Die Erfindung betrifft eine Treiberschaltung gemäß Oberbegriff des Anspruchs 1. Eine derartige Treiberschaltung ist aus der EP 0 394 941 A2 bekannt.

Eine Ausführungsform der Erfindung betrifft eine Treiberschaltung für einen Zweiphasen-Schrittmotor mit zwei Motorwicklungen, von denen jede von einer Vollbrückschaltung gespeist wird, wobei jede Voll- brückschaltung eine zwischen die beiden Pole einer Stromversorgungs¬ quelle geschaltete Parallelschaltung mit je zwei in Reihe geschalteten steuerbaren Treiberelementen aufweist und die je zugehörige Motorwick¬ lung zwischen den Nerbindungspunkt zwischen den beiden Treiberele¬ menten der einen Reihenschaltung und den Verbindungspunkt der beiden Treiberelemente der anderen Reihenschaltung geschaltet ist, und mit einer Steuerlogikschaltung, die ausgangsseitig mit Steuereingängen der einzelnen steuerbaren Treiberelemente gekoppelt ist und diese zur Ab¬ gabe von Wicklungsstromimpulsen für einen Halbschrittbetrieb des Schrittmotors derart steuert, daß abwechselnd nur die eine Motorwick¬ lung, nur die andere Motorwicklung oder beide Motorwicklungen be- stromt werden, oder die Steuereingänge der einzelnen steuerbaren Trei- berelemente zur Abgabe von bipolaren Wicklungsstromimpulsen für einen Vollschrittbetrieb des Schrittmotors steuert.

Eine derartige Treiberschaltung kann auch für Nollschrittbetrieb gesteu¬ ert werden.

Ein Schrittmotor wird durch abwechselndes Bestromen seiner Wicklun¬ gen gesteuert. In der aus der EP 0 394 941 A2 bekannten Art zeigt Fig. 2 eine typische Steuersequenz für den aufgrund seiner Lauf ruhe bevor¬ zugten Halbschrittbetrieb für einen Zweiphasen-Schrittmotor mit zwei Wicklungen. In Fig. 2 (a) ist die bipolare Stromimpulsfolge IL1 für die eine Wicklung dargestellt. Fig. 2 (b) zeigt die bipolare Stromimpulsfolge IL2 für die andere Wicklung. Die aus dieser Steuersequenz für Halb-

schrittbetrieb resultierende Ankerstellung des Schrittmotors ist in Fig. 2 (c) angedeutet.

Durch das periodische Umschalten der impulsförmigen Wicklungsströme treten elektromagnetische Abstrahlungen sowohl über die mit einem

Motortreiber verbundenen Motorzuleitungen als auch über die Versor- gungsspannungsleitungen auf. Diese Leitungen wirken dabei als Anten¬ nen. Dadurch, daß man die Zuleitungen vom Treiber zum Motor sehr kurz macht, kann man deren Antennenwirkung praktisch eliminieren. Die Versorgungsspannungsleitungen sind jedoch relativ lang und bilden sehr gute Antennen.

Die aus der EP 0 394 941 A2 bekannte Treiberschaltung führt eine Stromregelung auch während des maximalen Stromflusses durch. Dies führt zu einem entsprechenden Spannungsabfall an einem Regeltran¬ sistor. Die Folge ist eine hohe Verlustleistung.

Aus der DE 29 44 335 A I ist es bekannt, die Wicklungen eines Schritt¬ motors mit Stromimpulsen zu beschicken, die nicht digital sondern treppenförmig mit vier Amplitudenwerten geformt sind. Dadurch kann man die Schrittzahl pro 'Umdrehung des Schrittmotors erhöhen. Der resultierende Gesamtstrom enthält Stufen, die zu Störabstrahlung führen.

Die aus der DE 29 44 335 A I bekannte Treiberschaltung arbeitet im Prinzip wie die Treiberschaltung gemäß EP 0 394 941 A2, verwendet jedoch eine getaktete Regelung mit Pulsweitenmodulation. Dies vermin¬ dert zwar die Verluste erhöht jedoch die Störabstrahlung.

Unter den bekannten Schrittmotoren gibt es sogenannte choppende oder getaktete Schrittmotortreiber z.B. gemäß der DE 29 44 335 AI , welche die Wicklungen des Schrittmotors während einer jeden Bestromungs- phase mit einer Reihe von Impulsen beaufschlagen, und nicht choppende Schrittmotortreiber (z.B. gemäß der EP 0 394 941 A2), welche die einzelnen Wicklungen während jeder Bestromungsphase mit einem ein- zigen Stromimpuls beaufschlagen.

Bei choppenden Schrittmotortreibern erfolgt eine Stromregelung durch eine Pulsweitenmodulation der Spannung über der jeweils bestromten Motorwicklung. Mit den heute üblichen Schaltfrequenzen von einigen 10 kHz treten ohne geeignete Abblockmaßnahmen erhebliche elektromagne- tische Abstrahlungen auf. Ein nicht unerheblicher Teil des schaltungs¬ mäßigen und finanziellen Gesamtaufwandes für ein Schrittmotorsystem mit derartiger Stromregelung wird für die Abblockmaßnahmen benötigt. Ein typischer integrierter Schrittmotortreiber mit choppender Stromrege¬ lung ist der PBL 3717 von SGS-Thomson, dargestellt in dem zuge- hörigen Datenblatt.

