Ansteuerschaltung, Spannungsregler und Verfahren zum Betreiben eines Spannungsreglers

Die vorliegende Erfindung betrifft eine Ansteuerschaltung, einen

Spannungsregler sowie ein Verfahren zum Betreiben eines Spannungsreglers.

Stand der Technik

In nahezu allen elektronischen Systemen werden Spannungsregler eingesetzt, um aus einer sich verändernden Eingangsspannung eine konstante

Systemversorgungsspannung zu erzeugen. Aufgrund ihrer hohen Effizienz kommen meist getaktete Spannungswandler zum Einsatz. Ist dabei die

Eingangsspannung stets höher als die zu erzeugende

Systemversorgungsspannung, fällt die Wahl häufig auf die Buck-Converter- Topologie, auch Abwärtswandler genannt.

Für die Regelung der Ausgangsspannung gibt es zahleiche Verfahren. Zunächst wird zwischen den Verfahren mit konstanter Frequenz (Modulation der Pulsweite

- PWM) und denen mit variabler Frequenz (Modulation der Frequenz bei konstanter ON- oder OFF-Time - PFM) unterschieden. In Systemen mit hohen Anforderungen an die elektromagnetische Abstrahlung (EME) wird bevorzugt die PWM-Regelung eingesetzt.

Bei den Systemen mit PWM-Regelung sind zwei Verfahren zur Erzeugung des PWM-Signals bekannt, dies sind die Voltage Mode Control (VMC) und die Current Mode Control (CMC). Beide Verfahren haben individuelle Vor- und Nachteile und kommen deshalb nahezu zu gleichen Teilen zum Einsatz. Vorteil des Voltage Mode Control ist unter anderem, dass die Regelung nur aus einer Regelschleife besteht.

Nachteilig ist zum Beispiel die Abhängigkeit der Schleifenverstärkung von der Eingangsspannung Vin. Bei Buck-Convertern mit einem großen Vin-Bereich müssen deshalb Maßnahmen getroffen werden, um diese Abhängigkeit zu kompensieren und im gesamten Vin-Bereich eine stabile Regelung zu gewährleisten.

Offenbarung der Erfindung Erfindungsgemäß wird eine Ansteuerschaltung zur Erzeugung einer

Sägezahnspannung für einen Spannungsregler zur Verfügung gestellt, welche mindestens einen Widerstand und mindestens einen Kondensator zur Erzeugung der Sägezahnspannung basierend auf einer Eingangsspannung aufweist, wobei der Wderstand oder der Kondensator mehrere einzeln schaltbare Elemente aufweist, wobei ein Zähler zumindest ein Element zur Erzeugung von

Sägezahnspannungen unterschiedlicher Amplitude ansteuert und wobei ein Komparator eingerichtet ist, den Zähler anzuhalten, wenn die

Sägezahnspannung eine vorgegebene Spannung erreicht. Die erfindungsgemäße Ansteuerschaltung hat den Vorteil, dass eine einfache, aber robuste Methode zur Steuerung eines konstanten Verhältnisses von Eingangsspannung Vin zu der Sägezahnspannung Vpp insbesondere für Buck- Converter mit Voltage Mode Control vorgestellt wird. Die Erfindung basiert auf dem Abgleich einer von der Ansteuerschaltung beziehungsweise einem

Sägezahngenerator erzeugten Spannungsrampe auf einen vorgegebenen

Spannungswert innerhalb einer Referenzzeit (Phase 2) vor dem Start des Spannungsreglers. Im anschließenden Betrieb des Spannungsreglers wird als Zielspannung der Ansteuerschaltung ein zu der Eingangsspannung

proportionaler Wert, zum Beispiel über einen Spannungsteiler, verwendet. Damit ist in Phase 2 eine schnellstmögliche Anpassung der Sägezahnspannung bei

Änderungen der Eingangsspannung gegeben. Dies ermöglicht insbesondere, dass eine schnellstmögliche Feedforward-Kompensation der Loop-Gain eines Spannungsreglers bei Veränderungen der Eingangsspannung erfolgt, dass ein Selbstabgleich des Feedforward-Pfades bei Systemstart oder auf Anforderung ermöglicht wird und/oder dass keine Veränderung der Loop-Gain über Varianzen in der Halbleiterprozess-Technologie oder über die Lebensdauer mehr vorliegt. Stattdessen ist die Varianz nur noch abhängig von der Zeitreferenz.

