[0001] 本发明涉及移动通信天线领域， 具体涉及一种适用于宽带平面振子天线的差分 馈电结构及方法。

背景技术

[0002] 差分馈电天线便于与差分有源电路集成， 并可获得高极化纯度和极化隔离， 已 有的天线设计中， 大多数天线设计为单端口天线。 单端口天线与射频前端差分 系统的连接,需将差分信号转换为单端信号后� �入单端口天线， 而转换的方式通 常采用巴伦， 使用巴伦会带来诸多不利影响， 如引起射频前端损耗，集成度较低 等。 差分天线改变单端口馈电方式， 采用双馈电端口,对两馈电端口直接输入差 分信号,从而避免使用巴伦,减小了信号在输入� ��口的损耗,提高了天线的效率。 技术问题

[0003] 为了克服现有技术存在的缺点与不足， 本发明提供一种适用于宽带平面振子天 线的差分馈电结构及方法。

问题的解决方案

技术解决方案

[0004] 该方法通过共面微带线实现振子天线的差分馈 电， 该方法简单， 新颖， 且实现 简便。

[0005] 本发明采用如下技术方案：

[0006] 一种适用于宽带平面振子天线的差分馈电结构 ， 包括一个共面微带线及一个馈 电短截线， 所述馈电短截线的两端设置馈电端口， 所述馈电短截线跨接在共面 微带线上， 所述馈电短截线与共面微带线分别位于介质基 板的上、 下表面。

[0007] 所述共面微带线具有阻抗匹配的作用， 可以为渐变微带线或分段微带线等各种 形式的共面微带线。

[0008] 所述两个馈电端口的一端分别与共面微带线连 接， 另一端与馈电短截线的两端 连接。 [0009] 所述两个馈电端口馈入幅度相同， 相位相差 180度的电流， 实现天线的差分馈 电。

[0010] 一个馈电端口馈入电流的相位为 0度， 另一个馈电端口馈入电流的相位为 180度

， 所述电流幅度相等。

发明的有益效果

有益效果

[0011] 本发明的有益效果：

[0012] (1) 本发明提供一种差分馈电方法， 有利于采用该方法馈电的天线与射频前 端集成， 提高系统的集成度。

[0013] (2) 该差分馈电网络直接与天线的极化振子共面集 成， 简单新颖， 实用性强

[0014] (3) 本发明通过共面微带线实现振子天线的差分馈 电， 该方法实现简便， 易 于加工。

对附图的简要说明

附图说明

[0015] 图 1是本发明的差分馈电宽带圆极化平面天线的� �维图。

[0016] 图 2是本发明的差分馈电宽带圆极化平面天线的� �电结构的放大图。

[0017] 图 3是本发明的差分馈电宽带圆极化平面天线的� �抗带宽。

[0018] 图 4是本发明的差分馈电宽带圆极化平面天线的� �比。

[0019] 图 5是本发明的差分馈电宽带圆极化平面天线的� �益。

[0020] 图 6是本发明的差分馈电宽带圆极化平面天线的� �向图。

[0021] 图 7是本发明的差分馈电宽带双极化平面天线的� �维图。

[0022] 图 8是本发明的差分馈电宽带双极化平面天线的� �电结构的放大图。

[0023] 图 9是本发明的差分馈电宽带双极化平面天线的� �抗带宽。

[0024] 图 10是本发明的差分馈电宽带双极化平面天线的� ��益。

[0025] 图 11是本发明的差分馈电宽带双极化平面天线的� ��向图。

实施该发明的最佳实施例 本发明的最佳实施方式

[0026] 下面结合实施例及附图， 对本发明作进一步地详细说明， 但本发明的实施方式 不限于此。

[0027] 实施例 1

[0028] 实施例 1为本发明馈电结构及方法应用在宽带圆极化� �面天线的具体实施方式

[0029] 如图 1所示， 一种差分馈电宽带圆极化平面天线， 包括天线辐射单元 1， 反射板 2， 支撑柱 3， 二端口馈电网络 4。 天线辐射单元 1通过支撑柱 3固定于反射板 2的 上方， 距离为 0.27λ。， λ。为该天线的中心谐振频率在自由空间中的� ��长。

[0030] 如图 2所示， 二端口馈电网络 4包括渐变共面微带线 7， 馈电短截线 8及两个馈电 端口 9Α， 9Β。 本实施例中所说的渐变共面微带线应用吋为两 条， 馈电短截线垂 直跨接在两条微带线上， 渐变共面微带线 7连接两对非中心馈电弯折振子 6Α， 6Β ， 蚀刻于介质基板的下表面， 馈电短截线 8与渐变共面微带线 7垂直且蚀刻于介 质基板上、 下表面； 两个馈电端口 9Α， 9Β由两根同轴线进行馈电， 同轴线的一 端穿过反射板 2， 同轴线的内导体通过孔穿过介质基板与馈电短 截线 8相接， 外 导体与共面微带线 ₇ 相接， 两根同轴线的另一端馈入的电流幅度相同， 相位相差 180°， 该电流由 180°的混合网络实现。

