Digitale FM-Demodulatoren sind auf der Basis verschiedener Prinzipien erstellt worden. Es ist bekannt, das FM-Signal mit Hilfe eines nicht rekursiven differenzierenden Filters zu ver- arbeiten und das Ausgangssignal dieses Filters durch das in der Laufzeit angepaßte Eingangssignal zu dividieren. Dabei wird das Prinzip des Flankendemodulators verwendet, das be- reits aus der Analogtechnik bekannt war (Schönfelder, Digitale Filter in der Videotechnik, Berlin 1988, S. 141).

Ein anderes Verfahren zur digitalen FM-Demodulation basiert auf der Verwendung eines Hilbert-Filters, mit dem für alle Frequenzkomponenten in der Nähe der Trägerfrequenz eine Pha- sendrehung von 90° erreicht wird. Auch hier wird das eingangs- seitige und in der Laufzeit angepaßte FM-Signal und das gefil- terte Signal einer Divisionsstufe zugeführt, insbesondere um störende Amplitudenmodulationseinflüsse zu reduzieren. Über eine Tabelle wird eine inverse Tangensfunktion gebildet und das Argument der trigonometrischen Funktion berechnet, aus dem mit Hilfe eines differenzierenden Filters das Modulations- signal zurückgewonnen werden kann (Schönfelder a. a. o.).

Es ist auch bekannt, das Eingangssignal mit Hilfe arithme- tischer Berechnungen auf Nulldurchgänge zu detektieren. Da

hierbei frequenzabhängige Fehler auftreten, ist eine zusätz- liche Korrektur anhand einer Tabellenfunktion erforderlich.

Anhand der gezählten Abtastwerte und der Nulldurchgangsposi- tionen zwischen zwei Abtastungen kann eine Berechnung der hal- ben Periodenlänge der FM-Schwingung durchgeführt werden. Um die Mehrdeutigkeit bezüglich der absoluten Phasenlage der Signalperiode zu eliminieren, muß eine anschließende Jitterbe- seitigung stattfinden. Aufgrund der Zeit-und Amplitudenauflö- sung ist die Genauigkeit der Nulldurchgangsbestimmung begrenzt (Schönfelder, a. a. o., S. 141,142).

Die vorliegende Erfindung geht von der Problemstellung aus, einen FM-Demodulator zu erstellen, der einfach und ohne großen Aufwand die Demodulation von FM-Signalen ermöglicht. Der er- findungsgemäße FM-Demodulator soll insbesondere für die Demo- dulation von Rundfunksignalen geeignet sein, mit denen zusätz- liche Informationen über eine SWIFT (DARC)-Codierung übertragen werden. Bei dieser Codierung wird die logische Information in einem Frequenzwechsel von + oder-4kHz um eine Mittenfrequenz von 76kHz übertragen. Der FM-Demodulator hat dabei die Aufgabe zu erkennen, ob und wie lange die höhere oder die niedrige Frequenz empfangen worden ist.

Ausgehend von dieser Problemstellung ist erfindungsgemäß ein digitaler FM-Demodulator der eingangs erwähnten Art ausge- stattet mit wenigstens drei Schieberegisterelementen, die je- weils eine Signalverzögerung um eine Basis-Verzögerung oder ein ganzzahliges Vielfaches davon bewirken, und mit vier An- zapfstellen, deren unterschiedliche Signalverzögerungen mit ganzzahligen Vielfachen größer oder gleich Null der Basis-Ver- zögerung bewirkt sind, wobei gilt no < nl < n2 < n3 und no + n3 = n1 + n2, und mit zwei Multiplikatoren, die mit der ersten und letzten Anzapfstelle einerseits und den beiden mittleren An- zapfstellen andererseits verbunden sind und an deren Ausgänge eine Subtraktionsschaltung angeschlossen ist.

