Ansteuerverfahren und Vorrichtung zur Kommutierung eines Phasenstroms im Brückenzweig einer Brückenschaltung

Die Erfindung betrifft ein Ansteuerverfahren für Leistungshalbleiterchips mit jeweils schaltbarem Leistungshalbleiter und Freilaufdiode im Brückenzweig einer Brückenschaltung zur Kommutierung eines Phasenstroms, eine Vorrichtung zur Durch- führung des Ansteuerverfahrens sowie einen Umrichter mit der Vorrichtung .

Aus dem Stand der Technik sind schaltbare Leistungshalbleiter bekannt, insbesondere IGBTs ( Insulated-Gate Bipolar Transis- tor) , welche gemeinsam mit einer Freilaufdiode in einem Leis ^¬ tungshalbleiterchip implementiert sind. Diese Leistungshalb ^¬ leiterchips, auch bekannt als Reverse Conducting IGBTs with Diode Control (RCDC-IGBTs) , wurden beispielsweise von der Firma Infineon Technologies AG unter dem Titel „6,5kV RCDC for Increased Power Density in IGBT-Modules" auf dem „26. In ^¬ ternational Symposium on Power Semiconductor Devices & IC' s" vorgestellt (Dorothea Werber et al . , Konferenzband der ISPSD 2014, Seiten 35-38, Waikoloa, HI, USA, ISBN 978-1-4799-2917- 7) .

Derartige Leistungshalbleiterchips werden immer öfter in Um ^¬ richtern der Antriebstechnik zur geregelten bzw. gesteuerten Energiebereitstellung elektrischer Antriebe eingesetzt. Oftmals aggregieren sich diese Leistungshalbleiterchips wiederum zu leistungselektronischen Halbleitermodulen, welche in Form von Brückenschaltungen, z.B. als Sechspuls-Brückenschaltung (B6-Brücke) für Drehstromanwendungen von elektrischen Antriebsumrichtern, ausgeführt sind, wobei jeder einzelne Leis ^¬ tungshalbleiterchip einer dezidierten Ansteuerung für dessen Schaltvorgänge bedarf.

Für den Einsatz von Leistungshalbleiterchips, welche als RCDC-IGBTs ausgebildet sind, besteht oft ebenfalls die Not- wendigkeit im Betriebsfall Schaltverluste soweit wie möglich zu reduzieren. Dazu ist es notwendig, sich auch das Verhalten der integrierten Freilaufdiode während der Schaltvorgänge nä ^¬ her zu betrachten.

So führt der im oberen Teil eines Brückenzweigs einer Brü ^¬ ckenschaltung angeordnete derartige Leistungshalbleiterchip, welcher den antiparallel mit der oberen Freilaufdiode verbun ^¬ denen oberen schaltbaren Leistungshalbleiter aufweist, zu ei- nem speziellen Zeitpunkt bzw. Betriebszustand aufgrund einer in der entsprechenden Wechselstromphase vorhandenen Induktivität den Strom aus dieser Wechselstromphase über seine obere Freilaufdiode, wobei sich zu diesem Zeitpunkt sowohl der obe ^¬ re wie auch der untere schaltbare Leistungshalbleiter des Brückenzweigs im gesperrten Zustand befinden.

Mit Einschalten des unteren schaltbaren Leistungshalbleiters des unteren Leistungshalbleiterchips wird der Strom von der oberen Freilaufdiode des oberen Leistungshalbleiterchips an den unteren schaltbaren Leistungshalbleiters übergeben, welcher ebenfalls eine antiparallel mit ihm verbundene untere Freilaufdiode aufweist. Es findet somit eine Kommutierung des Stroms im Brückenzweig der Brückenschaltung statt, wobei die obere Freilaufdiode des oberen Leistungshalbleiterchips wäh- rend dieses Kommutierungsvorgang Schaltverluste beim Übergang von einem leitenden Zustand in einen sperrenden Zustand erzeugt. Dieser Kommutierungsvorgang bzw. die Kommutierung des Stroms ist der technische Hintergrund der vorliegenden Pa ^¬ tentschrift .

Die gemeinsam mit dem schaltbaren Leistungshalbleiter auf dem Leistungshalbleiterchip implementierte Freilaufdiode eröffnet Möglichkeiten, die Leitfähigkeit der Freilaufdiode mittels eines am Gate des schaltbaren Leistungshalbleiters anliegen- den Ansteuerpotentials (Gate-Emitter-Spannung) zu beeinflus ^¬ sen. Leitet die Freilaufdiode den Strom, sinkt deren Vor ^¬ wärtsspannung, also die Spannung der Freilaufdiode in Flussrichtung, zunehmend mit dem am Gate des schaltbaren Leis- tungshalbleiters (bzw. am Gate des leistungselektronischen Chips) anliegenden negativerem Ansteuerpotentials. Dadurch werden verstärkt Ladungsträger (Minoritätsladungsträger) in die Freilaufdiode injiziert, welche die Leitfähigkeit der Freilaufdiode verbessern.

Es besteht nunmehr die Motivation, während der beschriebenen Stromführung der Freilaufdiode das Gate-Ansteuerpotential auf einen deutlich negativen Wert, z.B. -15V, zu legen. Dieser Wert kann einem Gate-Sperrpotential entsprechen, welches an das Gate von schaltbaren Leistungshalbleitern üblicherweise dann angelegt wird, wenn sich diese in einem sicheren gesperrten Zustand befinden oder befinden sollen. Als sicherer gesperrter Zustand wird im Allgemeinen ein Zustand angenom- men, bei dem kein Stromfluss zwischen Collector und Emitter im schaltbaren Leistungshalbleiter zustande kommt oder kommen soll, also die Collector-Emitter-Strecke sehr hochohmig wird oder ist. Kommutiert der Strom, welcher durch die obere Freilaufdiode des Leistungshalbleiterchips fließt, ohne Vorhaltung weiterer Maßnahmen an den unteren schaltbaren Leistungshalbleiter des unteren Leistungshalbleiterchips, werden von der oberen Frei ^¬ laufdiode durch einen Überschuss an durchgängig injizierten Ladungsträgern hohe Schaltverluste verursachen.