Bei nicht choppenden Schrittmotortreibern erfolgt eine Stromeinstellung über den Ohmschen Widerstand einer jeden Motorwicklung. Die im Zusammenhang mit dem choppenden Schrittmotortreiber erwähnten Chopperstörungen aufgrund der hohen Schaltfrequenzen entfallen bei nicht choppenden Schrittmotortreibern. Die Stromimpulse, wie sie in den Figuren 2 (a) und 2 (b) gezeigt sind, verursachen aber im Falle steiler

Impulsflanken immer noch störende Abstrahlung. Die Abstrahlung über die Zuleitungen vom Schrittmotortreiber zu den Motorwicklungen kann, wie bereits erwähnt, dadurch sehr stark reduziert werden, daß die Zuleitungen vom Schrittmotortreiber zu den Motorwicklungen sehr kurz gehalten werden, so daß diese Zuleitungen nicht mehr als Antennen wirken. Allerdings enthält der Gesamtstrom Ig, den das System aus Schrittmotor und Schrittmotortreiber über Vesorgungsspannungsleitungen aus der Versorgungsspannungsquelle entnimmt, nach wie vor einen großen Wεchselstromanteil mit der vierfachen Frequenz der Ansteuersequenz. Dies ist in Fig. 3 dargestellt. Zu den Zeitpunkten, zu denen beide Motorwicklungen bestromt sind, ist die Stromaufnahme des Systems doppelt so hoch wie zu den Zeitpunkten, zu denen nur eine Motorwicklung bestromt ist. Dies wirkt so, als ob dem niedrigen Stromaufnahmewert Impulse überlagert sind. Dies führt zu Störabstrahlung über die Versorgungsspannungsleitungen.

In manchen Anwendungen versucht man, die Störabstrahlung über die Motorzuleitungen und die Versorgungsspannungsleitungen durch entsprechend langsame Schaltflanken des Schrittmotortreibers zu verringern. Das Problem der Störabstrahlung wird dadurch gemildert, jedoch nicht grundsätzlich eliminiert.

Ein Beispiel für diese Technik ist der integrierte Schrittmotortreiber MC 33192 von Motorola, dargestellt im zugehörigen Datenblatt.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, einen Schrittmotortreiber verfügbar zu machen, der hochfrequente Anteile auf den Versorgungsspannungsleitungen vermeidet.

Eine Lösung dieser Aufgabe ist in Anspruch 1 angegeben.

Weiterbildungen dieser Lösung sind in Anspruch 2 für einen Halbschrittbetrieb und in Anspruch 4 für einen Vollschrittbetrieb angegeben. Weitere Weiterbildungen sind in den Unteransprüchen angegeben.

Für einen Halbschrittbetrieb besteht die erfindungsgemäße Lösung darin, daß bei der eingangs angegebenen Treiberschaltung in jeder Reihenschaltung eines der beiden Treiberelemente als steuerbarer Schalter und das andere Treiberelement als steuerbares Verstärkerelement betrieben wird, daß eine Stromfühlereinrichtung vorgesehen ist, die den durch die jeweils bestromte(n) Motorwicklung(en) fließenden Wicklungsgesamtstrom erfaßt, daß eine Speichereinrichtung vorgesehen ist, die den jeweils während der Bestromung nur einer der beiden Motorwicklungen von der Stromfühlereinrichtung erfaßten Wicklungsstromwert speichert, und daß eine Regelschaltung vorgesehen ist, die den während der Bestromung jeweils der beiden Motorwicklungen durch die beiden Vollbrückenschaltungen fließenden Gesamtbrückenstrom über die steuerbaren Verstärkerelemente auf den Wert des bei der jeweils vorausgehenden Bestromung nur einer der beiden Motorwicklungen gespeicherten Wicklungsstromwertes regelt.

Für den Fall des Vollschrittbetriebs besteht die erfindungsgemäße Lösung bei der eingangs angegebenen Treiberschaltung darin, daß in jeder Reihenschaltung eines der beiden Treiberelemente als steuerbarer

Schalter und das andere Treiberelement als steuerbares V e r s t ä r k e r e l e m e n t b e t r i e b e n w i r d , d a ß e i n e Flankensteilheitsverminderungsschaltung zur Abschrägung der Impulsflanken der den Motorwicklungen zugeführten Stromimpulse auf eine vorbestimmte Flankenschräge vorgesehen ist, daß die

Steuerlogikschaltung die Steuereingänge der einzelnen Treiberelemente derart steuert, daß die Polaritätswechsel der Stromimpulse der einen Motorwicklung gegenüber den Polaritätswechseln der Stromimpulse der anderen Motorwicklung um 90° phasenverschoben sind, daß eine Stromfühlereinrichtung vorgesehen ist, die den durch die jeweils bestromte(n) Motorwicklung(en) fließenden Wicklungsgesamtstrom erfaßt, daß eine Speichereinrichtung vorgesehen ist, die den jeweils während der maximalen Bestromung beider Motorwicklungen von der Stromfühlereinrichtung erfaßten Wicklungsgesamtstromwert speichert, und daß eine Regelschaltung vorgesehen ist, die jeweils während einer

Flanken schräge eines der beiden Wicklungsstromimpulse den durch

beide Vollbrückenschaltungen fließenden Gesamtbrückenstrom über die steuerbaren Verstärkerelemente auf den Wert des bei der jeweils vorausgehenden maximalen Bestromung beider Motorwicklungen gespeicherten Wicklungsstromwert regelt.

Bei der zuvor erwähnten Phasenverschiebung von 90° sind ein symmetrisch gewickelter Motor und runder Lauf des Motors vorausgesetzt. Bei unrundem Lauf und/oder unsymmetrisch gewickeltem Motor können von 90° abweichende Phasenverschiebungen möglich sein.