Am Ausgang des erfindungsgemäßen FM-Demodulators steht bei

konstanter Signalfrequenz ein zeitkonstantes Signal zur Ver- fügung, wobei sich mehrere für die FM-Demodulation nutzbare Nullstellen ergeben. Die relative Zeitkonstanz des Ausgangs- signals ergibt sich, wenn sich die Eingangsfrequenz gegenüber der Taktfrequenz nur langsam verändert, wie dies beispielswei- se bei der Demodulation von Radiosignalen der Fall ist, wenn die Abtastung beispielsweise mit einer Taktfrequenz von 228kHz erfolgt.

Die Struktur des erfindungsgemäßen FM-Demodulators mit den hintereinander geschalteten Schieberegistern läßt sich mit großem Vorteil zugleich als Bandfilter ausnutzen, in dem die Schieberegister gleich ausgebildet und als rekursives Bandfil- ter beschaltet sind.

In der bevorzugten Anwendung als SWIFT (DARC)-Demodulator er- gibt sich somit die Möglichkeit, mit derselben Baugruppe so- wohl die SWIFT-Demodulation als auch die hierfür erforderliche Bandfilterung des Bereichs um 76kHz zu bewerkstelligen.

Die Erfindung soll im folgenden anhand eines in der Zeichnung dargestellten Ausführungsbeispiels näher erläutert werden.

Die Zeichnung zeigt ein schematisches Schaltbild mit einem Eingang I für ein Multiplexsignal, das beispielsweise ein SWIFT-codiertes Rundfunksignal sein kann. Mit dem Eingang I ist eine Additionsstufe 1 verbunden, an die sich ein Schiebe- register mit vier in Serie geschalteten Schieberegisterelemen- ten 2,3,4,5 anschließen.

Die Ausgänge der Schieberegisterelemente 2,3,4,5 sind je- weils über Multiplikatoren 6,7,8,9, die feste Koeffizienten Cl, C2, C3, C4 mit dem Dateninhalt multiplizieren, mit einer Additionsstufe 10,11,12 verbunden. Den Additionsstufen 10, 11,12 wird ferner der jeweilige Rückkopplungszweig des fol- genden Schieberegisterelements 3,4,5 zugeführt. Die zum er- sten Schieberegisterelement gehörende Additionsstufe 10 ist

mit ihrem Ausgang an einen zweiten Eingang der Additionsstufe 1 angeschlossen.

Die bisher beschriebene Schaltungsanordnung bildet einen Band- paß. Die Taktfrequenz des Schieberegisterelements liegt bei- spielsweise bei 228kHz, so daß der Bandpaß eine Mittenfrequenz von 76kHz aufweist, wobei die Koeffizienten cl = 1,6897, c2 = 2,1325, c3 = 1,2208 und c4 = 0,522 sein können.

An der Reihenschaltung der Schieberegisterelemente 2,3,4,5 sind Anzapfstellen A, B, C, D realisiert, wobei sich die Anzapfstelle A zwischen der Additionsstufe 1 und dem ersten Schieberegisterelement 2, die Anzapfstelle B zwischen dem er- sten Schieberegisterelement 2 und dem zweiten Schieberegister- element 3, die Anzapfstelle C zwischen dem dritten Schiebere- gisterelement 4 und dem vierten Schieberegisterelement 5 und die Anzapfstelle D am Ausgang des vierten Schieberegisterele- ments 5 befindet.

Die beiden äußeren Anzapfstellen A, D sind mit zwei Eingängen einer Multiplikationsstufe 13 und die beiden inneren Anzapf- stellen B, C mit den beiden Eingängen einer weiteren Multipli- kationsstufe 14 verbunden. Die Ausgänge der beiden Multiplika- tionsstufen 13,14 sind an die Eingänge einer Subtraktionsstu- fe 15 angeschlossen.