Um dies zu vermeiden, wird vor der Kommutierung des Stroms auf den unteren schaltbaren Leistungshalbleiter des unteren Leistungshalbleiterchips ein sogenannter Entsättigungsimpuls an das Gate von dessen oberen schaltbaren Leistungshalbleiter angelegt. Das Ansteuerpotential am Gate weist im Moment des Entsättigungsimpulses einen deutlich positiven Wert auf, z.B. +15V. Dieser Wert kann einem Gate-Durchlasspotential entspre ^¬ chen, welches an das Gate von schaltbaren Leistungshalblei- tern üblicherweise dann angelegt wird, wenn sich diese in ei ^¬ nem sicheren geöffneten Zustand befinden oder befinden sollen. Als sicherer geöffneter Zustand wird im Allgemeinen ein Zustand angenommen, bei dem ein Stromfluss zwischen Collector und Emitter im schaltbaren Leistungshalbleiter zustande kommt oder kommen soll, also die Collector-Emitter-Strecke sehr niederohmig wird oder ist. Mittels des Entsättigungsimpulses gelingt es, den für die Stromführung in der oberen Freilaufdiode des oberen Leistungshalbleiterchips aufgebauten Überschusses an Ladungsträ ^¬ gern, vorbereitend für die Kommutierung des Stromes auf den unteren schaltbaren Leistungshalbleiter des unteren Leis- tungshalbleiterchips , zumindest abzubauen und somit Schalt ^¬ verluste während des Kommutierungsvorgangs zu begrenzen.

Vor dem Öffnen des unteren schaltbaren Leistungshalbleiters, und somit vor der Übergabe des Stroms, wird der obere schalt- bare Leistungshalbleiter jedoch wieder durch das Anlegen eines deutlich negativeren Gate-Ansteuerpotentials, welches üb ^¬ licherweise wieder dem Gate-Ansteuerpotential während der stromführenden Phase der oberen Freilaufdiode entspricht, z.B. -15V, gesperrt werden, um einen Kurzschluss im Brücken- zweig der Brückenschaltung zu verhindern.

Im Zeitraum nach dem Entsättigungsimpuls und vor dem Öffnen des unteren schaltbaren Leistungshalbleiters werden dadurch jedoch Ladungsträger wieder verstärkt und unerwünscht in die obere Freilaufdiode des oberen Leistungshalbleiterchips inji ^¬ ziert, was doch wiederum Schaltverluste während des Kommutie ^¬ rungsvorgangs in einem unerwünschten Ausmaß erzeugt. Der ge ^¬ nannte Zeitraum könnte weiter verringert werden, wobei dieser aber nicht beliebig klein werden kann, da bisherige Ansteuer- verfahren bauteilabhängig genügend Zeit für die Sperrung des oberen schaltbaren Leistungshalbleiters lassen müssen.

Leistungshalbleiterchips mit schaltbaren Leistungshalblei ^¬ tern, welche exakt spezifizierte Laufzeiten für deren im Kon- text erläuterte Sperrung aufweisen, sowie Ansteuerschaltungen für derartige Leistungshalbleiterchips mit exakt spezifizier ^¬ ter Laufzeit sind bisher im Allgemeinen sehr teuer und daher aus wirtschaftlicher Sicht nur bedingt einsetzbar. Eine weitere Möglichkeit, um die beschriebenen Schaltverluste im genannten Zeitraum gering zu halten, zeigt auf, dass das Ansteuerpotential für die Sperrung des oberen schaltbaren Leistungshalbleiters vor der Kommutierung des Stroms der obe- ren Freilaufdiode auf den unteren schaltbaren Leistungshalb ^¬ leiter mit einem Wert von beispielsweise OV belegt wird, wel ^¬ cher deutlich positiver ist, als das Gate-Sperrpotential von beispielsweise -15V, aber auch deutlich negativer ist, als das Gate-Durchlasspotential von beispielsweise +15V.

Damit werden für den Zeitraum der Sperrung des oberen schaltbaren Leistungshalbleiters nach dem Entsättigungsimpuls ei ^¬ nerseits weniger Ladungsträger in die obere Freilaufdiode des oberen Leistungshalbleiterchips injiziert, was die Schaltver- luste weiter reduziert.

Jedoch werden mit allen bisher bekannten Lösungen immer noch erhebliche Mengen an Ladungsträger wieder in die zur Beschreibung des technischen Prinzips beispielhaft ausgewählte obere Freilaufdiode injiziert, somit weiterhin unerwünschte

Schaltverluste während des Kommutierungsvorgangs in einem für viele Anwendungen der Leistungshalbleiterchips nicht vernach ^¬ lässigbarem Ausmaß erzeugt. Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, ein Ansteuerverfahren und eine Vorrichtung zur Durchführung des Verfahrens bereitzustellen, welche die von einer Freilaufdiode in Verbindung mit einem schaltbaren Leistungshalbleiter in Leistungshalbleiterchips erzeugten Schaltverluste während einer Kommu- tierung eines Stroms in einem Brückenzweig einer Brückenschaltung im Vergleich zum Stand der Technik weiter reduziert, ohne die Funktionsfähigkeit der Leistungshalbleiter ^¬ chips zu gefährden und/ oder deren Lebensdauer zu reduzieren. Der Erfindung liegt die Erkenntnis zugrunde, dass der be ^¬ schriebene Vorgang einer Kommutierung des Stroms im Brückenzweig einer Brückenschaltung potentielle Möglichkeiten bietet, die Schaltverluste einer gemeinsam mit einem schaltbaren Leistungshalbleiter in einen Leistungshalbleiterchip integrierte Freilaufdiode signifikant zu reduzieren. Als von be ^¬ sonderer Bedeutung für die Erfindung identifiziert wurde dabei der Zeitraum zwischen dem Ende des Entsättigungsimpulses zum Abbau der Ladungsträger in der Freilaufdiode und der Kommutierung des Stroms auf den übernehmenden schaltbaren Leistungshalbleiter. Die Erfindung berücksichtigt darüber hinaus, dass sich die Funktionalität der Leistungshalbleiterchips, insbesondere die Leitfähigkeit der Freilaufdiode während ih- res funktional erwarteten Leitzustands nicht in Bezug auf bisher bekannte Lösungen verschlechtern darf.

Die Aufgabe wird durch ein Ansteuerverfahren mit den in Patentanspruch 1 angegebenen Verfahrensschritten gelöst. Ferner wird die Aufgabe durch eine Vorrichtung zur Durchführung des Ansteuerverfahrens mit den in Patentanspruch 8 angegebenen Merkmalen sowie durch einen Umrichter mit den in Patentanspruch 14 angegebenen Merkmalen gelöst. Bei einem erfindungsgemäßen Ansteuerverfahren für einen ersten Leistungshalbleiterchip mit einem ersten schaltbaren Leistungshalbleiter und einer ersten Freilaufdiode und für einen zweiten Leistungshalbleiterchip mit einem zweiten schaltbaren Leistungshalbleiter und einer zweiten Freilauf- diode in einem Brückenzweig einer Brückenschaltung zur Kommutierung eines Phasenstroms, liegt bis zu einem ersten Zeit ^¬ punkt an einem ersten Gate des ersten schaltbaren Leistungshalbleiters ein erstes negatives Ansteuerpotential an und die erste Freilaufdiode führt einen ersten Diodenstrom als Pha- senstrom. Bis zu diesem ersten Zeitpunkt, noch vor Beginn der Kommutierung des Phasenstroms vom ersten Leistungshalbleiterchip zum zweiten Leistungshalbleiterchip im Brückenzweig der Brückenschaltung, ist der erste schaltbare Leistungshalblei ^¬ ter abgeschaltet. Die erste Freilaufdiode ist jedoch beson- ders leitfähig, da sie den Phasenstrom alleinig führt. Der zweite schaltbare Leistungshalbleiter befindet sich ebenfalls noch in einem abgeschalteten Zustand, die zweite Freilaufdio ^¬ de sperrt. In einem weiteren erfindungsgemäßen Verfahrensschritt des erfindungsgemäßen Ansteuerverfahrens wird ab dem ersten Zeit ^¬ punkt der erste schaltbare Leistungshalbleiter mittels eines an seinem ersten Gate anliegenden ersten positiven Ansteuer- potentials eingeschaltet. Mit dem ersten positiven Ansteuer ^¬ potential wird ein Entsättigungsimpuls an das erste Gate des ersten schaltbaren Leistungshalbleiters gegeben, wobei La ^¬ dungsträger aus der ersten Freilaufdiode ausgeräumt werden, was deren Leitfähigkeit vorteilhaft reduziert.