Der Erfolg der erfindungsgemäßen Lösungen besteht darin, daß nun sowohl bei Halbschrittbetrieb als auch bei Voll schrittbetrieb über die Versorgungsspannungsleitungen eine konstante Stromaufnahme erfolgt, so daß keine zu Störstrahlungen führenden Wechselspannungsanteile mehr auf den Versorgungsspannungsleitungen vorhanden sind. Obwohl die Versorgungsspannungsleitungen nach wie vor als Antennen wirken können, findet über sie keine Störabstrahlung mehr statt.

Die Flankensteilheitsverminderung im Fall des Vollschrittbetriebs kann bereits in der Steuerlogikschaltung erzeugt und dem Schrittmotortreiber aufgezwungen werden. Alternativ dazu kann aber auch die Flankensteilheitsverminderung erst in dem Schrittmotortreiber durch '&ge^führt werden.

Man kann aber auch bei Halb schrittbetrieb eine Flankensteilheitsverminderung vornehmen, um eine Störabstrahlung über Motorzuleitungen, die aus irgendeinem Grund nicht so kurz gemacht werden können, daß sie nicht mehr als Antennen wirken, zu vermeiden.

Man kann sowohl für Vollschrittbetrieb als auch für Halb schrittbetrieb ein und dieselbe Treiberschaltung verwenden. Für diese beiden Betriebsarten muß die Steuerlogikschaltung unterschiedliche Ansteuersignale bereitstellen. Ob Vollschrittbetrieb oder Halbschrittbεtrieb vorliegt, kann in der Steuerlogikschaltung direkt aus den Ansteuersignalen erkannt werden. Vollschrittbetrieb zeichnet sich

durch den direkten Übergang der Vollbrücken von leitend in einer ersten Richtung zu leitend in einer dazu entgegengesetzten zweiten Richtung bzw. von leitend in der zweiten Richtung zu leitend in der ersten Rich¬ tung aus. Im Halbschrittbetrieb erfolgt der Übergang für die jeweils umgesteuerte Vollbrücke von nicht leitend zu leitend.

In jedem Brückenzweig, also jeder Treiberelement-Reihenschaltung einer Brückenschaltung eines der beiden Treiberelemente als steuerbaren Schalter und das andere Treiberelement als steuerbares Verstärkerele- ment zu betreiben, ist an sich bereits bekannt aus den bereits genannten beiden Druckschriften EP 0 394 941 A2 und DE 29 44 355 AI .

Bei der EP 0 394 941 A2 dient diese Maßnahme dazu, Wicklungsun¬ gleichmäßigkeiten zu kompensieren, die ohne eine solche Kompensation zu Schrittfehlern des Schrittmotors fuhren. Zu deren Überwindung ist eines der beiden Treiberelemente durch den Transistor eines Stromspie¬ gels gebildet, über den diesem Treiberelement der konstante Strom einer Konstantstromquelle dann aufgeprägt wird, wenn dieses Treiberelement zusammen mit einem Schalttransistor des anderen Brückenzweiges der Vollbrücke leitend geschaltet wird.

Bei der DE 29 44 335 AI wird, wie bereits erwähnt, eine Unterteilung der Schrittweite und damit eine Erhöhung der Schrittzahl pro Umdre¬ hung durch treppenförmig abgestufte Impulse bewirkt. Zu diesem Zweck wird ein Treiberelement eines jeden Brückenzweiges durch einen steuer¬ baren Transistor gebildet, der mit Hilfe eines Flipflop ein- und ausge¬ schaltet wird und dem im eingeschalteten Zustand über den Ausgang eines Komparators, dessen einem Eingang das Ausgangssignal eines den Wicklungsstrom messenden Stromfühlerwiderstandes und dessen ande- rem Eingang eine von einem Festwertspeicher bestimmte Referenzspan¬ nung veränderbaren Spannungswertes zugeführt wird, eine Steuerspan¬ nung zugeführt wird, die zu einem Wicklungsstrom mit einem momenta¬ nen Stufenwert führt, der dem momentan vom Festspeicher abgegebenen Speicherwert entspricht.

Aus der EP 0 083 841 AI ist eine Schrittmotorsteuerung bekannt, mit¬ tels welcher ein Schrittmotor entweder im Schrittbetrieb oder im Linear¬ betrieb betrieben werden kann. Jeder von zwei Motorwicklungen ist eine Vollbrückenschaltung mit zwei Brückenzweigen zugeordnet, die je zwei Schalttransistoren in Reihenschaltung aufweisen. Jeder Wicklung ist ein

Stromfühlerwiderstand zugeordnet, dessen Spannungsweit mittels eines Spannungsteilers in Abhängigkeit von dem Auslesewert eines Festwert¬ speichers jeweils auf eine von mehreren möglichen Teilspannungen herabgeteilt werden kann. Diese wird in einem Komparator mit einer Referenzspannung verglichen, die von einem Dreieckgenerator stammt.

Mittels Phasentreiberschaltungen, denen einerseits ein Ausgangswert des Festwertspeichers und andererseits das Ausgangssignal des Komparators zugeführt werden, können die Schalttransistoren der Vollbrückenschal¬ tung in das Leiten von Wicklungsströmen unterschiedlicher Stromstufen- höhen gesteuert werden. Beim Linearbetrieb des Schrittmotors soll diese abgestufte Ansteuerung der Schalttransistoren zu einem konstanten Gesamtstrom durch die beiden Motorwicklungen führen. Da hierbei keine Regelung beteiligt ist, ist jedoch nicht sichergestellt, daß ein kon¬ stanter Gesamtstrom unter allen Betriebsbedingungen auch tatsächlich erreicht wird.