Die Schieberegisterelemente 2,3,4,5 bilden durch ihre An- zapfstellen A, B, C, D, die Multiplikationsstufen 13,14 und die Subtraktionsstufe 15 einen FM-Demodulator. Das Signal an der ersten Anzapfstelle A ist im allgemeinen Fall um noT ver- zögert, wobei in dem dargestellten Ausführungsbeispiel (und ohne Einschränkung der Allgemeinheit) no = 0 ist. An der zwei- ten Anzapfstelle B ist das Signal um nlT verzögert, an der dritten Anzapfstelle C um n2T und an der vierten Anzapfstelle D um n4T.

In dem dargestellten Ausführungsbeispiel ist nl = 1, n2 = 3 und n3 = 4. Das am Eingang I anstehende Multiplexsignal liegt bei- spielsweise als digital abgetastetes 16-bit-Signal vor, wobei die 16-bit-Worte den jeweils abgetasteten Amplitudenwert charakterisieren. Bei einer unter Berücksichtigung der Grenz- frequenz ausreichenden Abtastrate verhalten sich die digitalen 16-bit-Abtastwerte wie analoge Signalwerte.

Der in der Zeichnung dargestellte obere Teil der Schaltung mit den Schieberegisterelementen 2,3,4,5, den Multiplikatoren 6,7,8,9 und den Additionsstufen 1,10,11,12 bilden bei einer Taktung mit 228kHz ein Bandfilter um die Mittenfrequenz von 76kHz, also ein Bandfilter wie es für die Ausfilterung der SWIFT-Codierung benötigt wird. Die Koeffizienten werden dabei in üblicher Weise bestimmt und können die oben angegebenen Werte aufweisen.

Für den unteren Teil der Schaltung zwischen den Anzapfstellen A und D, also mit den Schieberegisterelementen 2,3,4,5, den beiden Multiplikationsstufen 13,14 und der Subtraktionsstufe 15 bildet einen FM-Demodulator, was aus folgender Betrach- tungsweise deutlich wird : Das Eingangssignal am Eingang des Schieberegisters sei cos ut mit X = 2nf (f = Frequenz).

An der Anzapfstelle A steht im allgemeinen Fall das Signal cos (t-nOT) an. Dementsprechend steht an der Anzapfstelle B das Signal cos (t-nlT), an der Anzapfstelle C das Signal cos (t- n2T) und an der Anzapfstelle D das Signal cos # (t-n3T) an. Am Ausgang der als Mischer fungierenden Multiplikationsstufe 13 steht somit das Signal cos (U (t-noT)) x cos (@ (t-n3T)) an.

Durch Umformung ergibt sich hieraus cos (X (2t-(n0+n3)T))/2 + cos (MT (n3-no))/2 An dem Ausgang der ebenfalls als Mischer fungierenden anderen Multiplikationsstufe 14 steht dementsprechend das Signal cos (# (t-nl x T)) x cos (# (t-n2T) an.

Durch Umformung ergibt sich cos (u/2t- (ni+nzT))/2 + cos (T (n2-nl))/2 Unter der Voraussetzung no+n3 = nl+n2 ergibt sich bei der Sub- traktion der beiden Ausgangssignale der Multiplikationsstufen 13,14 in der Subtraktionsstufe 15 das Signal cos (uT (n2-nl))/2-cos (T (n3-n0))/2 = sin (#T(n3-n2+n1-n0)/2) x (#T(n3+n2-n1-n0)/2) Unter der oben genannten Vorraussetzung, daß # im wesentlichen als konstant angenommen werden kann, ist der sich ergebende Term von t unabhängig.

In einer bevorzugten Ausführungsform der Erfindung wird das Argument des ersten Sinusterms, das kleiner ist als das des zweiten Sinusterms, zweckmäßigerweise = uT gewählt. Dies ge- lingt, wenn n3 = n2+1 und ni = nO+l ist. Mit diesem Sinusterm wird eine Nullstelle bei der halben Taktfrequenz und bei Null erzeugt.