In einem weiteren erfindungsgemäßen Verfahrensschritt wird zu einem nach dem ersten Zeitpunkt folgenden zweiten Zeitpunkt der zweite schaltbare Leistungshalbleiter mittels eines an seinem zweiten Gate durchgeführten Potentialwechsels von ei- nem dritten negativen Ansteuerpotential auf ein zweites posi ^¬ tives Ansteuerpotential eingeschaltet, so dass beide schalt ^¬ bare Leistungshalbleiter eingeschaltet sind. Vorteilhaft ist, dass der erste schaltbare Leistungshalbleiter mit Einschalten des zweiten schaltbaren Leistungshalbleiters ebenfalls noch eingeschaltet ist. Dies verhindert, dass vor dem Einschalten des zweiten schaltbaren Leistungshalbleiters wieder Ladungs ^¬ träger in die erste Freilaufdiode injiziert werden können, worauf Schaltverluste während der Kommutierung im Vergleich zu bisher bekannten Lösungen signifikant weiter verringert werden. Mit eingeschaltetem zweitem schaltbarem Leistungshalbleiter beginnt die Kommutierung des bis dahin als

Diodenstrom über die erste Freilaufdiode geführten Phasenstroms von der ersten Freilaufdiode des ersten Leistungshalb ^¬ leiterchips auf den zweiten schaltbaren Leistungshalbleiter des zweiten Leistungshalbleiterchips. Der erste Diodenstrom reduziert sich unmittelbar mit eingeschaltetem zweitem Leistungshalbleiter, da der zweite schaltbare Leistungshalbleiter bis zu einer vollständigen Übernahme des Phasenstroms diesen zunehmend führt .

Um nun unzulässig hohe Ströme durch die eingeschalteten zwei schaltbaren Leistungshalbleiter mittels eines Brückenkurzschlusses im Brückenzweig zu verhindern, erfolgt erfindungs- gemäß daraufhin eine Auswertung des ersten Diodenstroms der ersten Freilaufdiode des ersten schaltbaren Leistungshalblei ^¬ ters, wobei bei Vorliegen einer Stromreduzierung des ersten Diodenstroms zu einem nach dem zweiten Zeitpunkt folgenden dritten Zeitpunkt der erste schaltbare Leistungshalbleiter mittels eines an seinem ersten Gate anliegenden zweiten negativen Ansteuerpotentials abgeschaltet wird. Da die Ansteuer ^¬ potentiale für die beiden schaltbaren Leistungshalbleiter elektrisch getrennt sind, kann beispielsweise der am zweiten Gate des zweiten schaltbaren Leistungshalbleiters durchge ^¬ führte Potentialwechsel von dem dritten negativen Ansteuerpo ^¬ tential auf das zweite positive Ansteuerpotential zum Ein ^¬ schalten des zweiten schaltbaren Leistungshalbleiters nicht gleichzeitig als Ansteuerpotential genutzt werden, um den ersten schaltbaren Leistungshalbleiter faktisch zeitgleich abzuschalten .

Die Erfindung ist nun dahingehend besonders vorteilhaft, dass mit Auswertung des ersten Diodenstroms und bei Vorliegen der Stromreduzierung der erste schaltbare Leistungshalbleiter rechtzeitig abgeschaltet wird, ohne dass sich unzulässig hohe Ströme in den beiden Leistungshalbleiterchips im Brückenzweig der Brückenschaltung bilden. Vorteilhafte Ausgestaltungsformen des Ansteuerverfahrens sind in den abhängigen Ansprüchen angegeben.

Bei einer ersten vorteilhaften Ausgestaltungsform des erfindungsgemäßen Ansteuerverfahrens wird die Stromreduzierung des ersten Diodenstroms mittels eines ersten Spannungsabfalls über einer ersten Induktivität ermittelt, welche einen elek ^¬ trischen Leiter an einem ersten Emitter des ersten schaltbaren Leistungshalbleiters aufweist. Vorteilhaft wird hier zur Erkennung der Stromreduzierung ein physikalischer Effekt aus- genutzt, welcher darin besteht, dass sich der erste Span ^¬ nungsabfall über der ersten Induktivität proportional zu der Stromreduzierung des ersten Diodenstroms verhält. Der erste Spannungsabfall wird mit Beginn der Stromreduzierung bzw. ei- ner Stromänderung über der ersten Induktivität erzeugt und impliziert somit die Stromreduzierung. Für die Nutzung des physikalischen Effekts ist die erste Induktivität in dem elektrischen Leiter ausreichend, welche mit dem ersten Emit- ter des ersten schaltbaren Leistungshalbleiters am ersten Leistungshalbleiterchip elektrisch verbunden ist.

Bei einer weiteren vorteilhaften Ausgestaltungsform wird der erste Spannungsabfall durch eine erste Spannungserfassungs- Vorrichtung ermittelt, welche mittels elektrischer Anschlüsse mit dem ersten Emitter und einem ersten Hilfsemitter des ersten schaltbaren Leistungshalbleiters elektrisch verbunden ist. Der erste Spannungsabfall verhält sich proportional zur Stromreduzierung des ersten Diodenstroms. Da sich die Strom- reduzierung des ersten Diodenstroms messtechnisch als Strom nur aufwendig im oder am ersten Leistungshalbleiterchip ermitteln lässt, wird mittels der ersten Spannungserfassungs- vorrichtung in vorteilhafter Weise der erste Spannungsabfall über der ersten Induktivität ermittelt.

