Die Erfindung betrifft ein digitales Filter nach der Gattung des Hauptanspruchs .

Beim mobilen Empfang von frequenzmodulierten Hörfunksendungen hat es sich als günstig erwiesen, bei geringen Empfangsfeldstärken eine adaptive Kohenabsenkung im NF-Bereich durchzuführen. Dieses kann an sich über bekannte Klangsteller erfolgen. Außerdem sind Filter bekannt, die eine Unterdrückung des Pilotsignals von 19 kHz beim UKW-Empfang ermöglichen.

Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es, ein digitales Filter anzugeben, welches für die obengenannten Anwendungen bei einem Minimum an Aufwand geeignet ist. Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß dadurch gelöst, daß Koeffizienten des rekursiven Anteils und des hichtrekursiven Anteils derart steuerbar sind, daß bei einer festliegenden Nullstelle und einem vorgegebenen Übertragungsfaktor bei der Frequenz 0 die weitere Filtercharakteristik steuerbar ist.

Das er indungsgemäße Filter ist verzugsweise für eine adaptive Kohenabsenkung und eine Unterdrückung des Pilotsignals durch eine entsprechend gewählte Nullstelle geeignet. Es sind jedoch auch andere Anwendungen des erfindungsgemäßen digitalen Filters möglich.

Digitale Filter mit einem rekursiven und einem nichtrekursiven Anteil sind beispielsweise beschrieben in Schönfelder, Helmut (Hrsg.): "Digitale Filter in der Videotechnik", Berlin 1988, Seiten 80 bis 82.

Vorzugsweise ist bei dem erfindungsgemäßen digitalen Filter vorgesehen, daß die Koeffizienten aus einem Steuerparameter berechnet werden. Dadurch ist ein zweckmäßiger Zusammenhang zwischen einem Steuerparameter und der Filtercharakteristik herstellbar. Ein linearer Zusammenhang ergibt sich vorzugsweise dadurch, daß der nichtrekursive Anteil Koeffizienten A0, AI und A2 und der rekursive Anteil

Koeffizienten B1 und B2 aufweist, die aus dem zugeführten

Steuerparameter s wie folgt berechnet werden:

A0 = A2 = V0- [ (1+α-s+ß+δ'S ² ) /( 2-2cosphi _Q ) ] ,

AI = -2• 0•cosphi- ,

B1 = α-s+ß,

B2 = δ-s ² , wobei V0 der Übertragungsfaktor bei der Frequenz 0 ist und α, ß, und δ Konstanten sind und wobei ferner phi« = 2π»f _n /f gilt mit f„ als Frequenz der Nullstelle und f als 0 s

Abtastfrequenz .

Eine Wahl der Konstanten zur Anpassung des erfindungsgemäßen Filters an verschiedene Anwendungsfälle ist dem Fachmann möglich. Vorzugsweise ist bei dem erfindungsgemäßen Filter vorgesehen, daß α = 2, ß = -0,356, δ = 0,90252 und phi _Q = 2,62 ist.

Eine Weiterbildung des erfindungsgemaßen Filters, die darin besteht, daß der Steuerparameter aus einer zugeführten Größe durch Normierung und Tiefpaßfilterung abgeleitet wird, ermöglicht eine Steuerung des Filters zwischen vorgegebenen Grenzen.

Eine bevorzugte Anwendung dieser Weiterbildung besteht darin, daß die zugeführte Größe von der Empfangsfeldstärke in einem Rundfunkempfänger abhängig ist. Zur Unterdrückung des Pilotsignals beim Verkehrsfunk ist das erfindungsgemäße Filter derart ausgebildet, daß die Nullstelle bei 19 kHz liegt.

Ausführungsbeispiele der Erfindung sind in der Zeichnung anhand mehrerer Figuren dargestellt und in der nachfolgenden Beschreibung näher erläutert. Es zeigt:

Fig. 1 ein Blockschaltbild eines erfindungsgemäßen Filters,

Fig. 2 ein bei dem Filter nach Fig. 1 in vorteilhafter Weise verwendbares rekursives Filter und

Fig. 3 Filterkurven eines Ausführungsbeispiels für verschiedene Werte des Steuerparameters s.

Gleiche Teile sind in den Figuren mit gleichen Bezugszeichen versehen. Das Ausführungsbeispiel sowie Teile davon sind zwar als Blockschaltbilder dargestellt. Dieses bedeutet jedoch nicht, daß das erfindungsgemäße Filter auf eine Realisierung mit Hilfe von einzelnen den Blöcken entsprechenden Schaltungen beschränkt ist. Das erfindungsgemäße Filter ist vielmehr in besonders vorteilhafter Weise mit Hilfe von hochintegrierten Schaltungen realisierbar. Dabei können digitale Signalprozessoren eingesetzt werden, welche bei geeigneter Programmierung die in den Blockschaltbildern dargestellten Verarbeitungsschritte durchführen. Das erfindungsgemäße Filter kann zusammen mit weiteren Schaltungen innerhalb einer integrierten Schaltung wesentliche Teile eines Rundfunkempfängers bilden.