Aus der DE 36 10 253 C2 ist es bereits an sich bekannt, im Zusammen¬ hang mit einer Steuerschaltung für einen kommutatorlosen Gleichstrom¬ motor eine Flankensteilheitsverminderungsschaltung vorzusehen, mittels welcher die Steilheit der Treibersteuerimpulse vermindert wird.

Die Erfindung wird nun anhand einer bevorzugten Ausführungsform näher erläutert. In den Zeichnungen zeigen:

Fig. 1 ein Schaltbild einer erfindungsgemäßen Ausführungsform einer Treiberschaltung für einen Zweiphasen-Schrittmotor;

Fi →ag. 2 einen Halbschrittbetrieb herkömmlicher Art, wobei die

Figuren 2 (a) und 2 (b) Steuersequenzen für die beiden Wicklungen eines Zwei-Phasen-Schrittmotors zeigen und

Fig. 2 (c) schematisch die aufeinanderfolgenden Ankerstellungen des Schrittmotors im Halbschrittbetrieb darstellt:

FiDg. 3 die Stromaufnahme herkömmlicher Treiberschaltungen für

Halbschrittbetrieb;

Fig. 4 einen Halbschrittbetrieb bei Verwendung einer erfindungsgemäßen Treiberschaltung, wobei Fig. 4 (a) Meßwerte des Wicklungsgesamtstroms, Fig. 4 (b) die

Gesamtstromaufnahme der Treiberschaltung während Regelphasen, Figuren 4 (c) und (d) die resultierenden Wicklungsströme durch die beiden Motorwicklungen des Zweiphasen-Schrittmotors und Fig. 4 (e) die Gesamtstromaufnahme der Treiberschaltung darstellen; und

Fig. 5 Stromverläufe bei Verwendung der erfindungsgemäßen

Treiberschaltung für Vollschrittbetrieb, wobei Figuren 5 (a) und (b) den Verlauf der Ströme durch die beiden Wicklungen des Zweiphasen-Schrittmotors, Fig. 5 (c) die

Gesamtstromaufnahme der Treiberschaltung ohne Regelung, Fig. 5 (d) die durch die Stromregelung erzeugte zusätzliche Stromaufnahme und Fig. 5 (e) die Gesamtstromaufnahme der erfindungsgemäßen Treiberschaltung bei Vollschrittbetrieb darstellen.

Fig. 1 zeigt eine erfindungsgemäße Treiberschaltung mit zwei Vollbrücken I und II, die den Strom durch je eine von zwei Motorwicklungen Ll bzw. L2 eines Zweiphasen-Schrittmotors steuern. Jede Vollbrücke weist in bekannter Weise vier Transistoren, bei der dargestellten Ausführungsform in Form von N-Kanal-MOS-Transistoren Ml bis M8 auf. Jede der beiden Vollbrücken I und II ist durch die Parallelschaltung zweier Reihenschaltungen mit je einem zur Spannungsversorgungsleitung Vs weisenden Transistor Ml , M2. M5 bzw. M6 und mit einem nach Masse weisenden Transistor M3, M4, M7 bzw. M8 aufgebaut. Für die weitere Beschreibung dieser Ausführungsform werden die zur Spannungsversorgungsleitung Vs weisenden Transistoren "obere Transistoren" und die zu Masse weisenden Transistoren "untere Transistoren" genannt. Die oberen und unteren Transistoren einer jeden Reihenschaltung sind je in einem

Verbinduήgspunkt V I , V2, V3 bzw. V4 miteinander verbunden. Die Motorwicklung Ll ist zwischen die beiden Verbindungspunkte VI und V2 der Vollbrücke I geschaltet. Die Motorwicklung L2 ist zwischen die Verbindungspunkte V3 und V4 der Vollbrücke II geschaltet. Alle vier Reihenschaltungen sind einen Endes gemeinsam mit der

Spannungsversorgungsleitung Vs verbunden und anderen Endes über einen Fühlerwiderstand R mit Masse.

Die Gates der oberen Transistoren Ml , M2, M5 und M6 sind an die Ausgänge von Invertern INV 1. INV2. INV3 bzw. INV4 angeschlossen.

Die Gates der unteren Transistoren M3, M4, M7 und M8 sind an die

Ausgänge von als Differenzverstärker wirkenden Operationsverstärkern

OP1 , OP2, OP3 bzw. OP4 angeschlossen. Invertierende Eingänge der

Operationsverstärker OP1 bis OP4 sind in einem Verbindungspunkt V5 zusammengeschlossen. Der nicht invertierende Eingang eines jeden der

Operationsverstärker OP1 , OP2, OP3 und OP4 ist in einem je zugehörigen Verbindungspunkt V6, V7, V8 bzw. V9 mit dem Eingang des je zugehörigen der ϊnverter INV1 , INV2, INV3 bzw. INV4 verbunden. Zugehörig heißt in diesem Fall, daß ein Operationsverstärker und ein Inverter derselben Reihenschaltung aus einem oberen Transistor und einem unteren Tranistor zugeordnet sind.

Eine Steuerlogikschaltung SL weist vier Ausgänge auf, an denen die Treiberschaltung in den gewünschten Halbschrittbetrieb oder Vollschrittbetrieb steuernde Logiksignale A, B, C und D verfügbar sind. Logiksignal A ist auf den Verbindungspunkt V6 geführt und steuert die

Reihenschaltung Ml , M3 der Vollbrückenschaltung I. Das Logiksignal B ist auf den Verbindungspunkt V7 geführt und steuert die Reihenschaltung M2, M4 der Vollbrückenschaltung I. Die Logiksignale C und D sind auf die Verbindungspunkte V9 bzw. V8 geführt und steuern die Reihenschaltung M6, M8 bzw. die Reihenschaltung M5, M7 der Vollbrückenschaltung II.