Bei einer weiteren vorteilhaften Ausgestaltungsform wird das zweite negative Ansteuerpotential an das erste Gate des ers ^¬ ten schaltbaren Leistungshalbleiters zum Abschalten dann angelegt, wenn die erste Freilaufdiode des ersten schaltbaren Leistungshalbleiters den ersten Diodenstrom führt und der erste Spannungsabfall über der ersten Induktivität ermittelt ist. Wie schon beschrieben wird zur Erkennung der Stromreduzierung vorteilhaft ein physikalischer Effekt ausgenutzt, welcher aufzeigt, dass sich der erste Spannungsabfall über der ersten Induktivität proportional zu der Stromreduzierung des ersten Diodenstroms verhält. Erst wenn der erste Span ^¬ nungsabfall über der ersten Induktivität als Folge der Strom ^¬ reduzierung ermittelt wurde, also beispielsweise beim Auftre ^¬ ten einer negativen Spannungsänderung, erfolgt die Abschal- tung des ersten schaltbaren Leistungshalbleiters.

Ein Auftreten des ersten Spannungsabfalls ist daher ein Sig ^¬ nal dafür, dass der zweite schaltbare Leistungshalbleiter eingeschaltet wurde. Die Abschaltung des ersten schaltbaren Leistungshalbleiters erfolgt daraufhin unverzüglich unter Be ^¬ rücksichtigung möglicher Totzeiten, bevor sich im Brückenzweig der Brückenschaltung zwischen den beiden schaltbaren Leistungshalbleitern der Leistungshalbleiterchip der unzulässig hohen Strom aufgrund des Brückenkurzschlusses aufbaut, und in Folge die Leistungshalbleiterchips sowie weitere elektrische Bauteile zumindest in der Brückenschaltung zer ^¬ stören kann.

Bei einer weiteren vorteilhaften Ausgestaltungsform wird insbesondere das zweite negative Ansteuerpotential zum Abschal ^¬ ten des ersten schaltbaren Leistungshalbleiters über einen ersten niederohmigen Gate-Widerstand als separaten Gate- Widerstand einer ersten Treibervorrichtung mittels einer ersten separaten Gate-Ansteuerleitung an das erste Gate des ersten schaltbaren Leistungshalbleiters geführt. Ein nieder- ohmiger Widerstand ist ein Widerstand, dessen Widerstandswert üblicherweise kleiner oder gleich wenige Ohm, z.B. 10Ω be- trägt. Der erste niederohmige Gate-Widerstand der ersten

Treibervorrichtung stellt vorteilhaft sicher, dass der erste schaltbare Leistungshalbleiter mittels des zweiten negativen Ansteuerpotentials während der Kommutierung schneller abge ^¬ schaltet werden kann, als es Abschaltvorgänge des ersten schaltbaren Leistungshalbleiters außerhalb der beschriebenen Kommutierung erfordern.

Die erste separate Gate-Ansteuerleitung führt somit insbesondere das zweite negative Ansteuerpotential zum Abschalten des ersten schaltbaren Leistungshalbleiters an dessen erstes Ga ^¬ te, was jedoch nicht ausschließt, dass weitere Ansteuerpoten ^¬ tiale für den ersten schaltbaren Leistungshalbleiter ebenfalls über den separaten Gate-Widerstand der ersten Treiberschaltung und die erste separate Gate-Ansteuerleitung geführt werden können.

Bei einer weiteren vorteilhaften Ausgestaltungsform wird das zweite negative Ansteuerpotential zum dritten Zeitpunkt an das erste Gate des ersten schaltbaren Leistungshalbleiters zu dessen Abschaltung angelegt, bevor der erste Diodenstrom zu einem vierten Zeitpunkt einen Wert Null erreicht oder genau dann, wenn der erste Diodenstrom zu einem vierten Zeitpunkt einen Wert Null erreicht. Erfolgt die Abschaltung des ersten schaltbaren Leistungshalbleiters nicht vor dem vierten Zeit ^¬ punkt oder spätestens zum vierten Zeitpunkt, kann sich der erste Diodenstrom beispielsweise nach einem Nulldurchgang von einem positiven Stromwert kommend zu einem negativen Strom- wert aufbauen. Dies verursacht unerwünschte elektrische Ver ^¬ luste im ersten schaltbaren Leistungshalbleiter. Der erste schaltbare Leistungshalbleiter wird daher in vorteilhafter Weise vor oder auch mit dem Nulldurchgang des ersten Diodenstroms abgeschaltet.

Bei einer weiteren vorteilhaften Ausgestaltungsform wird das Ansteuerverfahren lediglich durchgeführt, wenn der mittels einer Phasenstromerfassungsvorrichtung ermittelte Phasenstrom einer Wechselstromphase größer ist als ein Stromgrenzwert.

Ist der Phasenstrom zu gering, beispielsweise bei einem sinkenden Laststrom, steigt die Anforderung an eine Reaktionsgeschwindigkeit insbesondere für die Abschaltung des ersten schaltbaren Leistungshalbleiters. Erfolgt die Abschaltung des ersten schaltbaren Leistungshalbleiters nicht vor dem Null ^¬ durchgang des ersten Diodenstroms, kann der erste Diodenstrom nach dem Nulldurchgang einen unerwünscht hohen Wert annehmen. Da bei geringem Phasenstrom bzw. sinkendem Laststrom Schaltverluste der schaltbaren Leistungshalbleiter eher vernachläs- sigbar sind, wird das Ansteuerverfahren in vorteilhafter Weise nur dann durchgeführt, wenn der Phasenstrom über dem

Stromgrenzwert liegt.

Für die Lösung der Aufgabe wird ebenfalls eine Vorrichtung zur Durchführung eines erfindungsgemäßen Ansteuerverfahrens vorgeschlagen, welche mindestens zwei Leistungshalbleiterchips in einem Brückenzweig einer Brückenschaltung, einen ersten schaltbaren Leistungshalbleiter mit einer ersten Frei- laufdiode im ersten Leistungshalbleiterchip, einen zweiten schaltbaren Leistungshalbleiter mit einer zweiten Freilaufdiode im zweiten Leistungshalbleiterchip, eine erste Treibervorrichtung und eine zweite Treibervorrichtung, sowie mindes- tens eine Recheneinheit aufweist.

Mittels der ersten Treibervorrichtung ist bis zu einem ersten Zeitpunkt an das erste Gate des ersten schaltbaren Leistungs- halbleiters ein erstes negatives Ansteuerpotential anlegbar und ein erster Diodenstrom kann als Phasenstrom durch die erste Freilaufdiode geführt werden.

Mittels der ersten Treibervorrichtung ist zu einem ersten Zeitpunkt an das erste Gate des ersten schaltbaren Leistungs- halbleiters ein positives Ansteuerpotential anlegbar und der erste schaltbare Leistungshalbleiter kann eingeschaltet wer ^¬ den .

Mittels der zweiten Treibervorrichtung ist zu einem zweiten Zeitpunkt an dem zweiten Gate des zweiten schaltbaren Leistungshalbleiters ein Potentialwechsel von einem dritten nega ^¬ tiven Ansteuerpotential auf ein zweites positives Ansteuerpo ^¬ tential durchführbar und der zweite schaltbare Leistungshalb ^¬ leiter kann eingeschaltet werden.

