Blockdia- gramm für eine Vorrichtung zur Signalverarbeitung von zeit- diskreten Werten dargestellt, wie sie beispielsweise inner- halb eines Audiosystems verwendet werden kann. Es ist ein Taktgenerator 15 vorhanden, der den sogenannten Mastertakt zur Verfügung stellt. Dem Generator 15 sind Mittel 25 zum Generieren von Takten nachgeschaltet, welche wiederum nach- folgend parallel geschaltete abtastende Systeme 20.1,20.2, 20.3 etc. mit ihren Ausgangssignalen beaufschlagen. Die Aus- gangssignale der abtastenden Systeme 20 werden Mittel 30 zum Aufsummieren zugeführt und das aufsummierte Signal wiederum wird Mitteln 40 zum Weiterver-/bearbeiten der Signale zuge- führt, wobei diese Mittel beispielsweise in einem handelsüb- lichen analogen Filter bestehen können, der Frequenzen im Bereich über 20 kHz unterdrückt.

Die Mittel 25 zum Erzeugen von Abtastfrequenzen erzeugen für jedes nachfolgende parallel geschaltete Abtastsystem eine Frequenzfolge, die untereinander einen vorgegebenen Phasen-

versatz aufweisen.

Das in Fig. 14 dargestellte schematische Blockdiagramm einer Vorrichtung zur Signalverarbeitung von zeitdiskreten Werten besitzt die Komponenten der Vorrichtung gemäß Fig. 13 und darüber hinaus zweite Mittel 26 zum Erzeugen von Abtastfre- quenzen mit versetzter Phase, wobei diese zweiten Mittel 26 eine zweite Gruppe von abtastenden Systemen 21.1,21.2,... beaufschlagen und diesen abtastenden Systemen 21 die aufsum- mierten Signale der abtastenden Systeme 20 zugeführt werden.

Die abtastenden Systeme 21 geben ihre Signale wiederum an zweite Mittel 31 zum Aufsummieren weiter, wobei diese die Signale dann wie bereits oben erwähnt weiteren Mitteln 40 zum Weiterver-/bearbeiten zugeführt werden.

Die Vorrichtung gemäß Fig. 15 weist einen ähnlichen Aufbau auf wie die Vorrichtung gemäß Fig. 13, jedoch sind hier zweite Mittel 26 zum Erzeugen einer Abtastfrequenz mit Pha- senversatz vorhanden, die parallel zu den abtastenden Syste- men 20 geschaltete weitere Systeme 21 beaufschlagen, wobei die Ausgangssignale der abtastenden Systeme 20 und der abta- stenden Systeme 21 gemeinsam Mitteln 30 zum Summieren zuge- führt werden.

Es ist auch möglich, daß mehreren Gruppen von abzutastenden Systemen jeweils die gleiche Gruppe phasenversetzter Takte zugeführt wird.

Fig. 1 zeigt eine Anordnung, bei der abtastende Systeme teilweise mit um 180° verschobenen Eingangssignalen beauf- schlagt werden. Die dargestellte symmetrische Anordnung hat den zusätzlichen Vorteil, daß die Verzerrungen, die durch das abtastende System entstehen, unterdrückt werden. Zwei abtastende Systeme 20.1,20.2 erzeugen eine aus sechs gleichhohen Stufen bestehende Dreiecksspannung. Die anderen

beiden abtastenden Systeme 20.3,20.4 erzeugen das um 180° verschobene identische Signal. Die vier Systeme, 20.1,20.2, 20.3,20.4 werden mit der gleichen Frequenz, aber mit vier in der Phasenlage unterschiedlichen Takten über die Mittel 25 zum Taktgenerieren angesteuert. Die vorzeichenrichtige Summation der vier Ausgangssignale ergibt eine Dreiecksspan- nung mit jeweils vier Interpolationsstellen pro Schritt, d. h. die Dreiecksspannung wird nun aus 24 Stufen generiert.

Das dargestellte Signal innerhalb der Mittel 30 zum Summie- ren der Ausgangssignale ist um den Faktor 4 kleiner angege- ben, um einen besseren Vergleich zu ermöglichen. Die Fig. 1 zeigt deutlich, daß die Auflösung um den Faktor 4 gesteigert wurde, ohne die Auflösung des einzelnen abtastenden Systems und ohne die Abtastrate zu erhöhen.