Zwischen die Verbindungspunkte VI , V2, V3 und V4 und den je zugehörigen Inverter INV1 , INV2, INV3 bzw. INV4 ist je ein Kondensator C l , C2, C3 bzw. C4 zum Zweck der

Flankensteilheitsverminderung geschaltet.

Dem Fühlerwiderstand R ist eine Reihenschaltung aus einem Schalttransistor M9 und einem weiteren Kondensator C5 parallel geschaltet. C5 dient als Speicherkondensator und M9 bildet einen

Speicherschalter. Ein Verbindungspunkt V10, in dem der Fühlenwiderstand R mit allen unteren Transistoren M3, M4, M7, M8 verbunden ist, ist mit einem nicht invertierenden Eingang eines als Differenzverstärker arbeitenden weiteren Operationsverstärkers OP5 verbunden. ■ Dessen invertierender Eingang ist mit einem

Verbindungspunkt V I 1 zwischen dem Schalttransistor M9 und dem Speicherkondensator C5 verbunden . Der Ausgang des Operationsverstärkers OP5 ist über eine Reihenschaltung aus zwei weiteren Schalttransistoren MIO und Ml l mit Masse verbunden. Ein Verbindungspunkt V12 zwischen den beiden Schalttransistoren MIO und

Ml l ist mit dem Verbindungspunkt V5 verbunden. Die . Steuerlogikschaltung SL weist zwei weitere Steuerausgänge E und F auf. Steuerausgang E ist mit dem Gate des Schalttransistors M9 verbunden. Steuerausgang F ist mit dem Gate des Schalttransistors Ml l direkt und mit dem Gate des Schalttransistors MIO über einen weiteren Inverter

INV5 verbunden.

Alle oberen Transistoren Ml , M2, M5 und M6 werden als Schalter betrieben, die von der Steuerlogikschaltung SL über die Inverter INV1 , INN2, IΝV3 bzw. INV4 geschaltet werden. Alle unteren Transistoren M3, M4, M7 und M8 werden als gesteuerte Bauelemente betrieben, wobei die Steuerung über die Operationsverstärker OP1, OP2, OP3 bzw. OP4 unter Beeinflussung durch die Steuerlogikschaltung SL und, je nach Schaltzustand der Schalttransistoren MIO und Ml l , durch das Ausgangssignal des Operationsverstärkers OP5 erfolgt.

Die Schalttransistoren M9 und Ml l sind normalerweise leitend und der Schalttransistor MIO ist normalerweise gesperrt. Sind die Schalttransistoren M9 und Ml l leitend, wird der Speicherkondensator C5 auf den Spannungsabfall über dem Fühlerwiderstand R aufgeladen und liegen die invertierenden Eingänge der Operationsverstärker OP1 bis

OP4 über den leitend geschalteten Schalttransistor Ml l praktisch an Masse. Das Ausgangssignal des Operationsverstärkers OP5 ist dabei über MIO gesperrt.

Durch Sperren von M9 kann man den Spannungswert, auf welchen C5 aufgeladen ist, speichern.

Sind MIO leitend und Ml l sperrend geschaltet, liegt das Ausgangssignal von OP5 an den invertierenden Eingängen von OP1 bis OP4. Ist M9 gleichzeitig gesperrt, vergleicht OP5 den über dem Fühlerwiderstand R vorhandenen Spannungsabfall als Istwert mit dem im Speicherkondensator C5 gespeicherten Spannungswert als Sollwert. Die Potentiale an den invertierenden Eingängen von OP1 bis OP4 hängen vom Ausgangssignal von OP5 und damit von diesem Vergleich zwischen Sollwert und Istwert ab. Während MIO leitet, wird der Betriebszustand der unteren Transistoren M3, M4, M7 und M8 somit nicht nur von den Logiksignalen A bis D bestimmt, sondern auch von dem Ergebnis des mit OP5 durchgeführten Sollwert-Istwert- Vergleich.

Die Operationsverstärker OP1 bis OP4 haben vorzugsweise eine geringe

Verstärkung, z.B. von etwa 3, um schädliche Offset-Fehler zu

vermeiden. Außerdem ist es von Vorteil, die Operationsvertärker OPl bis OP4 und die Transistoren Ml bis M8 in den Vollbrücken I und II paarweise mit möglichst identischem Verhalten zu selektieren.

Die Funktion der in Fig. 1 gezeigten Treiberschaltung wird nun näher erläutert, und zwar zunächst für Halbschrittbetrieb unter Zuhilfenahme der Fig. 4 und danach für Vollschrittbetrieb unter Zuhilfenahme der Fig. 5.

Vollbrücken-Treiberschaltungen herkömmlicher Art, die nicht mit der

Regelschaltung OPl bis OP5, R, C5 versehen sind, arbeiten bekanntlich derart, daß während der Zeit, während welcher eine Wicklung Ll und/oder L2 bestromt werden soll, in der zugehörigen Vollbrücke ein Diagonalstrom dadurch erzeugt wird, daß ein oberer Transistor auf der einen Seite und ein unterer Transistor auf der anderen Seite der betroffenen Motorwicklung gleichzeitig leitend und die anderen beiden Transistoren sperrend geschaltet werden. Soll beispielsweise die Motorwicklung Ll bestromt werden, werden je nach gewünschter Stromrichtung entweder die Transistoren Ml und M4 oder die Transistoren M2 und M3 gleichzeitig leitend geschaltet. Zu diesem

Zweck werden herkömmlicherweise sämtliche vier Transistoren einer Vollbrücke als reine Schalter betrieben, die sich entweder im Sperrzustand oder im voll leitenden Zustand befinden.

