実施の形態1.
 図1は、本発明の実施の形態1に係る電動機� �動装置の回路ブロック図である。
 図1において、1は単相交流電源、2はコイル� ��3は整流手段、4は平滑コンデンサ、5は電動� ��、6はインバータ主回路部、7aと7bは相電流� �出器、8は直流電圧検出手段、9は電源位相検 出器、10は制御手段である。
 コイル2は、単相交流電源1と整流手段3の間� ��接続されている。
 整流手段3は、単相交流電源1からの交流電� �を直流電圧に整流する。
 平滑コンデンサ4は、整流手段3の出力側に� �続されており、整流手段3が整流した電圧を� ��滑化する。
 電動機5は、インバータ主回路部6の出力側� �接続されており、本実施の形態1に係る電動� ��駆動装置の駆動対象となる。
 インバータ主回路部6は、平滑コンデンサ4� �平滑化した直流電圧を交流電圧に変換して� �動機5に印加し、電動機5を駆動する。
 相電流検出器7a、7bは、電動機5の相電流を� �出し、制御手段10に出力する。
 直流電圧検出手段8は、整流手段3が出力し� �直流電圧を検出し、制御手段10に出力する。
 電源位相検出器9は、単相交流電源1の電源� �相を検出し、制御手段10に出力する。
 制御手段10は、電動機5に流す電流指令値25(I r*、Iδ*)を受け取り、当該電流指令値25に基づ いてインバータ主回路部6を制御し、電動機5� ��印加する電圧を制御する。

 制御手段10は、座標変換手段21、電流制御手 段22、出力電圧制御手段23を有している。
 座標変換手段21は、相電流検出器7a、7bから� ��動機5の相電流の検出値を受け取り、直交2� �座標系に座標変換した(Ir、Iδ)を出力する。
 電流制御手段22は、電流指令値25、座標変換 手段21の出力、電源位相検出器9の出力、及び 後述の電圧制限量(Vr_rst、Vδ_rst)を受け取り、 電動機5に印加する電圧の指令値(Vr0、Vδ0)を� �力する。
 出力電圧制限手段23は、直流電圧検出手段8� ��出力、及び電流制御手段22の出力を受け取� �、インバータ主回路部6に、電動機5へ印加す る電圧(Vr、Vδ)の指示を出力する。また、所� �の条件の下で、電圧制限量(Vr_rst、Vδ_rst)を� �流制御手段22に出力する。
 以上の構成の詳細、及び各記号の添え字(r� �δ)の意味については、後述する。

 図2は、平滑コンデンサ4により平滑化され� �直流電圧の波形を示すものである。
 図2(a)は、平滑コンデンサ4の容量が十分大� �い場合の直流電圧波形を示すものである。� �の場合は、同図に示すとおり、直流電圧が� �動しない、もしくは小さな変動量であるた� �、前記電動機5の出力トルクはほぼ一定値に� ��御される。
 図2(b)は、平滑コンデンサ4の容量が小さく� �直流電圧が脈動している場合の波形を示す� �のである。この場合は、同図に示すとおり� �平滑コンデンサ4の小容量化により直流電圧� ��大きく脈動し、電源電圧と相似形となって� ��るため、図2(a)に示す直流電圧と同様に電動 機5を制御すると、直流電圧が大きく低下し� �時刻(単相交流電源1のゼロクロス付近)での� �分なトルクが出力できず、制御が不安定と� �る。

 本発明においては、図2(b)に示すように、 直流電圧が単相交流電源1の周波数の2倍の周� ��数で大きく脈動する程度に平滑コンデンサ4 を小容量化し、装置の小型・軽量・低コスト 化を図る。単相交流電源1のゼロクロス付近� �の制御の問題については、後述する。

 ここで、図1の構成の詳細説明に入る前に 、直流電圧の脈動許容範囲を大きくすること により、平滑コンデンサ4の容量を小さくし� �る理論的根拠について考察する。

(1)
 電動機5のインダクタンスをL、定格電流をI� ��許容可能な直流電圧の脈動範囲をVとすると 、エネルギー保存則により次式(2)が成り立つ 。
 (1/2)CV^2=(1/2)LI^2・・・(2)
(2)
 例えば、L=10mH、I=10Aとすると、上記式(2)に� �り、脈動範囲Vが20Vの場合はC=2500uFとなる。� �方、脈動範囲Vを280Vとすると、同じく上記式 (2)により、C=13uFとなる。
(3)
 これは即ち、図2(b)に示すように直流電圧の 脈動範囲を大きくすれば、コンデンサ容量を 大幅に小さくし得ることを表している。この ように、理論計算によっても、コンデンサ容 量を小さくできることは明らかである。

 なお、実際には単相交流電源1から補給さ れる電荷により平滑コンデンサ4が充電され� �ため、上記式(2)による算出方法は完全な物� �現象を表している訳でなく、あくまでも概� �計算であることを付言しておく。