Mittels der mindestens einen Recheneinheit kann eine Auswer ^¬ tung des ersten Diodenstroms der ersten Freilaufdiode des ersten schaltbaren Leistungshalbleiters durchgeführt werden. An die erste Treibervorrichtung ist auf Basis der Auswertung des ersten Diodenstroms bei Vorliegen einer Stromreduzierung zu einem dritten Zeitpunkt an das erste Gate des ersten schaltbare Leistungshalbleiters ein zweites negatives An ^¬ steuerpotential anlegbar und der erste schaltbare Leistungs- halbleiter kann abgeschaltet werden.

Eine erste vorteilhafte Ausgestaltungsform der Vorrichtung zur Durchführung des erfindungsgemäßen Ansteuerverfahrens weist einen elektrischen Leiter mit einer ersten Induktivität an einem ersten Emitter des ersten schaltbaren Leistungshalbleiters auf, wobei die Stromreduzierung des ersten Diodenstroms mittels eines ersten Spannungsabfalls über der ersten Induktivität ermittelbar ist.

Zur Erkennung der Stromreduzierung wird vorteilhaft ein physikalischer Effekt ausgenutzt, bei dem sich der erste Spannungsabfall über der ersten Induktivität proportional zu der Stromreduzierung des ersten Diodenstroms verhält. Der erste Spannungsabfall ist mit Beginn der Stromreduzierung über der ersten Induktivität erzeugbar und impliziert somit die Strom ^¬ reduzierung. Für die Nutzung des physikalischen Effekts ist eine Leitungsinduktivität des elektrischen Leiters als erste Induktivität ausreichend.

Eine weitere vorteilhafte Ausgestaltungsform der Vorrichtung weist eine erste Spannungserfassungsvorrichtung auf, mittels der der erste Spannungsabfall über der ersten Induktivität in dem elektrischen Leiter ermittelbar ist, und wobei die erste Spannungserfassungsvorrichtung mittels elektrischer Anschlüsse mit dem ersten Emitter und einem ersten Hilfsemitter des ersten schaltbaren Leistungshalbleiters elektrisch verbunden ist .

Besonders vorteilhaft kann die erste Spannungserfassungsvor ^¬ richtung mittels der elektrischen Anschlüsse mit dem ersten Emitter und dem ersten Hilfsemitter verbunden werden. Ein Bonddraht mit der ersten Induktivität zwischen dem ersten Emitter und dem ersten Hilfsemitter des ersten schaltbaren Leistungshalbleiters kann ebenfalls den elektrischen Leiter bilden .

Eine weitere vorteilhafte Ausgestaltungsform der Vorrichtung weist einen ersten niederohmigen Gate-Widerstand als separa ^¬ ten Gate-Widerstand der ersten Treibervorrichtung und eine erste separate Gate-Ansteuerleitung zwischen dem ersten niederohmigen Gate-Widerstand und dem ersten Gate des ersten schaltbaren Leistungshalbleiters auf, über dem insbesondere das zweite negative Ansteuerpotential zum Abschalten des ers ^¬ ten schaltbaren Leistungshalbleiters an das erste Gate des ersten schaltbaren Leistungshalbleiters führbar ist.

Ein niederohmiger Widerstand ist ein Widerstand, dessen Widerstandswert üblicherweise kleiner gleich wenige Ohm, z.B. 10Ω beträgt. Der erste niederohmige Gate-Widerstand als sepa ^¬ rater Gate-Widerstand der ersten Treibervorrichtung stellt vorteilhaft sicher, dass der erste schaltbare Leistungshalb ^¬ leiter mittels des zweiten negativen Abschaltpotentials für einen Abschaltvorgang während der Kommutierung schneller abgeschaltet werden kann, als es weitere Abschaltvorgänge des ersten schaltbaren Leistungshalbleiters außerhalb der be- schriebenen Kommutierung erfordern.

Eine weitere vorteilhafte Ausgestaltungsform der Vorrichtung weist eine Phasenstromerfassungsvorrichtung zur Ermittlung eines Phasenstroms in einer Wechselstromphase und ein Mittel zur Festlegung eines Stromgrenzwerts für einen Vergleich des Phasenstroms mit dem Stromgrenzwert auf.

Da das erfindungsgemäße Ansteuerverfahren bei Kommutierung des Phasenstroms von der zweiten Freilaufdiode des zweiten Leistungshalbleiterchips auf den ersten schaltbaren Leis ^¬ tungshalbleiter des ersten Leistungshalbleiterchips invers zur Kommutierung des Phasenstroms von der ersten Freilaufdio ^¬ de des ersten Leistungshalbleiterchips auf den zweiten schaltbaren Leistungshalbleiter des zweiten Leistungshalblei- terchips verläuft, kann es notwendig werden, für die Vorrich ^¬ tung eine zweite Recheneinheit vorzusehen, um diese ohne Po ^¬ tenzialtrennung mit der Spannungserfassungseinheit und der Treibervorrichtung für den Leistungshalbleiter T2, T zu verbinden .

Auch wenn die Ermittlung des Phasenstroms mittels der Potenzialtrennung längere Verzugszeiten enthält, ist das in diesem Fall akzeptabel, da sich die Höhe des Phasenstromes nur lang- sam ändert und für die jeweils betrachtete Kommutierung des Phasenstroms während des Ansteuerverfahrens als konstant an ^¬ genommen werden kann, so dass die Phasenstrommessung zeitlich auch vor dem Kommutierungszeitraum liegen kann. Die Poten- zialtrennung für den ermittelten Phasenstrom ist jedoch in der Regel kein Zusatzaufwand, da dieser für eine Regelung ei ^¬ nes Stromrichters ohnehin benötigt wird.

Ein zweiter Stromgrenzwert für die zweite Recheneinheit würde einen gleichen Betrag aufweisen wie für den Stromgrenzwert für die mindestens eine Recheneinheit, jedoch mit einem in ^¬ vertierten Vorzeichen. Der Vergleich verläuft dann in inver- ser Richtung ab. Bei einer weiteren vorteilhaften Ausgestaltungsform der Vorrichtung sind die Leistungshalbleiterchips als Reverse

Conducting Diode-Controlled Insulated-Gate Bipolare Transis ^¬ tors (RCDC-IGBT) ausgebildet. Für die Lösung der Aufgabe wird weiterhin ein Umrichter mit einer erfindungsgemäßen Vorrichtung vorgeschlagen, welcher einen Gleichspannungszwischenkreis mit einer ersten Gleich ^¬ stromphase und einer zweiten Gleichstromphase aufweist, und weiterhin ein Wechselstromsystem mit mindesten zwei Wechsel- Stromphasen zum jeweiligen Führen eines Phasenstroms aufweist, wobei ein Brückenzweig einer Brückenschaltung mit mindestens zwei Leistungshalbleiterchips mittels eines Gleich ^¬ stromanschlusses mit der ersten und der zweiten Gleichstromphase des Gleichspannungszwischenkreises und mittels eines Wechselstromanschlusses mit jeweils einer der Wechselstrom ^¬ phasen des Wechselstromsystems verbunden ist.