Abweichend von herkömmlichen Treiberschaltungen werden bei der erfindungsgemäßen Treiberschaltung die unteren Transistoren M3, M4, M7 und M8 als analog steuerbare Elemente, hier Verstärkerelemente genannt, betrieben, die über die Operationsverstärker OPl bis OP4 je nach dem Schaltzustand von MIO und Ml l entweder in einen

Verstärkerbetrieb oder in einen Schalterbetrieb gesteuert werden.

Bei Betrieb der Treiberschaltung nach Fig. 1 im Halbschrittbetrieb werden die Motorwicklungεn Ll und L2 mit bipolaren Stromimpulsen IL1 und IL2 betrieben, deren Phasenlagen mit den in den Figuren 2 (a) und (b) betriebenen Steuersequenzen übereinstimmen, die jedoch

während der jeweiligen Bestromung keine konstante Höhe aufweisen sondern die in Figuren 4 (c) und (d) gezeigten abgestuften Formen. Während nur eine der beiden Stromwicklungen Ll und L2 bestromt ist, liefert die zuständige Vollbrücke den maximalen Strom. Während beide Wicklungen Ll und L2 bestromt sind, werden sie je von einem Strom durchflössen, dessen Wert halb so groß sein soll wie der zuvor nur durch eine Motorwicklung geflossene Strom. Wie der in Fig. 4 (e) dargestellte Verlauf des Gesamtstroms Ig zeigt, ist in diesem Fall die Gesamtstromaufnahme der Treiberschaltung konstant.

Um dies zu erreichen, wird während derjenigen Zeit, während welcher nur eine der beiden Motorwicklungen Ll und L2 von Strom durchflössen ist, dieser Strom mit Hilfe des Fühlerwiderstandes R gemessen. In dem Moment, in welchem zusätzlich die andere Motorwicklung bestromt wird, wird das vorausgehende Meßergebnis gespeichert. Mit Hilfe des gespeicherten Wertes als Sollwert wird anschließend der Gesamtstrom durch die Treiberschaltung auf den zuvor gespeicherten Wert geregelt. Als Ergebnis ist der Gesamtstrom durch die Schaltung während der Bestromung zweier Motorwicklungen genauso groß wie der Gesamtstrom durch die Treiberschaltung während der

Bestromung nur einer Motorwicklung, so daß die Gesamtstromaufnahme der Treiberschaltung gemäß Fig. 4 (e) konstant bleibt.

Diese Stromregelung bleibt aktiv, solange beide Motorwicklungen Ll und L2 bestromt werden.

Dieser zeitliche Betriebsablauf wird durch die Treiberschaltung nach Fig. 1 folgendermaßen erreicht:

Während der Bestromung nur einer der beiden Motorwicklungen Ll und

L2 sind die Schalttransistoren M9 und Ml l leitend geschaltet, während Schalttransistor MIO sperrt. Der Speicherkondensator C5 wird auf eine Spannung aufgeladen, die dem Spannungsabfall über dem Fühlerwiderstand und damit dem Gesamtstrom durch die Treiberschaltung entspricht. Infolge des Sperrens von MIO ist die

Stromregelung mit Hilfe der Operationsverstärker OPl bis OP5

- 1 5 - unterbrochen. Da Ml l leitet, liegen die invertierenden Eingänge von OPl bis OP4 praktisch auf Masse. Derjenige der unteren Transistoren M3, M4, M7 und M8, der den Strom durch die leitende Motorwicklung Ll oder L2 ermöglicht, befindet sich daher in seinem voll leitenden Zustand. In dem Zeitpunkt, zu welchem die Steuerlogikschaltung SL solche Logiksignale A bis D auf die Treiberschaltung gibt, daß zusätzlich zu der bereits bestromten Motorwicklung auch noch die andere Motorwicklung bestromt wird, gibt die Steuerlogikschaltung SL über ihre Ausgänge E und F deraπige Steuersignale ab, daß M9 und Ml l sperrend und MIO leitend geschaltet werden. Dies führt einerseits zur Speicherung desjenigen Spannungswertes, auf den der Speicherkondensator C5 zu diesem Zeitpunkt aufgeladen ist. Dies führt andererseits dazu, daß die invertierenden Eingänge von OPl bis OP4 nicht mehr praktisch an Masse sondern praktsich am Ausgangspotential von OP5 liegen. Dieses Ausgangspotential hängt von der Abweichung des nun über dem Fühlerwiderstand R liegenden Spannungsabfalls (Istwert) von dem in C5 gespeicherten Spannungswert (Sollwert) ab. Ist der Istwert höher als der Sollwert, entsteht am Ausgang von OP5 ein entsprechend hohes Potential, so daß die Differenzspannung zwischen den beiden Eingängen eines jeden der Operationsverstärker OPl bis OP4 entsprechend niedrig ist, wobei vorausgesetzt ist. daß die HIGH- Potentiale der Logiksignale A bis D identisch sind, so daß die unteren Transistoren M3, M4, M7 und M8 auf schwächeres Leiten gesteuert werden, was wiederum zu einer Verringerung des Gesamtstroms durch die Treiberschaltung führt, bis es zu einem Spannungsabfall über dem

Fühlerwiderstand R kommt, der mit dem in C5 gespeicherten Wen übereinstimmt.