 以後は、図1の構成の詳細説明に戻る。

 座標変換手段21は、相電流検出器7a、7bが検� ��した電動機5の相電流を、直交2軸座標系に� �ける電流へ変換する。変換後の直交2軸座標� ��r軸、δ軸と呼び、電圧や電流の添え字にも� ��じ記号を付す。
 本実施の形態1においては、各電流・電圧の 値は、電流指令値25(Ir*、Iδ*)も含めて、このr 軸、δ軸上の値を用いて制御を行う。以後の� ��施の形態についても同様である。
 座標変換手段21が座標変換したr軸、δ軸の� �流値(Ir、Iδ)は、電流制御手段22へ出力され� �。電流制御手段22の構成と動作は、後述の図 5で説明する。

 図3は、出力電圧制限手段23による電圧制限� ��作を説明するものである。
 インバータ主回路部6は、入力される直流電 圧により規定される出力電圧の最大値以上の 電圧を出力することはできない。この出力電 圧の最大値をVlim(図3の点線円弧)とする。
 出力電圧制限手段23は、電動機5に印加する� ��圧の指令値(Vr0、Vδ0)がVlimを上回っている場 合には、スカラー値がVlim以下となるように� �電圧の指令値(Vr0、Vδ0)を修正し、修正後の� �圧値(Vr、Vδ)により、インバータ主回路部6を 制御する必要がある。
 出力電圧制限手段23は、このように電動機5� ��印加する電圧を最大値Vlim以下に制限する役 割を果たす。

 図4は、出力電圧制限手段23の構成を示すも� ��である。
(1)入力
 出力電圧制限手段23は、電動機5に印加する� ��圧の指令値(Vr0、Vδ0)とともに、直流電圧検� ��手段8の出力により規定される上記Vlimの値� �、入力として受け取る。
(2)電圧制限動作
 次に、出力電圧制限手段23は、上記Vlimの値� ��、電圧の指令値(Vr0、Vδ0)のスカラー値を比� ��する。
(3)出力
 スカラー値が上記Vlimの値を上回っている場 合には、電圧の指令値(Vr0、Vδ0)を修正し、修 正後の電圧値(Vr、Vδ)を最終的な電圧として� �力する。
 スカラー値が上記Vlimの値を上回っていない 場合には、電圧の指令値(Vr0、Vδ0)をそのまま (Vr、Vδ)として出力する。
 また、電圧の修正を行った場合には、修正� ��後の差分値(Vr0-Vr、Vδ0-Vδ)=電圧制限量(Vr_rst� ��Vδ_rst)を、電流制御手段22に出力する。

 図5は、電流制御手段22の構成を示すもので� ��る。
 図5(a)はr軸の電流制御、(b)はδ軸の電流制御 を行う構成である。それぞれ同様の構成を有 するため、ここではr軸の電流制御について� �み説明する。

(1)基本構成
 電流制御手段22は、r軸電流の指令値Ir*と、� ��標変換手段21が出力した座標変換後のr軸電� ��値Irとを入力として受け取り、その偏差(Ir*- Ir)を求める。
 次に、求めた偏差に基づき、以下の式(3)に� ��る比例積分制御演算を行い、操作量を求め� ��。
 操作量=Kid×{偏差+(1/Tid)×∫(偏差)dt}・・・(3)
  Kid:比例ゲイン
  Tid:積分ゲイン
 上記式(3)のうちの積分演算は、積分器24a(δ� ��においては積分器24b)により行う。求められ た操作量は、r軸の電圧指令値Vr0として、出� �電圧制限手段23に出力される。

(2)出力電圧制限手段23からのフィードバック� ��用いた演算補正
 電流制御手段22の基本的な構成は上記の通� �であるが、本発明においては、出力電圧制� �手段23からのフィードバックを積分器24aの積 分値に反映した演算補正をさらに行う。
 出力電圧制限手段23において、図3~図4で説� �したような電圧制限動作を行った場合は、� �の電圧制限量Vr_rstが、電流制御手段22にフィ ードバックされる。
 電流制御手段22は、積分器24aの積分値から� �この電圧制限量Vr_rstを減算する補正を行う� �δ軸(積分器24b)についても同様である。
 この理由について、以下に説明する。

 本発明においては、平滑コンデンサ4を小容 量化したため、直流電圧が単相交流電源1の2� ��の周波数で大きく脈動する。そのため、単� ��交流電源1の半周期毎に、インバータ主回路 部6へ入力する直流電圧が大きく低下するこ� �になり、前述の通り、出力電圧制限手段23が 電圧を制限する状況が発生する。
 この場合、電流制御手段22に積分器が存在� �ると、この制限した電圧分だけの誤差が積� �に残存し、積分値に当該誤差の影響が含ま� �、波形が歪んで高調波成分が増加すること� �なる。
 積分誤差の影響を除去する手段として、電� ��制限を行った際は積分演算を停止するよう� ��することも考えられるが(例えば前記特許文 献4)、そうすると、積分制御を再開する際に� ��この誤差が積分内部に残存し、入力電流の� ��調波成分を十分に低減することができない� ��特に単相交流電源1の電圧値が高い場合は、 電圧脈動の瞬時時間変化が大きく、この傾向 が顕著に表れる。
 そこで、本発明においては、積分演算を停� ��するのではなく、積分内部に残存する誤差� ��減算により補正し、上記課題を解決する。
 このように、出力電圧制限手段23が電圧制� �動作を行った場合に、その電圧制限量Vr_rst� �積分器24a(及び積分器25b)から減算することに より、出力電圧誤差による積分誤差を瞬時に 除去できる。
 これにより、入力電流の高調波成分をより� ��果的に低減することができ、積分器24a(及び 積分器25b)の積分演算を停止させる方法より� �、入力電流の高調波成分をより低減するこ� �ができる。