Die oben beschriebenen Eigenschaften, Merkmale und Vorteile dieser Erfindung sowie die Art und Weise, wie diese erreicht werden, werden klarer und deutlicher verständlich im Zusammenhang mit der folgenden Beschreibung der Ausführungsbeispiele, die im Zusammenhang mit den Figuren näher erläutert werden. Es zeigt: eine erste schematische Darstellung einer Vorrichtung zur Durchführung eines erfindungsgemäßen Ansteuerverfahren mit einem Brückenzweig in einer als Halbbrückenschaltung ausgebildeten Brückenschaltung zur Kommutierung eines Phasenstroms von einer ersten Freilaufdiode eines ersten Leistungshalbleiterchips auf einen zweiten schaltbaren Leistungshalbleiter eines zweiten Leistungshalbleiterchips, vier zusammengehörende Diagramme a, b, c, d eines erfindungsgemäßen Ansteuerverfahrens zur Kommutie ^¬ rung des Phasenstroms im Brückenzweig einer Brü ^¬ ckenschaltung nach FIG 1, ein Struktogramm mit wesentlichen Schritten des erfindungsgemäßen Ansteuerverfahrens nach FIG 2, und eine schematische Darstellung eines Umrichters mit einer als Sechspuls-Brückenschaltung ausgebildeten Brückenschaltung und mit jeweils einer Vorrichtung nach FIG 1 pro Brückenzweig der Brückenschaltung.

FIG 1 zeigt ein Beispiel für eine Vorrichtung 24 zur Durchführung eines erfindungsgemäßen Ansteuerverfahren mit einem Brückenzweig 2 in einer als Halbbrückenschaltung ausgebilde ^¬ ten Brückenschaltung 3 zur Kommutierung eines Phasenstroms IAC von einer ersten Freilaufdiode Dl, D eines ersten Leis ^¬ tungshalbleiterchips 1, 12 auf einen zweiten schaltbaren Leistungshalbleiter T2, T eines zweiten Leistungshalbleiter- chips 1, 13.

In dem Brückenzweig 2 ist ein erster schaltbarer Leistungshalbleiter Tl, T des ersten Leistungshalbleiterchips 1, 12 mit seinem ersten Collector Cl, C über einen Gleichstroman- schluss 16 mit einer ersten Gleichstromphase DC+ eines

Gleichspannungszwischenkreises 18 verbunden. Der zweite schaltbare Leistungshalbleiter T2, T des zweiten Leistungshalbleiterchips 1, 13 ist mit seinem zweiten Emitter E2, E über den Gleichstromanschluss 16 mit einer zweiten Gleichstromphase DC- eines Gleichspannungszwischenkreises 18 ver ^¬ bunden. Ferner ist der erste schaltbare Leistungshalbleiter Tl, T mit seinem ersten Emitter El, E und der zweite schalt- bare Leistungshalbleiter T2, T mit seinem zweiten Collector C2, C über einen Wechselstromanschluss 19 mit einer Wechsel ^¬ stromphase AC eines Wechselstromsystems 17 verbunden.

Die erste Freilaufdiode Dl, D ist mit dem ersten schaltbaren Leistungshalbleiter Tl, T und die zweite Freilaufdiode D2, D ist mit dem zweiten schaltbaren Leistungshalbleiter T2, T jeweils antiparallel verschaltet.

Sowohl der Gleichspannungszwischenkreis 18 wie auch das Wech- selstromsystem 17 sind in FIG 1 nur angedeutet. Der Gleichspannungszwischenkreis 18 kann beispielsweise Teil eines Fre ^¬ quenzumrichters sein. Die Wechselstromphase AC ist Teil des Wechselstromsystems, welches zweiphasig oder dreiphasig aus ^¬ gebildet sein kann.

Beide schaltbaren Leistungshalbleiter Tl, T2, T werden über ihre jeweiligen Gates Gl, G2, G mittels entsprechender Ansteuerpotentiale API-, AP2-, AP3-, AP1+, AP2+ angesteuert, wobei die schaltbaren Leistungshalbleiter Tl, T2, T die je- weiligen Freilaufdioden Dl, D2, D in ihrer Leitfähigkeit beeinflussen .

Die Kommutierung des Phasenstroms IAC im Brückenzweig 2 der Brückenschaltung 3 wird im Folgenden ausgehend von der Wech- selstromphase AC des Wechselspannungskreises 16 bis in die

Gleichstromphasen DC+, DC- des Gleichspannungszwischenkreises 18 betrachtet.

Bei einem ersten Kommutierungsvorgang fließt vor der Kommu- tierung der Phasenstrom IAC als erster Diodenstrom ID1 über die erste Freilaufdiode Dl, D, des ersten Leistungshalblei ^¬ terchips 1, 12 in die erste Gleichstromphase DC+ des Gleich ^¬ spannungszwischenkreises 18. Der erste schaltbare Leistungs- halbleiter Tl, T des ersten Leistungshalbleiterchips 1, 12 und der zweite schaltbare Leistungshalbleiter T2, T des zwei ^¬ ten Leistungshalbleiterchips 1, 13 sind abgeschaltet, die zweite Freilaufdiode des zweiten Leistungshalbleiterchips 1, 13 ist gesperrt.

Während der Kommutierung erfolgt eine Ansteuerung des ersten Gates Gl, G des ersten schaltbaren Leistungshalbleiters Tl, T durch Ansteuerpotentiale API-, AP1+, AP2-, wobei ein zweites negatives Ansteuerpotential AP2- zur Abschaltung des ersten schaltbaren Leistungshalbleiters Tl, T insbesondere über ei ^¬ nen ersten niederohmigen Gate-Widerstand RGN1 als separaten Widerstand einer ersten Treibervorrichtung 5 mittels einer ersten separaten Gate-Ansteuerleitung 14 an das erste Gate Gl, G angelegt wird. Ein erstes negatives Ansteuerpotential

API- sowie ein erstes positives Ansteuerpotential AP1+ werden insbesondere über eine erste Gate-Ansteuerleitung 11 an das erste Gate Gl, G angelegt. Ferner erfolgt eine Ansteuerung des zweiten Gates G2, G des zweiten schaltbaren Leistungs- halbleiters T2, T durch ein zweites positives Ansteuerpoten ^¬ tial AP2+ und ein drittes negatives Ansteuerpotential AP3- ausgehend von einer zweiten Treibervorrichtung 8 insbesondere mittels einer zweiten Gate-Ansteuerleitung 21. Mittels einer ersten Spannungserfassungsvorrichtung 6 wird ein erster Spannungsabfall ULI über einer ersten Induktivität LI, L einer elektrischen Leitung 4 ermittelt, welche mit einem ersten Emitter El, E und einem ersten Hilfsemitter EH1, EH des ersten Leitungshalbleiterchips 1, 12 durch elektrische Anschlüsse 7 verbunden sind.

