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Title:
DIGITAL RECEIVER FOR A SIGNAL GENERATED WITH DISCRETE MULTI-TONE MODULATION
Document Type and Number:
WIPO Patent Application WO/2000/019675
Kind Code:
A1
Abstract:
The invention relates to a digital receiver for a signal generated with discrete multi-tone modulation, having an analog-digital converter to which the signal generated with discrete multi-tone modulation is fed, in addition to a time domain equalizer mounted downstream from the analog-digital converter. The time domain equalizer according to the invention has a digital filter with fixed coefficients.

Inventors:
SCHENK HEINRICH (DE)
Application Number:
PCT/DE1999/002752
Publication Date:
April 06, 2000
Filing Date:
September 01, 1999
Export Citation:
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Assignee:
SIEMENS AG (DE)
SCHENK HEINRICH (DE)
International Classes:
H03H17/00; H03H17/02; H03K9/00; H04B1/16; H04J11/00; H04L25/03; (IPC1-7): H04L27/26; H03K9/00
Foreign References:
EP0725509A11996-08-07
US5694422A1997-12-02
US5285474A1994-02-08
US5796814A1998-08-18
Other References:
MELSA P J W ET AL: "IMPULSE RESPONSE SHORTENING FOR DISCRETE MULTITONE TRANSCEIVERS", IEEE TRANSACTIONS ON COMMUNICATIONS,US,IEEE INC. NEW YORK, vol. 44, no. 12, pages 1662-1672, XP000640581, ISSN: 0090-6778
BLADEL VAN M ET AL: "TIME-DOMAIN EQUALIZATION FOR MULTICARRIER COMMUNICATION", IEEE GLOBAL TELECOMMUNICATIONS CONFERENCE (GLOBECOM),US,NEW YORK, IEEE, pages 167-171, XP000773405, ISBN: 0-7803-2510-9
CHOW J S ET AL: "EQUALIZER TRAINING ALGORITHMS FOR MULTICARRIER MODULATION SYSTEMS", PROCEEDINGS OF THE INTERNATIONAL CONFERENCE ON COMMUNICATIONS (ICC),US,NEW YORK, IEEE, vol. -, pages 761-765, XP000371187, ISBN: 0-7803-0950-2
Attorney, Agent or Firm:
REINHARD SKUHRA WEISE & PARTNER (Postfach 44 01 51 München, DE)
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Claims:
Patentansprüche
1. Digitaler Empfänger für ein mit Diskreter Multiton Modulation erzeugtes Signal (12), der einen AnalogDigital Umsetzer (2), dem das mit Diskreter MultitonModulation er zeugte Signal zugeführt wird, und einem dem AnalogDigital Umsetzer nachgeschalteten Zeitbereichsentzerrer (3) aufweist, dadurch gekennzeichnet, daß der Zeitbereichsentzerrer (3) ein digitales Filter mit festen Koeffizienten (104, 204) aufweist.
2. Digitaler Empfänger nach Anspruch 1 dadurch gekennzelehnet, daß das digitale Filter (100, 200) als feste Koeffizienten (104, 204) ganzzahlige Werte aufweist.
3. Digitaler Empfänger nach Anspruch 1 oder 2 dadurch gekennzeichnet, daß das digitale Filter (100, 200) als feste Koeffizienten (104, 204) durch Schiebeoperationen darstellbare Werte aufweist.
4. Digitaler Empfänger nach einem der vorhergehenden Ansprü che, dadurch gekennzeichnet, daß das digitale Filter (100, 200) eine Nullstelle bei 0 Hz auf weist.
5. Digitaler Empfänger nach einem der vorhergehenden Ansprü che, dadurch gekennzeichnet, daß das digitale Filter (100, 200) eine Hochpaß Ubertragungsfunktion aufweist.
6. Digitaler Empfänger nach einem der vorhergehenden Ansprü che, dadurch gekennzeichnet, daß das digitale Filter eine Serienschaltung einer Vielzahl von digitalen Filtern erster Ordnung (100, 200) aufweist.
7. Digitaler Empfänger nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß jedes digitale Filter erster Ordnung einen Zustandsspeicher (102, 202), ein Schieberegister (104, 204), eine digitale Subtrahiererschaltung (101, 201) und eine digitale Addierer schaltung (103, 203) aufweist.
Description:
Beschreibung Digitaler Empfänger für ein mit Diskreter Multiton-Modulation erzeugtes Signal Die Erfindung betrifft einen digitalen Empfänger für ein mit Diskreter Multiton-Modulation erzeugtes Signal nach dem Ober- begriff von Patentanspruch 1.