Allgemein betreffen die nichtinvertierten und invertierten Signale die Eingangs-bzw. die sich ergebenden Ausgangs- signale der abtastenden Systeme. Die Summation der nichtin- vertierten und Subtraktion der invertierten Signale bezieht sich auf die Ausgangssignale der abtastenden Systeme. So müßte zur Erzeugung von zusätzlichen invertierten Signalen mit Hilfe von Digital Analog Wandlern nur das digitale Ein- gangswort des jeweiligen Wandlers invertiert werden.

Wenn nur zwei abtastende Systeme parallel geschaltet sind, wäre die Abtastfrequenz um 180° verschoben (360° : 2 abta- stende Systeme). Das ist der einfachste Fall. Dabei bestimmt nur die Phasenlage des Eingangs-bzw. Ausgangssignal der abtastenden Systeme, ob summiert oder subtrahiert wird.

Ein weiteres Ausführungsbeispiel ist die Generierung von Sinusschwingungen. Im Unterschied zur Dreiecksspannung sind die Stufen unterschiedlich hoch. Im Nulldurchgang des Sinus sind die Änderungen am größten. Fig. 4 zeigt das Blockdia-

gramm einer möglichen Realisierung eines digitalen Sinusge- nerators.

Der Taktgenerator 15 erzeugt einen Masterclock, aus dem alle anderen Takte abgeleitet werden.

Die beiden digitalen Sinusgeneratoren 20.1,20.2 bestehen aus einer bekannten Anordnung mit bekanntem Aufbau. Beide Generatormodule 20 werden mit der gleichen Frequenz von 2400 Hz, aber mit um 180° verschobenen Takten angesteuert. Die resultierende Sinusfrequenz weist dementsprechend eine Fre- quenz von 2400 Hz/16 = 150 Hz auf. Die beiden Ausgangsampli- tuden werden in der nachfolgenden Summationsstufe aufsum- miert. Fig. 5 zeigt die entsprechenden Oszillogramme. Die beiden 16-stufigen Sinusschwingungen 12.1,12.2 sind um die halbe Taktlänge gegeneinander verschoben. In der Mitte ist die Sinusschwingung 14 als Summation beider Signale darge- stellt. Es ist deutlich zu erkennen, daß das Summensignal 14 die doppelte Amplitude aufweist und doppelt so viele Stütz- stellen besitzt. Die unterschiedliche Höhe der Stufen ist ebenfalls erhalten geblieben.

In Fig. 6 ist die Spektralanalyse der 16-stufigen Sinus- schwingung 12.1 zu sehen. Die dominierenden Spektralanteile sind die Grundwelle mit gewählten 150 Hz und die Faltungs- produkte der Grundwelle mit der nicht unterdrückten Abtast- frequenz (Abtastfrequenz-Grundwelle, Abtastfrequenz + Grundwelle). Diese Produkte liegen 25 dB unter der Grund- welle, was ungefähr 201og (1/16 Bit) =-24 dB entspricht.

Die Fig. 7 zeigt die Spektralanalyse der 32-stufigen Summa- tion der Sinusschwingung 14. In dem dargestellten Verlauf dominieren ebenfalls die Spektralanteile der Grundwelle und die Faltungsprodukte der Grundwelle mit der nicht unter- drückten Abtastfrequenz (Abtastfrequenz-Grundwelle,

Abtastfrequenz + Grundwelle). Der Unterschied ist, daß die dominierende Abtastfrequenz bei der doppelten Frequenz liegt im Vergleich zur Spektralanalyse gemäß Fig. 6 und daß die Amplitude um die Hälfte also 6 dB kleiner ist. Das ent- spricht ungefähr 201og (1/32 Bit) =-30 dB. Die zusätzlichen Spiegelprodukte entstehen, weil die Abtastfrequenz nicht unterdrückt wurde.

Die Signale der Sinusschwingung 14 gemäß Fig. 5 werden zwei Switched-Capacitor Filtern 2 zugeführt, deren Eck- frequenz so gelegt ist, daß sie diese Spiegelprodukte unter- drücken. Die beiden Filter 21.1,21.2 werden mit einer Fre- quenz von 19,2 kHz betrieben, so daß sich eine resultierende 3 dB Eckfrequenz von 19200/100 = 192 Hz aufgrund der hier gewählten Vorgaben ergibt. Ebenso wie beim Generator sind die beiden Takte gegeneinander um 180° verschoben und die beiden Ausgangssignale werden in Mitteln 31 zum Summieren aufsummiert.

Fig. 8 zeigt das Signal, wenn nur ein SC Tiefpaßfilter 21.1 verwendet wird. Die Abstufungen sind aufgrund der höheren Abtastrate mehr geworden, nämlich 19200/150 = 128. Die Spek- tralanalyse dieses Signals ist in Fig. 9 wiedergegeben.