Ist der Istwert niedriger als der Sollwert, entsteht am Ausgang von OP5 ein entsprechend niedrigeres Potential. Dieses hat eine entsprechend höhere Differenzspannung und eine entsprechend höhere Ausgangsspannung der Operationsverstärker OPl bis OP4 zur Folge. Die unteren Transistoren M3, M4, M7 und M8 werden entsprechend stärker leitend gesteuert. Der Gesamtstrom durch die Treiberschaltung und dementsprechend der Spannungsabfall über dem Fühlerwiderstand R steigen daher an, bis der Istwert dem Sollwert entspricht.

Infolge der Aktivierung der Regelkreise OP5, OPl ; OP5, OP2; 0P5, OP3 und OP5, OP4 wird während der Regelphase der Strom durch jede der beiden Vollbrücken I und II auf die Hälfte desjenigen Stroms geregelt, der zuvor durch die allein bestromte Motorwicklung Ll oder

L2 geflossen ist. Der Gesamtstrom durch beide Vollbrücken I und II bleibt dadurch konstant. Die Welligkeit des von der Treiberschaltung über die Spannungsversorgungsschaltungen aufgenommenen Stroms ist daher beseitigt. Die Spannungsversorgungsleitungen strahlen somit keine hochfrequenten elektromagnetischen Störungen mehr ab. Die Phasen der

Strommessung und der Stromregelung sind in den Figuren 4 (a) bzw. (b) gezeigt. In Fig. 4 (a) ist angenommen, daß die Strommessung in Form einer Aufladung des Speicherkondensators C5 auf den Spannungsabfall U _R über den Fühlerwiderstand R nur während einer kurzen Zeitdauer am Ende der Bestromung nur einer der beiden Motorwicklungen erfolgt, durch entsprechend kurzes Leitendschalten von M9. Diese Strommessung kann aber auch über einen längeren Zeitraum erfolgen, beispielsweise während der gesamten Zeitdauer, während welcher nur eine Motorwicklung bestromt ist.

Gemäß Fig. 4 (b) dauern die Regelphasen so lange, wie jeweils beide Motorwicklungen bestromt sind. Dargestellt ist in Fig. 4 (b) das Ausgangspotential AP von OP5. Je nach Abweichung zwischen Istwert und Sollwert während der Regelphase ändert sich die Höhe dieses Ausgangspotentials während des Regelbetriebs.

Im Halbschrittbetrieb bedarf es keiner Flankensteilheitsverminderung oder Flankenabschrägung der Bestromungsimpulse, um Störabstrahlungen zu vermeiden. Störabstrahlungen auf den Spannungsversorgungsleitungen treten wegen der erfindungsgemäßen

Regelung nicht auf. Störabstrahlungen über die Motorzuleitungen können, dadurch vermieden werden, daß diese sehr kurz gemacht werden. Dennoch kann eine Flankensteilheitsverminderung vorteilhaft sein, um Überschwingungen zu vermeiden, die durch steile Impulsflanken bewirkt werden könnten.

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Anhand der Fig. 5 wird nun die Arbeitsweise der Treiberschaltung gemäß Fig. 1 im Vollschrittbetrieb betrachtet.

Beim herkömmlichen Vollschrittbetrieb mit bekannten Treiberschaltungen werden die beiden Motorwicklungen Ll und L2 je mit bipolaren Stromimpulsen beschickt. Dies geschieht gegenphasig für die beiden Motorwicklungen Ll und L2 derart, daß das Ein- und Ausschalten einer der beiden Motorwicklungen immer exakt zu denjenigen Zeitpunkten passiert, zu welchen die andere Motorwicklung aus- bzw. eingeschaltet wird. Könnte man ideale Stromimpulse voraussetzen, ergäbe sich deshalb eine konstante Gesamtstromaufnahme d er Trei b er s c h al t u n g . S törab s trah l un g en üb er d i e Spannungsversorgungsleitungen gäbe es dann nicht.

Da die impulsförmigen Ströme Motorwicklungen, also induktive

Komponenten, durchfließen, kommt es zu den Abschaltzeitpunkten, also den abfallenden Impulsflanken, zu Abschaltspitzen in den Wicklungsströmen. Diese Abschaltspitzen tauchen auf den Versorgungsspannungsleitungen auf und führen zu entsprechender Störabstrahlung.

Die erfindungsgemäße Treiberschaltung erzeugt einerseits Stromimpulse in den Motorwicklungen Ll und L2, die zu den Zeiten der Polaritätswechsel flankensteilheitsvermindert sind. Andererseits sind die Stromimpulsε durch die beiden Motorwicklungen Ll und L2 gegeneinander um 90° phasen verschoben. Beides ist in den Figuren 5 (a) und (b) dargestellt, welche die Ströme IL1 und IL2 durch Ll und L2 zeigen.

Die Phasenbeziehung zwischen den beiden Wicklungsströmen IL1 und

IL2 wird durch die Logiksignale A bis D der Steuerlogikschaltung SL vorgegeben. Die Fiankensteilheitsverminderung kann entweder bereits auf den Logiksignalen A bis D vorhanden sein oder durch die flankensteilheitsvermindernden Kondensatoren Cl bis C4 bewirkt werden. Möglich sind auch beide Maßnahmen in Kombination.