Die diskrete Multiton-Modulation (DMT)-auch Mehrträgermodu- lation-ist ein Modulationsverfahren, das sich insbesondere zur Übertragung von Daten über linear verzerrende Kanäle eig- net. Gegenüber sogenannten Einträgerverfahren wie beispiels- weise die Amplitudenmodulation, die nur eine Trägerfrequenz aufweist, werden bei der diskreten Multiton-Modulation eine Vielzahl von Trägerfrequenzen benutzt. Jede einzelne Träger- frequenz wird in der Amplitude und Phase nach der Quadratu- ramplituden-Modulation (QAM) moduliert. Man erhält somit eine Vielzahl von QAM-modulierten Signalen. Pro Trägerfrequenz kann dabei eine bestimmte Anzahl an Bits übertragen werden.

Die diskrete Multiton-Modulation wird für den digitalen Rund- funk DAB (Digital Audio Broadcast) unter der Bezeichnung OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplex) und zur Übertragung von Daten über Telefonleitungen unter der Bezeichnung ADSL (Asymmetric Digital Subscriber Line) eingesetzt.

Bei ADSL werden mit Hilfe eines DMT modulierten Signals Daten von einer Vermittlungsstelle an einen analog angeschlossenen Teilnehmer über die Teilnehmerleitung übertragen. Dabei ist durch ETSI-und ANSI-Standards festgelegt, daß jede Träger- frequenz ungefähr 4 kHz Bandbreite aufweist und höchstens bis zu 15 Bit/s/Hz transportiert. Die tatsächliche Anzahl von Bits/s/Hz kann bei jeder Trägerfrequenz unterschiedlich sein, wodurch die Datenrate und das Sendespektrum an den Ubertra- gungskanal anpaßbar ist.

Ein DMT-Übertragungssystem weist einen Kodierer auf, der die Bits eines seriellen digitalen Datensignals, das übertragen werden soll, zu Blöcken zusammenfaßt. Jeweils einer bestimm- ten Anzahl von Bits in einem Block wird eine komplexe Zahl zugeordnet. Durch eine komplexe Zahl wird eine Trägerfrequenz fi = i/T mit i = 1, 2,..., N/2 der diskreten Multiton- Modulation dargestellt, wobei alle Trägerfrequenzen fi äqui- distant verteilt sind. T ist die Zeitdauer eines Blocks.

Durch eine inverse Fouriertransformation werden die durch die komplexen Zahlen dargestellten Trägerfrequenzen in den Zeit- bereich transformiert und stellen dort unmittelbar N Ab- tastwerte eines zu sendenden DMT-Signals dar. Um die schnelle inverse Fouriertransformation (IFFT = Inverse Fast Fourier Transformation) anwenden zu können, wird für N eine Zweierpo- tenz gewählt. Dadurch wird der Aufwand für die inverse schnelle Fouriertransformation geringer.

Nach der inversen schnellen Fouriertransformation wird ein Cyclic-Prefix durchgeführt, wobei die letzten M (M < N) der Abtastwerte noch einmal an den Anfang eines Blockes gehängt werden. Dadurch wird einem Empfänger ein periodisches Signal vorgetäuscht, wenn der durch einen Obertragungskanal erzeugte Einschwingvorgang nach M Abtastwerten entsprechend einer Zeit T-MIN abgeklungen ist. Der Entzerrungsaufwand im Empfänger läßt sich durch das Cyclic-Prefix stark reduzieren, da nach der Demodulation im Empfänger nur mit der inversen Ubertra- gungsfunktion des Ubertragungskanals multipliziert werden muß, um die linearen Verzerrungen des Ubertragungskanals zu beseitigen. Dies benötigt für jede Trägerfrequenz eine kom- plexe bzw. vier reelle Multiplikationen.