[0031] 如图 3所示为采用本发明馈电结构及方法的宽带圆� �化差分馈电平面天线阻抗 带宽， 回波损耗在 1.49-3.14GHz内达至 IJ-15dB。

[0032] 如图 4所示， 为采用本发明馈电结构及方法的宽带圆极化差 分馈电平面天线轴 比， 轴比在 1.49-3.14GHz内达 SJ-15dB。

[0033] 如图 5所示， 为采用本发明馈电结构及方法的宽带圆极化差 分馈电平面天线的 增益， 增益在 1.7-2.84GHz内在 3dB以下。

[0034] 如图 6所示， 为本实施例所得的此宽带圆极化差分馈电平面 天线的水平面方向 图。 由此图可得出结论， 该宽带圆极化差分馈电平面天线具有稳定的方 向图， 且辐射前后比在 15dB以上。

[0035] 实施例 2:

[0036] 如图 7所示， 采用本发明的馈电结构及方法的差分馈电宽带 双极化平面天线， 包括天线辐射单元 1、 反射板 2、 支撑柱 3、 四端口馈电网络 11。 天线辐射单元通 过支撑柱固定于反射板的上方， 距离为 0.25λ ₀ ,λ。为该天线的中心谐振频率在自 由空间中的波长。

[0037] 所述天线辐射单元包络第一振子， 第二振子和介质基板， 第一振子包括一对第 一半波振子,蚀刻于介质基板的下表面； 所述第二极化振子包括一对第二半波振 子， 蚀刻于介质基板的上表面， 辐射单元尺寸 0.42λ。*0.42λ。, λ。为该天线的中心 谐振频率在自由空间中的波长。

[0038] 如图 8所示， 四端口馈电网络 11包括第一差分馈电网络和第二差分馈电网络� ��

第一差分馈电网络包括第一共面微带线 12Α， 第一馈电短截线 12B和两个馈电端 口 12C， 12D, 第一共面微带线 12A与第一振子相接， 蚀刻于介质基板 5的下表面 ， 第一馈电短截线 12B与第一共面微带线 12A垂直， 蚀刻于介质基板上表面， 两 个馈电端口 12C， 12D位于第一馈电短截线 12B的两端； 第二差分馈电网络包括 第二共面微带线 13A， 第二馈电短截线 13B和两个馈电端口 13C， 13D， 第二共面 微带线 13A与第二振子相接， 蚀刻于介质基板的上表面， 第二馈电短截线 13B与 第二共面微带线 13A垂直， 蚀刻于介质基板的下表面， 两个馈电端口 13C， 13D 位于第二馈电短截线 13B的两端；

[0039] 如图 8所示， 四端口馈电网络， 第一差分馈电网络的两个馈电端口 12C， 12D由 两根同轴线进行馈电， 同轴线的一端穿过反射板， 同轴线的内导体通过过孔穿 过介质基板与第一馈电短截线 12B相接， 外导体与第一共面微带线 12A相接， 两 根同轴线的另一端馈入的电流幅度相同， 相位相差 180°， 该电流由 180°的混合网 络实现； 第二差分馈电网络的两个馈电端口 13C， 13D由两根同轴线进行馈电， 同轴线的一端穿过反射板， 同轴线的内导体与第二馈电短截线 13B相接， 夕卜导体 通过过孔穿过介质基板与第二共面微带线 13A相接， 两根同轴线的另一端馈入的 电流幅度相同， 相位相差 180°， 该电流由 180°的混合网络实现。

[0040] 如图 9所示， 为本实施例所得的此宽带双极化差分馈电平面 天线带宽， 回波损 耗在 1.7-2.7GHz内达至 IJ-15dB， 极化隔离度达 60dB以上。

[0041] 如图 10所示， 为本实施例所得的此宽带双极化差分馈电平面 天线两种极化的增 益， 两种极化的增益在 1.7-2.7GHZ内达到 9.5dBi左右。 [0042] 如图 11所示， 为本实施例所得的此宽带双极化差分馈电平面 天线的水平面方向 图。 由此图可得出结论， 该宽带双极化差分馈电平面天线具有稳定的方 向图， 且辐射前后比在 15dB以上。

[0043] 上述实施例为本发明较佳的实施方式， 但本发明的实施方式并不受所述实施 例的限制， 其他的任何未背离本发明的精神实质与原理下 所作的改变、 修饰、 替代、 组合、 简化， 均应为等效的置换方式， 都包含在本发明的保护范围之内