Der andere Sinusterm erzeugt weitere Nullstellen, die für die FM-Demodulation nutzbar sind, und zwar bei den Frequenzen f= i/ (T x (n3+n2-n,-no)) mit i = l... (n3+n2-n-nO)/2-l.

Für das oben genannte Beispiel (no = 0, nl = 1, n2 = 3, n3 = 4) ergibt sich am Ausgang der Subtraktionsstufe 15 die Funktion sin uT x sin 3zT.

Die für die FM-Demodulation nutzbaren Nullstellen liegen bei 38kHz und bei 76kHz.

Die Nullstelle bei 76kHz ist für die SWIFT-Demodulation geeig- net, da die Frequenz 80kHz ein positives Signal am Ausgang der Subtraktionsstufe 15 und die Frequenz 72kHz ein negatives Si- gnal liefert (die am Ausgang der Subtraktionsstufe 15 anste- henden Signale sind 16-bit-Datenwörter, bei denen das höchst- wertige Bit (MSB) als Vorzeichen-Bit fungiert).

Aus den obigen Betrachtungen ist ohne weiteres erkennbar, daß ein längeres Schieberegister (z. B. no = 0, ni = l, n = 6, n3 = 7) eine Funktion erzeugt (für das Beispiel sin uT x sin 6uT), die nicht nur mehrere Nullstellen aufweist, sondern bei 76kHz auch eine größere Steigung (im Beispiel : eine doppelt so hohe Steigung) hat und so eine höhere Demodulatorausbeute be- wirkt.

Die Grenze der Verlängerung des Schieberegisters liegt nicht nur in dem damit verbundenen höheren Aufwand sondern auch in der Einhaltung der Bedingung, daß über die Verzögerungszeit die Frequenz des Eingangssignals am Eingang I praktisch kon- stant sein muß.

Das am Ausgang der Subtraktionsstufe 15, also am Ausgang des FM-Demodulators, anstehende Signal wird in einer Auswertungs- stufe 16 weiter verarbeitet, um beispielsweise die SWIFT-De- codierung vorzunehmen. Das Ausgangssignal gelangt einerseits auf ein 16-bit-Register 17 und andererseits direkt auf ein XOR-Glied 18. Das XOR-Glied 18 vergleicht somit zwei aufein- ander folgende Datenwörter am Ausgang der Subtraktionsstufe 15

auf Änderungen. Soweit Änderungen vorhanden sind, werden diese auf einen Eingang eines AND-Gliedes 19 geleitet. Der andere Eingang des AND-Gliedes 19 wird mit einem Maskierungssignal 20 beaufschlagt, in dem lediglich das MSB für das Vorzeichen auf 1, die übrigen Bits auf Null gesetzt sind. Auf diese Weise läßt sich eine Nulldurchgangsflanke dadurch erkennen, daß der Ausgang des AND-Gliedes ungleich 0 wird. An den Ausgang des AND-Gliedes 19 schließt sich eine Phasenkorrekturstufe 21 an, in der die für die Taktung des SWIFT-Signals verwendete Takt- frequenz zurückgewonnen und mit den detektierten Flanken syn- chronisiert wird. Hierzu gelangt das Ausgangssignal der AND- Stufe 19 über eine Multiplikationsstufe 22 und eine Additions- stufe 23 auf einen Speicher 24 der zusammen mit der Additions- stufe 23 einen Zähler 23,24 bildet. Das Ausgangssignal des Speichers 24 gelangt auf einen weiteren Speicher 25 einerseits und auf eine Additionsstufe 26 andererseits, deren anderem Eingang ein definiertes Phaseninkrement INC über einen An- schluß 27 zuführbar ist. Der Ausgang der Additionsstufe 26 ist mit dem zweiten Eingang der Additionsstufe 23 verbunden. Das Ausgangssignal des Speichers 24 gelangt ferner auf einen Ein- gang einer XOR-Stufe 28, deren anderem Eingang das Aus- gangssignal des weiteren Speichers 25 zuführbar ist. Mit dem Ausgangssignal der XOR-Stufe 28 ist in einer Vergleichsstufe 29 eine Bitgrenzenerkennung einerseits und eine Wortgrenzen- erkennung andererseits möglich.