Auch ist es möglich, dass der Zähler die Elemente derart schaltet, dass sich der Wert des Widerstands oder des Kondensators schrittweise verändert. Mit diesem systematischen Vorgehen ist eine sichere und schnelle Einstellung der

Sägezahnspannung möglich.

In einer besonderen Ausführungsform ist vorgesehen, dass der Zähler ein Vier- Bit-Zähler ist. Dies erlaubt eine hohe Genauigkeit mit sechzehn Abstufungen.

Legt man eine Toleranz des Widerstandes von 20% und eine Toleranz des Kondensators von 10%, also eine Gesamttoleranz von 30%, zugrunde, kann mit einem Vier-Bit-Zähler eine Genauigkeit oder Auflösung von knapp 2% erreicht werden. Zwei oder Drei-Bit-Zähler können ebenso wie höherwertige Zähler eingesetzt werden. Es hat sich gezeigt, dass Drei- oder Vier-Bit-Zähler ein guter

Kompromiss zwischen Aufwand und erreichbarer Genauigkeit sind.

Alternativ ist mit Vorteil vorgesehen, dass der Kondensator aus vier Elementen besteht, von denen drei durch einen Drei-Bit-Zähler schaltbar sind. Zu einem nicht schaltbaren Grundelement sind drei schaltbare Elemente vorgesehen, deren Werte, das heißt der Wderstand oder hier die Kapazität, sich

vorzugsweise verdoppeln. Dies ist ein einfacher und wirkungsvoller Aufbau.

Gemäß einer bevorzugten Ausführungsform der Erfindung ist vorgesehen, dass ein analoger Multiplexer als vorgegebene Spannung eine Referenzspannung oder eine Eingangsspannung des Spannungsreglers zur Verfügung stellt. So kann unabhängig von dem Spannungsregler, also auch vor dessen Betrieb, mit der Referenzspannung die Ansteuerschaltung abgeglichen oder kalibriert werden. Zudem vereinfacht sich dieser Vorgang mit einer kontinuierlichen Referenzspannung.

Erfindungsgemäß wird ein Spannungsregler mit einem Schalter zum Einstellen der Höhe einer Ausgangsspannung zur Verfügung gestellt, wobei eine

Ansteuerschaltung wie zuvor beschrieben den Schalter steuert. Es gelten die gleichen Vorteile und Modifikationen wie zuvor beschrieben. Gemäß einer bevorzugten Ausführungsform der Erfindung ist vorgesehen, dass der Spannungsregler ein Abwärtswandler ist. Diese Ausgestaltung, insbesondere in Form eines PWM-Spannungsreglers mit Voltage Mode Control, ist für die Erfindung besonders geeignet.

Das erfindungsgemäße Verfahren zum Betreiben eines Spannungsreglers mit einem gesteuerten Schalter zum Einstellen der Höhe einer Ausgangsspannung umfasst grundsätzlich, dass eine Sägezahnspannung zur Ansteuerung des Schalters erzeugt wird, dass mittels eines Widerstands oder eines Kondensators, der mehrere einzeln schaltbare Elemente aufweist, die Amplitude der

Sägezahnspannung verändert wird und dass die Anzahl der Elemente beibehalten wird, wenn die Amplitude der Sägezahnspannung eine vorgegebene Spannungsamplitude erreicht. Es gelten die gleichen Vorteile und Modifikationen wie zuvor beschrieben.

In einer besonderen Ausführungsform ist vorgesehen, dass in einer ersten Phase vor einem Spannungswandlungsbetriebszustand des Spannungswandlers die vorgegebene Spannungsamplitude von einer Referenzspannung vorgegeben wird und wobei in einer zweiten Phase in dem

Spannungswandlungsbetriebszustand des Spannungswandlers die vorgegebene Spannungsamplitude von einer Eingangsspannung des Spannungswandlers vorgegeben wird.

Die Kapazität des Kondensators kann durch einen Zähler schrittweise reduziert werden. Mit diesem systematischen Vorgehen ist eine sichere und schnelle Einstellung der Sägezahnspannung möglich.