Das Ausführungsbeispiel nach Fig. 1 umfaßt ein rekursives Filter 1 zweiter Ordnung mit der Übertragungsfunktion H(z), einem Eingang 2 und einem Ausgang 3. Die Koeffizienten des rekursiven Filters 1 sind über eine Rechenschaltung 4 steuerbar, der ein Steuerparameter s zugeführt wird. Im einzelnen werden Koeffizienten AO, A1 , A2, B1 und B2 als Funktion des Steuerparameters s berechnet. Der Steuerparameter s wird aus einer zugeführten Größe K durch Normierung bei 5 (K' ) und Tiefpaßfilterung bei 6 abgeleitet. Bei der bevorzugten Anwendung des erfindungsgemäßen Filters ist K beispielsweise ein Maß für die jeweils gemessene Empfangsfeldstärke.

Fig. 2 zeigt eine Ausführungsform des rekursiven Filters 1 (Fig. 1) mit einem rekursiven und einem nichtrekursiven

Anteil. Das dem Eingang 2 zugeführte digitale Signal wird bei 11 und 12 jeweils um eine Abtastperiode verzögert. Das unverzögerte Eingangssignal sowie die um eine bzw. um zwei Abtastperioden verzögerten Eingangssignale werden über Multiplizierer 13, 14, 15 geleitet, welchen die Koeffizienten AO, AI, A2 von der Recheneinheit 4 (Fig. 1) zugeführt werden. Die Ausgangssignale der Multiplizierer 13, 14, 15 werden einem Addierer 16 zugeleitet, dessen Ausgang den Ausgang 3 des digitalen Filters darstellt. Das dort anliegende Signal wird bei 17 und 18 zweimal um eine Abtastperiode verzögert und über Multiplizierer 19, 20 dem Addierer 16 zugeleitet. Die Multiplizierer 19, 20 erhalten die Koeffizienten -B1 und -B2.

Die Verzögerer 11, 12 und die Multiplizierer 13, 14, 15 stellen den nichtrekursiven Anteil dar, während die Verzögerer 17, 18 und die Multiplizierer 19, 20 den rekursiven Anteil bilden. Wegen des meist vorherrschenden rekursiven Anteils werden derartige Filter trotz des nichtrekursiven Anteils als rekursive Filter bezeichnet.

Für die Übertragungsfunktion H(z) eines Filters zweiter

Ordnung gilt:

H(z) = (a _Q +a. _j Z -1+a ₂ z-2)/(b ₀ +b. _j Z-1+b ₂ z-2)

Für den speziellen Fall eines konjugiert komplexen

Nullstellenpaares gilt: a _Q = 1 ; b _Q = 1 ; a ₁ = -2 ^« cosphi _Q ; a ₂ = 1 ; wobei phi _Q = 2π ^« f _Q /f ist. Dabei ist f _Q die

Nullstellenfrequenz und f die Abtastfrequenz.

Für die auf eine Gleichspannungsverstärkung VO normierten

I

Zähler-Koeffizienten gelten mit H(z=1) = VO folgende

Gleichungen:

AO = VO- (1+b ₁ +b ₂ )/(2-2cosphi _Q )

AI = VO- [ (1+b ₁ +b ₂ )/(2-2cosphi ₀ ) ] • (-2cosphi _Q )

A2 = AO

Um zusätzlich zu der festen Nullstelle eine kontinuierlich durchstimmbare Tiefpaßcharakteristik zu erhalten, wird angesetzt: b. = α-s + ß; b _p = δ•s ² .

Durch Einsetzen dieser Gleichungen in die obigen Gleichungen erhält man die Abhängigkeit der Koeffizienten von dem

Steuerparameter in folgender Weise:

AO = A2 = VO- [ (1+α-s+ß+δ-s ² )/(2-2cosphi _Q ) ] ,

A1 = -2•AO•cosphi-,

B1 = α-s+ß,

B2 = δ-s ² .

Fig. 3 zeigt den Betrag des Übertragungsfaktors H(z) in dB als Funktion der Frequenz f in Hz. Bei der Frequenz 0 ist der Betrag des Ubertragungsfaktors 1 entsprechend 0 dB. Die Nullstelle befindet sich bei f = 19 kHz. Innerhalb des Frequenzbereichs zwischen 0 und 19 kHz weist das Filter eine Tiefpaßcharakteristik auf. Der Verlauf kann durch Einstellung von s = 0 bis s = 1 in Richtung des Pfeils

kontinuierlich durchgestimmt werden, wobei für s = 0 die Kurve 21 und für s = 1 die Kurve 22 gilt. Für einige Zwischenwerte von s sind in Fig. 1 einige Kurven 23, 24, 25, 26 dargestellt. Mit Hilfe des Steuerparameters s kann somit das Filter von einer deutlichen Absenkung der höheren Frequenzen des Hörbereichs bis zu einem Filter, das lediglich das Pilotsignal unterdrückt und den Frequenzbereich bis 18 kHz linear überträgt, eingestellt werden.