Der Phasenstrom IAC wird mittels einer Phasenstromerfassungs ^¬ vorrichtung 9 ermittelt. Sowohl der ermittelte erste Span ^¬ nungsabfall ULI wie auch der ermittelte Phasenstrom IAC wer- den als Spannungs- bzw. Stromwerte an mindestens eine Rechen ^¬ einheit 10 übermittelt. Die mindestens eine Recheneinheit 10 weist eine Auswertung auf, welche den ersten Diodenstrom ID1 mittels des ersten Spannungsabfalls ULI auf eine Stromreduzierung RE hin auswertet. Weiterhin weist die mindestens eine Recheneinheit 10 ei- nen Vergleich VG auf, welcher einen Stromgrenzwert GW mit dem ermittelten Phasenstrom IAC vergleicht. Der Stromgrenzwert wird mit einem Mittel 23, zum Beispiel einem Eingabemittel, festgelegt, wobei das Mittel 23 mit der mindestens einen Re ^¬ cheneinheit 10 verbunden ist.

Die mindestens eine Recheneinheit 10 erzeugt Schaltsignale S, S' und übermittelt diese an die mit ihr verbundenen jeweili ^¬ gen Treibervorrichtungen 5, 8, welche die Schaltsignale S, S' in Ansteuerpotentiale API-, AP1+, AP2-, AP2+, AP3- zur An- Steuerung der jeweiligen schaltbaren Leistungshalbleiter Tl, T2, T umwandeln.

Ist die Kommutierung abgeschlossen, fließt dann der Phasenstrom IAC als zweiter Transistorstrom IT2 über den zweiten schaltbaren Leistungshalbleiter T2, T des zweiten Leistungshalbleiterchips 1, 13 in die zweite Gleichstromphase DC- des Gleichspannungszwischenkreises 18, wobei die zweite Freilauf ^¬ diode D2, D des zweiten Leistungshalbleiterchips 1, 13 wei ^¬ terhin gesperrt ist. Eine Übergabe des Phasenstroms IAC von der ersten Freilaufdiode Dl des ersten Leistungshalbleiterchips 1, 12 an den zweiten schaltbaren Leistungshalbleiter T2, T des zweiten Leistungshalbleiterchips 1, 13 hat stattge ^¬ funden . Für einen weiteren Kommutierungsvorgangs findet die Kommutie ^¬ rung des Phasenstrom IAC vergleichbar zur Beschreibung des ersten Kommutierungsvorgangs statt, wobei der Phasenstrom IAC vor Beginn der Kommutierung als zweiter Diodenstrom ID2 über die zweite Freilaufdiode D2, D des zweiten Leistungshalblei- terchips 1, 13 fließt, der Phasenstrom IAC während der Kommu ^¬ tierung an den ersten schaltbaren Leistungshalbleiter Tl, T übergeben wird, und nach der Kommutierung der Phasenstrom IAC als ein erster Transistorstrom IT1 in dem ersten schaltbaren Leistungshalbleiter Tl, T fließt.

Während des weiteren Kommutierungsvorgangs wird mittels einer zweiten Spannungserfassungsvorrichtung 22 ein zweiter Spannungsabfall UL2 über einer zweiten Induktivität L2, L einer elektrischen Leitung 4 ermittelt, welche mit einem zweiten Emitter E2, E und einem zweiten Hilfsemitter EH2, EH des zweiten Leitungshalbleiterchips 1, 13 durch elektrische An- Schlüsse 7 verbunden sind. Die zweite Spannungserfassungsvorrichtung 22 ist mit der mindestens einen Recheneinheit 10 verbunden. Das zweite Gate G2, 2 des zweiten schaltbaren Leistungshalbleiters T2, T ist mittels einer zweiten separa ^¬ ten Gate-Ansteuerleitung 20 mit einem zweiten niederohmigen Gate-Widerstand RGN2 als separaten Gate-Widerstand RGS der zweiten Treibervorrichtung 8 vergleichbar dem ersten Kommutierungsvorgang ansteuerbar.

FIG 2 veranschaulicht beispielhaft mittels vier zusammengehö- riger Diagramme a, b, c, d ein erfindungsgemäßes Ansteuerver ^¬ fahren zur Kommutierung des Phasenstroms IAC im Brückenzweig 2 einer Brückenschaltung 3 nach FIG 1. Die Diagramme visuali- sieren im Wesentlichen eine Ansteuerung eines ersten schaltbaren Leistungshalbleiters Tl eines ersten Leistungshalblei- terchips (in FIG 2 nicht gezeigt) und eines zweiten schaltba ^¬ ren Leistungshalbleiters T2 eines zweiten Leistungshalblei ^¬ terchips (in FIG 2 nicht gezeigt) während eines ersten Kommu ^¬ tierungsvorgangs der Kommutierung des Phasenstroms IAC als ersten Diodenstrom ID1 von der ersten Freilaufdiode Dl auf den zweiten schaltbaren Leistungshalbleiter T2.

Diagramm a zeigt während einer Zeit t einen ersten Spannungs ^¬ abfall ULI, welcher über einer ersten Induktivität an einem ersten Emitter (in FIG 2 nicht gezeigt) des ersten schaltba- ren Leistungshalbleiters Tl auftritt. Diagramm b visualisiert über die Zeit t einen Verlauf des ersten Diodenstroms ID1 als Phasenstrom IAC durch die erste Freilaufdiode Dl. Mit dem Diagramm c werden Ansteuerpotentiale API-, AP1+, AP2- über die Zeit t aufgezeigt, welche in Form einer ersten Gate- Emitter-Ansteuerspannung UGE1 an ein erstes Gate des ersten schaltbaren Leistungshalbleiters Tl angelegt werden. Mit dem Diagramm d werden über die Zeit t Ansteuerpotentiale AP3-, AP2+ aufgezeigt, welche in Form einer zweiten Gate-Emitter- Ansteuerspannung UGE2 an ein zweites Gate des zweiten schaltbaren Leistungshalbleiters T2 angelegt werden. Zu beiden Dia ^¬ grammen c und d wurden für die jeweilige Gate-Emitter- Ansteuerspannung beispielhaft Spannungswerte von +15V bzw. -15V gewählt.