In einem Phasenkorrekturzweig wird das Ausgangssignal des Speichers 24 in einem Teil-Schieberegister 30 um fünf Stellen nach links verschoben und einer Multiplikationsstufe 31 zuge- führt. Dem anderen Eingang der Multiplikationsstufe 31 wird ein Multiplikationskoeffizient K über einen Anschluß 32 zuge- führt. Das Ausgangssignal der Multiplikationsstufe 31 gelangt auf einen zweiten Eingang der Multiplikationsstufe 22 und wird dort mit dem Ausgangssignal der AND-Stufe 19 multipliziert.

Bei einer SWIFT-Codierung findet ein Vorzeichenwechsel (= Auf- treten von Flanken) des demodulierten Signals nur zu Zeiten

n x T statt, wobei T = 1/16kHz und n ganzzahlig ist. Der Vor- zeichenwechsel findet jedoch nicht für jedes n statt sondern in Abhängigkeit von dem Inhalt des Datensignals, das über den SWIFT-Code übertragen wird. Aufgrund von Zeilensteuerworten ist eine Mindesthäufigkeit der Flanken gewährleistet.

Zur Wiederherstellung des 16kHz-Taktes wird dem Speicher 24 mit einer hohen Frequenz von 228kHz jeweils ein Inkrement zu- geführt, das einem Dateninhalt multipliziert mit der Bitfre- quenz (16kHz) und dividiert durch die Abtastfrequenz (228kHz) entspricht und daher etwa 144 beträgt. Wird dieses Inkrement mit der Abtastfrequenz von 228kHz zugeführt, läuft der Spei- cher 24 mit der Frequenz von 16kHz über und erzeugt einen ent- sprechenden Überlaufimpuls. Als Überlauf wird dabei ein Bit- wechsel 0 oder 1-0 an der zwölften Position des 16-bit- Wortes angesehen. Durch Vergleich des Inhalts des Speichers 24 mit dem vorherigen Wert im weiteren Speicher 25 wird der Über- lauf in der XOR-Stufe 28 detektiert und in der Vergleichsstufe 29 als Bitgrenze erkannt.

Der Speicherinhalt des Speichers 24 in den elf geringwertig- sten Bits beim Auftreten einer Flanke wird durch das Teil- Schieberegister 30 um fünf Stellen nach links verschoben, also zu einem 16-bit-Wort gemacht. Dieses wird mit einem Koeffi- zienten K in der Multiplikationsstufe 31 multipliziert und aufgrund der Multiplikationsstufe 22 nur beim Auftreten einer Flanke der Inkrementierung des Speichers 24 mit Hilfe der Additionsstufe 23 hinzugefügt. Auf diese Weise wird der mit der Additionsstufe 26 als Zähler fungierende Speicher 24 pro- portional zu dem mit einem Vorzeichen versehenen Phasenfehler verstellt. Auf diese Weise wird der Phasenfehler immer gerin- ger.

Die Vergleichsstufe 29 erkennt beim Auftreten einer Bitände- rung im MSB des Speichers 24 eine Wortgrenze.

Innerhalb der erkannten Bitgrenzen werden die Ausgangssignale der Subtraktionsstufe 15 über eine Additionsstufe 33 einem Speicher 34 zugeführt, dessen Ausgang auf den zweiten Eingang der Additionsstufe 33 gelangt, so daß eine Aufsummierung stattfindet, um eine verbesserte Erkennung des demodulierten Datenbits, also des Bitinhalts, zu erzielen. Ist eine Bit- grenze erreicht, wird der Speicher 34 zur Erzeugung des Daten- stroms ausgelesen und über ein Reset-Signal der Vergleichs- stufe 29 zurückgesetzt.