Außer der 150 Hz Grundwelle ist noch die 19,2 kHz Abtastfre- quenz zu sehen. Diese ist 201og (19200/150) =-42 dB kleiner als die Grundwelle.

Bei der Verwendung von beiden Filtern 2 ergibt sich eine Verdopplung der Stufen, wie sie in Fig. 10 dargestellt ist. Die Spektralanalyse dieses Signals ist in Fig. 11 dar- gestellt. In dieser Fig. ist nur noch die Grundwelle zu sehen, da die Spektralkomponenten der Abtastfrequenz außer- halb des Audiobandes von 20 kHz liegt, nämlich bei 38,4 kHz mit einer Amplitude von 201og (38400/150) =-48 dB.

Man erkennt also an dieser Anordnung, daß jedes zusätzliche in dieser Art parallel geschaltete System einen Zwischenwert bringt, d. h. zwei parallel geschaltete Systeme, die mit einem 0° und mit einem um 180° verschobenen Takt der glei- chen Frequenz angesteuert werden, erzeugen eine Frequenzkom- ponente, die in der Frequenz um den Faktor 2 höher liegt und in der Amplitude um den Faktor 2 kleiner ist als die ursprüngliche Frequenzkomponente.

Um eine Filterung über den gesamten Audiobereich mit SC-Fil- tern zu realisieren, ohne die Eckfrequenz des nachfolgenden analog zeitkontinuierlichen Filters umzuschalten, muß die resultierende Spektralkomponente außerhalb der 20 kHz lie- gen. Realisieren läßt sich dieses durch die Parallelschal- tung von zehn SC-Filtern, unter der Annahme, daß die 3 dB Eckfrequenz um den Faktor 100 geringer ist als die Abtast- frequenz. Die zehn Takte für die Filter sind dann jeweils um 36° verschoben. Fig. 12 zeigt eine derartige Anordnung.

Diese Anordnung weist zwei Gruppen von jeweils fünf SC-Fil- tern 21.1 bis 21.10 auf. Die Gruppen werden mit um 180° ver- schobenen Eingangssignalen beaufschlagt (Ausgang und inver- tierter Ausgang des digitalen Sinusgenerators 20), so daß sich die in beiden Gruppen entstandenen Verzerrungen bei der vorzeichenrichtigen Summation zusätzlich aufheben.

Der wichtigste Teil ist die Bereitstellung des Taktes für die SC-Filter 21.1 bis 21.10. Wie man aus der Darstellung der Mittel 25 zur Taktgenerierung erkennt, haben alle Takte die gleiche Frequenz, aber eine unterschiedliche Phasenlage zueinander.

Der schlechteste Fall ist die Generierung des 20 Hz Sinus- signals, da dann die Spektralkomponente der Abtastfrequenz am dichtesten am oberen Audioband liegt. Unter der Annahme,

daß die Eckfrequenz des SC Tiefpaßfilters bei der 1,28- fachen Frequenz gemäß der zu filternden Grundwelle bei dem vorliegenden Ausführungsbeispiel liegt, ergibt sich eine Abtastkomponente von 20 Hz x1,28x10x100 = 25,6 kHz mit einer Amplitude von 201og (20x1,28xl00xl0/20) =-62 dB. Diese Spek- tralkomponente liegt also in der Frequenz um den Faktor 10 höher und ist in der Amplitude um den Faktor 10 (-20 dB) kleiner als die Komponente eines jeden einzelnen SC-Filters.

Eine solche Komponente läßt sich leicht durch ein nachfol- gendes zeitkontinuierliches Filter, dessen Aufbau bekannt ist,unterdrücken.

Wie dargestellt kann das System mit festen Frequenzen arbei- ten, beispielsweise für den CD-Bereich mit 44,1 kHz, für den Tape-Bereich mit 48 kHz oder für den Video-Bereich mit 13,5 MHz, weil sich obige Figuren beispielhaft auf digitale Audiosysteme beziehen.

Ebenso läßt sich jedoch die erfindungsgemäße Vorrichtung auch mit variablen Frequenzen einsetzen, wie sie bei durch- stimmbaren SC-Filtern vorkommen.

Ein weiterer Vorteil, der sich aus der Parallelschaltung der abtastenden Systeme ergibt, ist die Verringerung des Rau- schens, denn während sich die Ausgangsamplitude des Nutz- signals verdoppelt, vergrößert sich die Rauschspannung bei nicht korrelierenden Systemen nur um Wurzel aus 2.