Bei ADSL ist der physische Übertragungskanal eine Zweidraht- leitung (Kupferdoppelader) des Telefonnetzes. Die Zweidraht- leitung benötigt im Verhältnis zur Länge eines Blocks eine

große Zeit für den Einschwingvorgang. Andererseits soll die durch den Cyclic-Prefix benötigte zusätzliche Übertragungska- pazität möglichst gering sein.

Bei einer Blocklänge von N = 512 ist bei ADSL ein Cyclic- Prefix von M = 32 festgelegt. Jedoch ist nach M = 32 Werten der Einschwingvorgang der Zweidrahtleitung noch nicht abge- klungen. Dadurch treten im Empfänger zusätzliche Fehler auf, die durch einen Frequenzbereichsentzerrer nicht beseitigt werden können.

Solche zusätzlichen Fehler können im Empfänger mit Hilfe be- sonderer Signalverarbeitungsmaßnahmen reduziert. werden.

Dazu wird ein Zeitbereichsentzerrer (TDEQ = Time domain Equa- lizer) einem Demodulator vorgeschaltet. Der Zeitbereichsent- zerrer ist als ein digitales Transversalfilter, dessen Koef- fizienten einstellbar sind, ausgeführt. Die Aufgabe des Zeit- bereichsentzerrers ist eine Verkürzung des Einschwingvorgangs des Ubertragungskanals. Der Entwurf solcher Zeitbereichsent- zerrer ist Al-Dhahir, N., Cioffi, J. M.,"Optimum Finite- Length Equalization for Multicarrier Transceivers", IEEE Trans. on Comm., Vol. 44, No. 1, Jan. 1996 zu entnehmen. Nachtei- lig ist jedoch die hohe Anzahl an Koeffizienten, die das als Zeitbereichsentzerrer eingesetzte digitale Transversalfilter aufweist, und die aufwendige Adaption des digitalen Transver- salfilters. Bei einer Filterlänge von 20 bis 40 Koeffizienten sind pro Sekunde ungefähr 50 bis 100 Millionen Multiplikatio- nen durchzuführen. Zusätzlich muß zur Adaption des digitalen Transversalfilters jeder Koeffizient eingestellt werden.

Das der Erfindung zugrundeliegende technische Problem liegt daher darin, einen digitalen Empfänger für ein mit Diskreter Multiton-Modulation erzeugtes Signal anzugeben, der einen

Zeitbereichsentzerrer aufweist, der schneller adaptierbar ist und der weniger Multiplikationen pro Sekunde durchführt.

Dieses Problem wird durch einen digitalen Empfänger für ein mit Diskreter Multiton-Modulation erzeugtes Signal mit den Merkmalen von Patentanspruch 1 gelöst. Vorteilhafte Ausge- staltungen ergeben sich aus den jeweiligen Unteransprüchen.

Die Erfindung betrifft einen digitalen Empfänger für ein mit Diskreter Multiton-Modulation erzeugtes Signal. Der digitale Empfänger weist einen Analog-Digital-Umsetzer, dem das mit Diskreter Multiton-Modulation erzeugte Signal zugeführt wird, und einem dem Analog-Digital-Umsetzer nachgeschalteten Zeit- bereichsentzerrer auf. Der Zeitbereichsentzerrer weist wie- derum ein digitales Filter mit festen Koeffizienten auf. Von Vorteil sind dabei die festen Koeffizienten des digitalen Filters, die keinen Aufwand zur Anpassung erfordern, wie er bei adaptiven digitalen Filtern erforderlich ist.

In einer besonders bevorzugten Ausführungsform weist das di- gitale Filter als feste Koeffizienten ganzzahlige Werte auf.