Zeichnungen

Ausführungsbeispiele der Erfindung werden anhand der Zeichnungen und der nachfolgenden Beschreibung näher erläutert. Es zeigen:

Figur 1 ein schematisches Schaltbild eines Spannungsreglers;

Figur 2 ein schematisches Schaltbild einer Ansteuerschaltung für den

Spannungsregler, und Figur 3 ein Diagramm mit Spannungsverläufen einer Ansteuerschaltung. Ausführungsformen der Erfindung

In Figur 1 ist schematisch ein Spannungsregler 1 dargestellt. Der

Spannungsregler 1 ist ein Abwärtswandler oder Buck-Converter, der nach dem Prinzip der Modulation der Pulsweite (PWM) arbeitet. Der Spannungsregler 1 arbeitet gemäß dem Voltage-Mode-Control (VMC). Der Spannungsregler 1 erzeugt aus einer sich zeitlich verändernden Eingangsspannung Vin eine konstante Spannung Vout, welche beispielsweise als

Systemversorgungsspannung für ein Bordnetz eines Kraftfahrzeugs

beziehungsweise einzelner Komponenten wie zum Beispiel einem Steuergerät dient.

Der Spannungsregler 1 weist einen Schalter 2 beispielsweise in Form eines Schalttransistors auf. Hinter dem Schalter 2 ist eine Freilaufdiode 3 gegen Masse geschaltet. Um die Schaltverluste der Freilaufdiode 3 zu verringern, kann diese durch einen gesteuerten MOSFET ersetzt werden. Hinter der Freilaufdiode 3 ist in Längsrichtung eine Spule 4 angeordnet. Die Spule 4 hat eine Induktivität 5 und einen Wicklungswiderstand 6. Hinter der Spule 4 ist ein Stütz- oder

Filterkondensator 7 mit möglichst geringem äquivalenten Serienwiderstand 8 gegen Masse geschaltet. Parallel zu dem Kondensator 7 ist ein Lastwiderstand 9 geschaltet, über dem die Ausgangsspannung Vout abfällt.

Weiterhin ist eine Ansteuerschaltung 10 zur Erzeugung einer

Sägezahnspannung Vpp vorgesehen. Die Sägezahnspannung Vpp wird einem Komparator 11 zugeführt, an dessen zweiten Eingang ein Ausgangssignal oder Fehlersignal Verr eines die Pulsweitenmodulation regelnden

Operationsverstärkers anliegt. Der Ausgang des Komparators 11 steuert gegebenenfalls über ein Verzögerungsglied 12 den Schalter 2 an. Dadurch wird der Tastgrad des Spannungsreglers 1 eingestellt, der definiert ist durch die Einschaltdauer des Schalters geteilt durch die Periodendauer.

Anhand von Figur 2 wird nun die Ansteuerschaltung 10 näher beschrieben. Die Ansteuerschaltung 10 erzeugt aus einer Eingangsspannung Vin beziehungsweise Vref eine Sägezahnspannung Vpp mit konstanter Frequenz und variabler Amplitude, welche dem Wert k*Vin entspricht. Wobei der Wert k über einen Spannungsteiler 13 eingestellt wird.

Die Ansteuerschaltung 10 arbeitet in zwei Phasen, die sich im Wesentlichen dadurch unterscheiden, dass in einer ersten Phase von einem asynchronen Multiplexer 14 eine feste und definierte Referenzspannung Vref eingespeist wird. Die erste Phase liegt zeitlich vor dem eigentlichen

Spannungswandlungsbetriebszustand des Spannungswandlers 1. In einer zweiten Phase, die dem Spannungswandlungsbetriebszustand des

Spannungswandlers 1 entsprechen kann, wird von dem asynchronen Multiplexer 14 die Eingangsspannung des Spannungswandlers 1 beziehungsweise ein durch den Spannungsteiler 13 bestimmtes Verhältnis k*Vin der Eingangsspannung eingespeist.

Ein U/I-Wandler 15 wandelt die vorgegebene Spannung, welche wie beschrieben die Referenz- oder die Eingangsspannung sein kann, in einen Strom um. Der U/I- Wandler 15 umfasst einen Widerstand 16, einen Operationsverstärker 17 sowie einen Transistor 18. Der in dem U/I-Wandler erzeugte Strom wird einem

Stromspiegel 19 zugeführt, der wiederum einen Ausgangsstrom in die Schaltung einspeist.