Bis zu einem ersten Zeitpunkt tl liegt am ersten Gate des ersten schaltbaren Leistungshalbleiters Tl ein erstes negati ^¬ ves Ansteuerpotential API- und am zweiten Gate des zweiten schaltbaren Leistungshalbleiters T2 ein drittes negatives An ^¬ steuerpotential AP3- an, welches beide schaltbare Leistungs- halbleiter Tl, T2 abgeschaltet hält. Der erste Diodenstrom ID1 fließt als Phasenstrom IAC durch die erste Freilaufdiode Dl. An der Induktivität am ersten Emitter (in FIG 2 nicht ge- zeigt) des ersten schaltbaren Leistungshalbleiters Tl ist kein erster Spannungsabfall ULI festzustellen.

Ab dem ersten Zeitpunkt tl wird an das erste Gate des ersten schaltbaren Leistungshalbleiters Tl ein erstes positives An- Steuerpotential AP1+ angelegt, welches den ersten schaltbaren Leistungshalbleiter Tl einschaltet und so mittels eines

Entsättigungsimpulses freie Ladungsträger in der ersten Frei ^¬ laufdiode reduzieren soll. Am zweiten Gate des zweiten schaltbaren Leistungshalbleiters T2 liegt weiterhin ein drit- tes negatives Ansteuerpotential AP3- an, der erste Dioden ^¬ strom ID1 fliest als Phasenstrom IAC durch die erste Frei ^¬ laufdiode Dl, der erste Spannungsabfall ULI ist nicht festzu ^¬ stellen . Zu einem nach dem ersten Zeitpunkt tl folgenden zweiten Zeitpunkt t2 wird der zweite schaltbare Leistungshalbleiter T2 eingeschaltet, was mittels eines an seinem zweiten Gate durchgeführten Potentialwechsels von einem dritten negativen Ansteuerpotential AP3- auf ein zweites positives Ansteuerpo ^¬ tential AP2+ durchgeführt wird. Beide schaltbare Leistungs ^¬ halbleiter Tl, T2 sind somit zum Zeitpunkt t2 eingeschaltet. Daraufhin erfolgt eine Auswertung (in FIG 2 nicht gezeigt) des ersten Diodenstroms ID1 der ersten Freilaufdiode Dl des ersten schaltbaren Leistungshalbleiters Tl.

Bei Vorliegen einer Stromreduzierung RE des ersten Dioden- Stroms ID1 zu einem nach dem zweiten Zeitpunkt t2 folgenden dritten Zeitpunkt t3 wird der erste schaltbare Leistungshalb ^¬ leiter Tl mittels eines an seinem ersten Gate anliegenden zweiten negativen Ansteuerpotentials AP2- abgeschaltet. Ein Aufbau eines unzulässig hohen Stroms in den beiden schaltba- ren Leistungshalbleitern Tl, T2 aufgrund eines kurzzeitigen Brückenkurzschlusses wird vermieden. Auftretende Schaltver ^¬ luste in der ersten Freilaufdiode Dl werden im Wesentlichen verhindert oder zumindest stark reduziert, da vor dem Ein ^¬ schalten des zweiten schaltbaren Leistungshalbleiters T2, nach Ausräumen freier Ladungsträger aus der ersten Freilaufdiode Dl, keine neuen Ladungsträger in die erste Freilauf ^¬ diode Dl injiziert wurden.

Mit Auftreten der Stromreduzierung RE wird über der Indukti- vität am ersten Emitter (in FIG 2 nicht gezeigt) des ersten schaltbaren Leistungshalbleiters Tl der Spannungsabfall ULI ermittelt und unter Beachtung von Totzeiten das zweite nega ^¬ tive Ansteuerpotential AP2- zum Abschalten des ersten schalt ^¬ baren Leistungshalbleiters Tl an dessen erstes Gate (in FIG 2 nicht gezeigt) angelegt.

FIG 3 visualisiert beispielhaft mittels eines Struktogramms einige wesentliche Schritte des erfindungsgemäßen Ansteuer ^¬ verfahrens nach FIG 2.

Im Schritt Sl ist vorgesehen, dass bis zu einem ersten Zeit ^¬ punkt tl an einem ersten Gate des ersten schaltbaren Leistungshalbleiters ein erstes negatives Ansteuerpotential an- liegt und die erste Freilaufdiode einen ersten Diodenstrom als Phasenstrom führt.

Ab dem ersten Zeitpunkt tl wird in einem zweiten Schritt S2 der erste schaltbare Leistungshalbleiter mittels eines an seinem ersten Gate anliegenden ersten positiven Ansteuerpotentials eingeschaltet.

Im Schritt S3 wird zu einem nach dem ersten Zeitpunkt tl fol- genden zweiten Zeitpunkt t2 der zweite schaltbare Leistungs ^¬ halbleiter, mittels eines an seinem zweiten Gate durchgeführten Potentialwechsels von einem dritten negativen Ansteuerpo ^¬ tential auf ein zweites positives Ansteuerpotential, einge ^¬ schaltet, so dass beide schaltbare Leistungshalbleiter einge- schaltet sind.

Mit Schritt S4 erfolgt daraufhin eine Auswertung des ersten Diodenstroms der ersten Freilaufdiode des ersten schaltbaren Leistungshalbleiters .

Im Schritt S5 wird bei Vorliegen einer Stromreduzierung des ersten Diodenstroms zu einem nach dem zweiten Zeitpunkt t2 folgenden dritten Zeitpunkt t3 der erste schaltbare Leis ^¬ tungshalbleiter mittels eines an seinem ersten Gate anliegen- den zweiten negativen Ansteuerpotentials abgeschaltet.

FIG 4 zeigt beispielhaft eine schematische Darstellung eines Umrichters 15 mit einer als Sechspuls-Brückenschaltung ausgebildeten Brückenschaltung 3 und mit pro Brückenzweig 2 der Brückenschaltung 3 jeweils einer Vorrichtung 24 nach FIG 1 zur Durchführung des erfindungsgemäßen Ansteuerverfahrens.

Das Sechspuls-Brückenschaltungsmodul als spezielle Art einer Brückenschaltung 3 besteht aus drei Brückenzweigen 2. Die Vorrichtung 24 ist jeweils einem der Brückenzweige 2 zugeord ^¬ net. Der Umrichter 15 weist einen Gleichspannungszwischenkreis 18 mit einer erste Gleichstromphase DC+ und einer zwei ^¬ ten Gleichstromphase DC- auf. Ferner umfasst der Umrichter 15 ein Wechselstromsystem 17 mit drei Wechselstromphasen AC, welche jeweils den Phasenstrom IAC führen. Ein jeder der Brückenzweige 2 umfasst zwei Leis ^¬ tungshalbleiterchips 1, 12, 13 welche mittels eines Gleich- Stromanschlusses 16 mit der ersten und der zweiten Gleichstromphase DC+, DC- des Gleichspannungszwischenkreises 18 und mittels eines Wechselstromanschlusses 19 mit jeweils einer der Wechselstromphasen AC des Wechselstromsystems 17 verbunden ist.