Besonders vorteilhaft ist dabei, daß Operationen mit ganzzah- ligen Werten weniger aufwendig als Operationen mit Gleitkom- maoperationen sind.

Das digitale Filter weist in einer weiteren besonders bevor- zugten Ausführungsform als feste Koeffizienten durch Schie- beoperationen darstellbare Werte auf. Vorteilhafterweise kön- nen dadurch Multiplikationen durch Schiebeoperationen ersetzt werden, die weniger aufwendig sind.

In einer bevorzugten Ausführungsform weist das digitale Fil- ter eine Nullstelle bei 0 Hz auf, wodurch sich vorteilhaf- terweise die Impulsantwort des Ubertragungssystems verkürzt.

In einer weiteren bevorzugten Ausführungsform weist das digi- tale Filter eine Hochpaß-Ubertragungsfunktion auf.

In einer besonders bevorzugten Ausführungsform weist das di- gitale Filter eine Serienschaltung einer Vielzahl von digita- len Filtern erster Ordnung auf. Vorteilhafterweise sind die Filter erster Ordnung sehr einfach realisierbar.

In einer weiteren besonders bevorzugten Ausführungsform weist jedes digitale Filter erster Ordnung einen Zustandsspeicher, ein Schieberegister, eine digitale Subtrahiererschaltung und eine digitale Addiererschaltung auf. Von Vorteil ist dabei der einfache Aufbau jedes Filters erster Ordnung, wobei keine aufwendigen Multipliziererstufen benötigt werden.

Weitere Vorteile, Merkmale und Anwendungsmöglichkeiten der Erfindung ergeben sich aus der nachfolgenden Beschreibung von Ausführungsbeispielen in Verbindung mit der Zeichnung. In der Zeichnung zeigt Fig. 1 eine Ubertragungsstrecke mit einem digitalen Emp- fänger für ein mit Diskreter Multiton-Modulation erzeugtes Signal ; und Fig. 2 ein Ausführungsbeispiel eines Zeitbereichsentzer- rers nach der Erfindung ; und Fig. 3 ein Diagram, das die Wirkung eines Zeitbereichsent- zerrers nach der Erfindung darstellt.

Bei der in Figur 1 dargestellten Ubertragungsstrecke mit ei- nem digitalen Empfänger 12 erzeugt ein DMT-Sender 11 ein mit Diskreter Multiton-Modulation moduliertes Signal. Das Signal weist dabei N/2 Trägerfrequenzen fiauf, die durch die dis- krete Multiton-Modulation erzeugt wurden. Jede Trägerfrequenz

ist dabei in der Amplitude und Phase mit der Quadraturampli- tuden-Modulation moduliert. Das Signal wird im DMT-Sender 11 mit einem Cyclic-Prefix von M Abtastwerten versehen und durch eine Digital-Analog-Umsetzung in ein analoges Signal für die Übertragung umgesetzt. Der DMT-Sender 11 überträgt das Signal über einen Ubertragungskanal 1 an den digitalen Empfänger 12.

Der Übertragungskanal 1 ist ein linear verzerrender Kanal.

Bei ADSL-Übertragungsstrecken ist der Übertragungskanal eine Zweidrahtleitung. Solche durch den Ubertragungskanal 1 er- zeugten linearen Verzerrungen werden im digitalen Empfänger 12 durch Entzerrer, die im Frequenzbereich arbeiten, wieder beseitigt.

Im digitalen Empfänger 12 wird das Signal einem Analog- Digital-Umsetzer 2 zugeführt, der es in eine Folge von digi- talen Werten Uk umsetzt.