Dort ist ein Kondensator 20 gegen Masse geschaltet, der aus mehreren einzelnen Kondensatoren besteht. Ein Kondensator 21 ist direkt gegen Masse geschaltet und hat eine erste Kapazität Co. Ein weiterer Transistor 22 mit einer

Kapazität Cn ist über einen Schalttransistor 23 gegen Masse geschaltet. Ein dritter Kondensator 24 mit der Kapazität 2*Cn ist über einen Schalttransistor 25 gegen Masse geschaltet. Ein vierter Kondensator 26 mit der Kapazität 4*Cn ist über einen Schaltkondensator 27 gegen Masse geschaltet.

Die Spannungsrampe du/dt der Sägezahnspannung Vpp wird durch den

Widerstand 16 und den Kondensator 20 bestimmt. Entsprechend kann diese durch eine Anpassung des Widerstands 16 oder des Kondensators 20 geändert oder angepasst werden. Hier wird der Kondensator 20 geändert. Im Folgenden wird nun der in Figur 2 unten dargestellte Steuerbereich der Ansteuerschaltung 10 beschrieben. Mit der Freigabe durch ein Disable-Signal 28, dass an einen Clear Eingang CLR eines Flip-Flops 29 geführt ist, startet die erste Phase oder der Abgleichzyklus. Ein Taktsignal T wird ebenfalls der Schaltung 10 zugeführt. Das Taktsignal T hat ein geringes Tastverhältnis oder anders ausgedrückt, sind die Signalanteile mit High-Pegel sehr gering gegenüber dem Takt. Zudem sollte die High-Phase des Taktsignals T so lang sein, dass die Entladung der Kondensatoren Co+n*Cn auf den Startwert der nächsten Periode stattfinden kann. Die High-Phase muss aber sehr viel kleiner als die Periode bleiben, da in dieser Zeit das Sägezahn-Signal noch nicht startet. Das Verhältnis von Co und Cn ist abhängig vom gewünschten Fangbereich, der vom Auto- Trimming abgedeckt werden soll.

Das Taktsignal wird dem Flop-Flop 29 zugeführt, sodass dieses mit der ersten steigenden Taktflanke gesetzt wird. Damit stellt das Flip-Flop 29 den

Synchronbeginn der ersten Phase mit dem Taktsignal T sicher. Mit dem Setzen des Flip-Flops 29 wird ein weiteres Flip-Flop 30 aktiviert sowie ein ODER-Gatter 31 angesteuert, das daraufhin einen Schalttransistor 32 öffnet, über dem der Kondensator 20 entladen wird. Auch das Taktsignal T wird dem ODER-Gatter 31 zugeführt, sodass einmal pro Takt der Kondensator 20 entladen wird, um so die

Sägezahnspannung Vpp zu erzeugen.

Ein Zähler 33 bestehend aus drei D-Flip-Flops 34, 35 und 36 steuert die drei Schalttransistoren 23, 25 und 27 an. Das Prinzip des Selbstabgleichs beruht darauf, dass die Kapazitäten 21 , 22, 24 und 26 oder anders ausgedrückt die

Gesamtkapazität 20 zur Erzeugung des Sägezahnsignals Vpp schrittweise so lange reduziert wird, bis innerhalb einer Periode des Taktes die Schwelle der Referenzspannung Vref erreicht wird. Die Sägezahnspannung Vpp wird ebenso wie die Referenzspannung Vref einem

Komparator 37 zugeführt, dessen Ausgang an einem Takteingang des Flip-Flops 30 anliegt. Der invertierende Ausgang Q' des Flip-Flops 30 ist mit einem Eingang eines UND-Gatters 38 verbunden. Der zweite Eingang des UND-Gatters 38 ist mit dem Taktsignal T beaufschlagt. Das UND-Gatter 38 ist mit dem Takteingang des ersten D-Flip-Flops 34 des Zählers 33 verbunden und dient somit der

Ansteuerung des Zählers 33. Der Zähler 33 wird um eine Stufe heruntergezählt, wenn eine steigende Flanke des Taktsignals T anliegt und die Amplitude der Sägezahnspannung Vpp nicht die Amplitude der Spannung Vref erreicht hat. Dies wird über den Komparator 37 und das Flip-Flop 30 sichergestellt. Somit zählt der Zähler 33 immer weiter runter, was bewirkt, dass der Kapazitätswert des Kondensators 20 verringert wird, bis die Amplitude der Sägezahnspannung Vpp die Amplitude der Referenzspannung Vref erreicht.