Fig. 5 (c) zeigt die Gesamtstromaufnahme Iga der Treiberschaltung ohne Regelung mit den Operationsverstärkern OPl bis OP5. Wahrend der Phasen, während welcher beide Motorwicklungen Ll und L2 maximal bestromt sind, weist der Gesamtstrom den doppelten Wert des Stroms durch jede der beiden Motorwicklungen Ll und L2 auf. Während jedes flanken steilheitsverminderten Polaritätswechsels kommt es zu einem vorübergehenden V-förmigen Einbruch der Gesamtstromaufnahme. Ein derartiger Gesamtstromverlauf würde zu einer entsprechenden Welligkeit auf den Spannungsversorgungsleitungen und somit zu einer Störabstrahlung über die Spannungsversorgungsleitungen führen.

Bei der erfindungsgemäßen Treiberschaltung wird nun jeweils während des flankensteilheitsverminderten Polaritätswechsels in der einen oder der anderen der beiden Motorwicklungen Ll , L2 die Regelschaltung mit den Operationsverstärkern OP 1 bis OP5 aktiviert. Die Regelung führt dazu, daß während der flankensteilheitsverminderten Polaritätswechsel, also während der Stromeinbrüche, welche in der Gesamtstromaufnahme Iga ohne Regelung auftreten würden, Querströme durch die Reihenschaltungen derjenigen der beiden Vollbrücken I und II auftreten, welche diejenige der beiden Motorwicklungen Ll und L2 versorgt, in welcher gerade der jeweilige flankensteilheitsverminderte Polaritätswechsel auftritt. Die geregelten Querströme, in Fig. 5 (d) gezeigt und mit IQ bezeichnet, haben etwa die Form eines umgekehπen V und haben einen solchen Verlauf und eine solche Höhe, daß sie die Stromeinbrüche in Fig. 5 (c) kompensieren, die dortigen V-förmigen

Stromlücken sozusagen glättend auffüllen. Das Ergebnis ist eine konstante Gesamtstromaufnahme der Treiberschaltung, wie sie in Fig. 5 (e) gezeichnet und mit Is bezeichnet ist.

Die Regelung geschieht bei dem Vollschrittbetrieb dadurch, daß der

Gesamtstrom durch beide Motorwicklungen Ll und L2 während derjenigen Phasen gemessen wird, während welcher beide Motorwicklugnen Ll und L2 voll oder maximal bestromt sind. Zum Beginn eines darauffolgenden flankensteilheitsverminderten Polaritätswechsels in einer der beiden Motorwicklungen Ll, L2 wird der zuvor gemessene Gesamtstromwert gespeichen. Während der gesamten

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Phase des jeweiligen flankensteilheitsverminderten Polaritätswechsels wird dann der Gesamtstrom durch die Treiberschaltung als Istwert mit dem zuvor gespeicherten Meßwert als Sollwert verglichen. Das Ergebnis dieses Vergleichs wird zur Regelung der die Stromeinbrüche kompensierenden Querströme verwendet.

Mit der in Fig. 1 gezeigten Treiberschaltung wird dies folgendermaßen erreicht:

Über den Ausgang E der Steuerlogikschaltung SL wird M9 während mindestens eines Teils der jeweiligen Phasendauer, während welcher beide Motorwicklungen Ll , L2 voll bestromt sind, leitend geschaltet, um den dem Gesamtstrom entsprechenden Spannungsabfall über dem Fühlerwiderstand R im Speicherkondensator C5 abzubilden. Während der gesamten Dauer der Phase der jeweiligen vollen Bestromung beider

Motorwicklungen Ll und L2 sind MIO sperrend und Ml l leitend geschaltet, so daß keine Regelung stattfinden kann. Sobald in einer der Motorwicklungen Ll und L2 ein flankensteilheitsvermindernder Polaritätswechsel beginnt, werden M9 und Ml l sperrend und wird MIO leitend geschaltet. Dadurch wird die Regelung aktiviert, mit dem nun in

C5 gespeicherten vorausgehenden Meßwert als Sollwert und dem nun über dem Fühlerwiderstand R auftretenden, sich in Abhängigkeit von der Polaritätswechselflanke ändernden Spannungsabfall als Istwert.

Während der Regelphase werden Transistoren der Vollbrücken I und II, die bei der jeweiligen momentanen Polarität der durch die Vollbrücken fließenden Wicklungsströme ohne Regelung nicht leiten würden, infolge der Regelung in einen derartigen leitenden Zustand gesteuert, daß solche Querströme über die zugehörigen Reihenschaltungen der Vollbrücken I und II fließen, daß es zu einer konstanten Gesamtstromaufnahme der

Treiberschaltung gemäß Fig. 5 (e) kommt. Das heißt, die in einen Polaritätswechsel gesteuerte Vollbrücke zieht während der Zeit, in der die umgesteuerte Wicklung nicht den vollen Strom erhält, so viel Querstrom, daß die Gesamtstromaufnahme der Treiberschaltung konstant bleibt.

Daher gilt wieder, daß die Welligkeit des Gesamtstroms der Treiberschaltung verschwindet und die Spannungsversorgungsleitungen somit keine hochfrequenten elektromagnetischen Störungen mehr abstrahlen können.

Die erfindungsgemäße Methode zur Ausregelung der Welligkeit der Gesamtstromaufnahme eignet sich auch für Elektromotoren mit größerer Wicklungsanzahl, wie zum Beispiel elektronisch kommutierte Drehstrommotoren. Dabei wird die Messung des zu speichernden Stromwertes immer während solcher Phasen vorgenommen, in denen sich ein Gesamtstromwert identisch oder im wesentlichen identisch wiederholt. Die Regelung wird jeweils während solcher Phasen durchgeführt, während welcher der Gesamtstrom von demjenigen Gesamtstrom abweicht, welcher während der MeßDhasen auftritt.