Diese Folge von digitalen Werten Uk wird einem Zeitbereichs- entzerrer 3 zugeführt. Der Zeitbereichsentzerrer 3 dient zur Verkürzung der Einschwingzeit des DMT-Senders 11, des tuber- tragungskanals 1 und des Zeitbereichsentzerrers 3 selbst. Bei einer Einschwingzeit, die die Cyclic-Prefix-Zeitdauer über- steigt, entstehen in den Entscheiderschaltungen 70 bis 7n des digitalen Empfängers 12 Fehler. Der Zeitbereichsentzerrer 3 soll die Einschwingzeit verkürzen, ohne Nullstellen im Fre- quenzbereich, der für die Übertragung genutzt wird, zu erzeu- gen. Dazu weist der Zeitbereichsentzerrer 3 ein digitales Filter mit festen Koeffizienten auf, das die folgende Uber- tragungsfunktion besitzt (z = Uk) :

Dies ist die Ubertragungsfunktion eines mehrstufigen digita- len Filters, das feste Koeffizienten cv aufweist und durch eine Serienschaltung von n zweiten digitalen Filtern erster Ordnung mit einer Übertragungsfunktion erzeugt wird. Die Ubertragungsfunktioh H (z) des Zeitbereichs- entzerrers 3 weist einen Nullstelle bei 0 Hz auf und ist da- mit die Übertragungsfunktion eines Hochpaßfilters. Dadurch wird der Einschwingvorgang des Ubertragungskanals am wir- kungsvollsten verkürzt.

Die vom Zeitbereichsentzerrer 3 erzeugten digitalen Werte werden einem Seriell-/Parallel-Wandler 4 zugeführt, der das Cyclic-Prefix entfernt und Blöcke erzeugt, die einem schnel- len diskreten Fouriertransformator 5 zugeführt werden.

Der schnelle diskrete Fouriertransformator 5 setzt die durch die Blöcke dargestellten Signale vom Zeit-in den Frequenzbe- reich um. Jeder umgesetzte Block am Ausgang des schnellen diskreten Fouriertransformators 5 weist N/2 komplexe Zahlen auf. Durch jede komplexe Zahl wird eine Trägerfrequenz fi = i/T mit i = 1, 2,..., N/2 der diskreten Multiton-Modulation dargestellt, wobei alle Trägerfrequenzen fi äquidistant ver- teilt sind. T ist die Zeitdauer eines Blocks.

Dem schnellen diskreten Fouriertransformator 5 sind je Trä- gerfrequenz fl,..., fN/2 ein Frequenzbereichsentzerrer 60, ..., 6m nachgeschaltet, der eine Entzerrung im Frequenzbe- reich durchführt. Dazu wird jede komplexe Zahl des umgesetz- ten Blocks, die eine Trägerfrequenz darstellt, mit der inver- sen Ubertragungsfunktion des Ubertragungskanals 1 multipli-

ziert. Dies erfordert eine komplexe Multiplikation bzw. vier reelle Multiplikationen.

Jedem Frequenzbereichsentzerrer 60,..., 6m ist jeweils eine Entscheidungsschaltung 70,..., 7m nachgeschaltet, die aus dem Ausgangssignal des Frequenzbereichsentzerrers 60,..., 6m einen mehrstufigen Wert erzeugt.

Jeder Entscheidungsschaltung 70,..., 7m ist jeweils eine De- kodiererschaltung 80,..., 8m nachgeschaltet, die aus dem mehrstufigen Wert einen digitalen Wert erzeugt.

Die Ausgangssignale der Dekodiererschaltungen 80,..., 8m werden parallel einem Parallel-/Seriell-Wandler 9 zugeführt, der mit einer Datensenke 10 verbunden ist. Der Parallel- /Seriell-Wandler 9 führt der Datensenke 10 eine seriellen Strom von digitalen Daten zu, die den digitalen Daten des DMT-Senders 11 entsprechen.

In Figur 2 ist ein Ausführungsbeispiel eines Zeitbereichsent- zerrers nach der Erfindung dargestellt.

Der Zeitbereichsentzerrer weist eine Serienschaltung von n zweiten digitalen Filtern erster Ordnung mit einer Ubertra- gungsfunktion gemäß Gleichung (2) auf. In Figur 2 sind ledig- lich zwei zweite digitale Filter erster Ordnung 100 und 200 dargestellt. Weitere zweite digitale Filter erster Ordnung sind durch Punkte angedeutet.