Ist dies der Fall, wird das Flip-Flop 30 taktflankengesteuert und übernimmt den Wert 1 an seinen D-Eingang. Dies führt dazu, dass ein Trimmsignal 39, das den nun getrimmten Zustand der Ansteuerschaltung 10 anzeigt, ausgegeben wird. Ferner wird mit dem Trimmsignal 39 der asynchrone Multiplexer 14

umgeschaltet, sodass an dessen Ausgang nunmehr die Spannung k*Vin anliegt. Des Weiteren wird das UND-Gatter 38 gesperrt, sodass der Stand des Zählers 33 eingefroren ist, wodurch der Kapazitätswert des Kondensators 20 fest eingestellt bleibt.

Damit ist der weitere Zugang des Taktsignals T zum Zähler 33 unterbunden und der Zählerstand wird eingefroren. Das Signal 39 zeigt an, dass der Abgleich erfolgreich durchlaufen wurde und der Spannungsregler 1 nun für den

Spannungswandlungsbetrieb freigegeben werden kann. In der nun

anschließenden Phase 2 wird als Zielspannung für die Sägezahnspannung Vpp der Wert k*Vin vorgegeben.

Die Phase 1 endet, wenn Vpp = Vref/Ro * 1/(Co+n*Cn) * T ist, wobei Ro der Widerstandswert des Widerstands 16, Co der Wert der Kapazität des

Kondensators 21 , Cn der Wert der Kapazität des Kondensators 22 und T die Periodendauer des Taktsignals ist.

Während der Phase 2 gilt die folgende Beziehung:

Vin/Vpp = Ro * (Co+n*Cn)/T * 1/k

Im Folgenden werden anhand von Figur 3 die Signalverläufe einer

Ansteuerschaltung 10 diskutiert. Die in Figur 3 dargestellten Signalverläufe entsprechen einer Schaltung mit einem Vier-Bit-Zähler. In Figur 2 ist eine Realisierung mit einem Drei-Bit-Zähler dargestellt. Mit dem Vier-Bit-Zähler ist ein weiterer Teilkondensator mit einer Kapazität von 8*Cn vorhanden, der durch ein viertes D-Flip-Flop des Zählers angesteuert wird. Die restlichen Bestandteile der Ansteuerschaltung 10 sind identisch. In dem obersten Signalverlauf von Figur 3 ist zum einen das Taktsignal T dargestellt, das durch die kurze Einschaltdauer pro Periode charakterisiert ist. Zudem ist das Disable-Signal 28 dargestellt, welches im dritten Takt gesetzt wird.

Damit startet, wie in der zweiten Reihe von Figur 3 dargestellt ist, die

Sägezahnspannung Vpp, deren Amplitude sich in den nächsten Takten kontinuierlich steigert, bis sie den Amplitudenwert der Referenzspannung Vref erreicht. Dies ist nach neun Zyklen der Fall, wie in dem untersten Diagramm von Figur 3 zu sehen ist. Dort ist der Zählerwert n des Zählers dargestellt. Der Zählerwert n ist zu diesem Zeitpunkt von ursprünglich 15 bis 7 herabgezählt worden.

Bei Erreichen der Amplitude der Referenzspannung Vref durch die Amplitude der Sägezahnspannung Vpp gibt der Komparator ein Ausgangssignal aus, was durch den senkrecht verlaufenden Signalverlauf in der dritten Zeile des Diagramms aus Figur 3 ersichtlich ist. In der dritten Zeile ist ebenfalls der Signalverlauf des

Trimmsignals 39 dargestellt, das mit Ausgabe des Signals des Komparators 37 auf high gesetzt ist. Das Ausgangsignal des Komparators 37 unterteilt den Signalverlauf in eine erste Phase 40, in welcher die Referenzspannung Vref als Zielspannung für die Sägezahnspannung Vpp definiert ist, und eine zweite Phase 41 , in der die Spannung k*Vin als Zielspannung für die Sägezahnspannung Vpp vorgegeben wird.

Dies zeigt sich in der zweiten Zeile von Figur 3, in der die Sägezahnspannung Vpp in der zweiten Phase 41 nunmehr dem etwas niedrigeren Spannungspegel der Spannung k*Vin folgt. Wie zu sehen ist, ändert sich zum Zeitpunkt von 60 με die Amplitude der Spannung k*Vin, und die Sägezahnspannung Vpp folgt nahezu verzögerungsfrei dem neuen Zielwert.