Alle zweiten digitale Filter erster Ordnung 100 und 200 sind gleich aufgebaut. Eine diskrete Eingangswertefolge wird einem ersten invertierenden Eingang einer digitalen Subtrahierer- schaltung 101 bzw. 201 und parallel einem ersten nichtinver- tierenden Eingang einer digitalen Addiererschaltung 103 bzw.

203 zugeführt. Ein Ausgang der digitalen Addiererschaltung

103 bzw. 203 ist ein Ausgang des zweiten digitalen Filters erster Ordnung und wird parallel auf einen nichtinvertieren- den Eingang der digitalen Subtrahiererschaltung und über ein Schieberegister auf einen zweiten invertierenden Eingang der digitalen Subtrahiererschaltung 101 bzw. 201 rückgekoppelt.

Das Schieberegister 104 bzw. 204 multipliziert einen diskre- ten Ausgangswert mit durch bitweises Rechtsschieben. Dadurch wird der diskrete Ausgangswert mit einer ganzzahligen Zahl 2-L multipliziert. Ein Ausgang der digitalen Subtrahierer- schaltung 101 bzw. 201 wird über einen Zustandsspeicher 102 bzw. 202 auf einen zweiten nichtinvertierenden Eingang der digitalen Addiererschaltung 103 bzw. 203 geführt. Der Zu- standspeicher 102 bzw. 202 bewirkt eine Verzögerung um eine Taktperiode des Taktes, mit der die diskrete Eingangsfolge getaktet ist.

Wird für L = 0 gewählt, sind die zweiten digitalen Filter 100 und 200 nichtrekursiv. In diesem Fall werden die Koeffizien- ten cv gemäß Gleichung (2) zu Null.

In einem nicht dargestellten Ausführungsbeispiel unterschei- den sich die zweiten digitalen Filter in der ganzzahligen Zahl 2 mit der ein diskreter Ausgangswert eines zweiten digitalen Filters im Rückkoppelpfad multipliziert wird. In diesem Ausführungsbeispiel sind die Koeffizienten cv gemäß Gleichung (1) für jedes zweite digitale Filter unterschied- lich und das digitale Filter, das sich aus der Serienschal- tung der zweiten digitalen Filter ergibt, weist eine Ubertra- gungsfunktion gemäß Gleichung (1) auf.

Figur 3 stellt in zwei Diagrammen die Wirkung von sechs ver- schiedenen Ausführungsbeispielen von Zeitbereichsentzerrern nach der Erfindung dar. Dazu wurde in einem ADSL- Ubertragungssystem mit einer Zweidrahtleitung von 3 km Lange und einem Durchmesser von 0, 4 mm der Kupferdrähte der Signal- /Störabstand am Eingang einer Entscheiderschaltung simuliert.

Es wurden ausschließlich Einflüsse des Zeitbereichsentzerrers betrachtet. Der Signal-/Störabstand ist über den gesamten für eine ADSL-Ubertragung genutzten Frequenzbereich aufgetragen.

Dabei ist für jeden der sechs verschiedenen Zeitbereichsent- zerrer mit Ubertragungsfunktionen H1 (z) bis H6 (z) ein Kurven- verlauf angegeben. Die Obertragungsfunktionen Hl (z) bis H6 (z) lauten : H, (z) =l-z-' H2 ( (1-z-')' H3(z)=(1-z-1)3 (3) Zum Vergleich ist ein Kurvenverlauf ohne Zeitbereichsentzer- rer und ein Kurvenverlauf mit einem optimierten Zeitbereichs- entzerrer mit 32 Koeffizienten (32 Taps) angegeben. Deutlich sichtbar ist in beiden Diagrammen die Verbesserung des Si- gnal-/Störabstand im Bereich der unteren Frequenzen. Bei Zeitbereichsentzerrern mit einem digitalen Filter der zwei- ten, dritten oder einer höheren Ordnung unterscheidet sich der Signal-/Störabstand von dem optimierten Zeitbereichsent- zerrer mit 32 Koeffizienten ab einer Frequenz von ca. 300 kHz nur um wenige Dezibel.