 次に、インバータ主回路部6に流れる電流の 波形が、単相交流電源1の電圧波形と相似形� �になるように制御し、これにより入力電流� �高調波成分を低減することについて検討す� �。
 まずは後述の図6を用いて理論的根拠を考察 し、次いで本実施の形態1における具体的な� �現方法を説明する。

 図6は、図1の構成において、インバータ主� �路部6を仮想電流源30に等価的に置き換えた� �成を示すものである。仮想電流源30と平滑コ ンデンサ4は、並列回路31を構成する。
 平滑コンデンサ4は小容量化されているので 、仮想電流源30の出力電流と、単相交流電源1 の電圧とが同期している条件の下で、並列回 路31は純抵抗とほぼ等価に扱うことができる� ��
 一般に純抵抗回路においては、電圧と電流� ��波形にズレは生じず、双方の波形は同位相� ��なる。即ち、上記条件の下では、入力電流� ��単相交流電源1の電圧と同位相、相似波形の 波形となる。
 単相交流電源1の電圧と同位相、相似波形の 波形には、歪みなどの高調波成分がないため 、入力電流の波形を単相交流電源1の電圧と� �位相、相似波形の波形とすることによって� �入力電流の高調波成分を低減できるのであ� �。

 上記を実現するためには、例えば、電源電� ��情報、電源電圧の位相情報や電源電圧のゼ� ��点、電源電圧の瞬時値、または、直流電圧� ��瞬時脈動電圧などを検出し、インバータ主� ��路部6へ流れこむ電流が単相交流電源1の電� �と相似形になるように電動機5を制御するこ� ��が考えられる。
 即ち、インバータ主回路部6に流れる電流を 検出し、この電流が電源電圧と相似形状にな るよう制御するとよい。
 そこで、本発明では、インバータ主回路6に 入力される電流と出力される電流はキルヒホ ッフの法則から一致することに着眼し、電動 機5のr軸、δ軸電流の両方を単相交流電源1の� ��圧と相似形状に制御することで、等価的に� ��ンバータ主回路部6へ流れこむ電流が単相交 流電源1の電圧と相似形状となるよう構成す� �。
 このように構成することにより、電動機5の 相電流検出器7a、7bで入力電流検出器を代替� �き、単相交流電源1側に入力電流検出器を設� ��る必要がなくなるので、部品点数削減によ� ��電動機駆動装置を安価に構成することがで� ��る。

 次に、電動機5のr軸、δ軸電流の両方を単 相交流電源1の電圧と相似形状に制御するた� �の具体的な構成について説明する。

 制御手段10は、電源位相検出器9が検出した� ��相交流電源1の電源位相に基づき、単相交流 電源1の電圧波形と相似形状の正弦波形を生� �する。
 次に、生成した正弦波形を電流指令値25(Ir*� ��Iδ*)に乗算し、電流制御手段22に渡す。
 このようにすることで、電流指令値25(Ir*、I δ*)は単相交流電源1の電圧と同期して脈動す� ��こととなるので、電動機5に流れる電流も単 相交流電源1の電圧と同期して脈動する。即� �、電動機5のr軸、δ軸電流の両方を単相交流� ��源1の電圧と相似形状に制御することができ 、上記のような制御を実現できるのである。

 なお、δ軸の電流のみ脈動させ、r軸の電流� ��略一定に保つように制御する従来技術も存� ��する。例えば上記特許文献5においては、q� �の電流のみ脈動させ、d軸の電流を略一定に� ��つことが記載されている。
 このように構成した場合、r軸、δ軸ともに� ��動させる本発明よりも電源力率は向上する� ��、30次(電源周波数の30倍の周波数成分)以上� ��高調波電流成分が増加する。
 このような高調波は、法律等の規制により� ��限されている場合があるため、規制適合の� ��点からは、上記従来技術と比較して、本発� ��に優位性がある。本発明によれば、製品バ� ��ツキを含めても、30次以上の高調波電流が� �制値を超えないようにすることが可能であ� �。

 図18は、電動機5の相電流(U相)の実際の波形� ��を示すものである。
 図18においては、単相交流電源1の周波数を5 0Hz、4極の電動機5の回転数を45rpsとした場合� �波形例を示している。
 電動機5に流れる電流は、電動機5の回転数� �周波数成分が基本周波数となるが、その一� �で、上記のように単相交流電源1に同期させ� ��制御を行うため、単相交流電源1の周波数も 電動機5に流れる電流に含まれることとなる� �
 そのため、図18に示すように、電動機5の相� ��流がビートする現象が発生する。ビート現� ��は、電動機5の回転数と単相交流電源1との� �の周波数として発生する。
 図18の例では、整流後の周波数が100Hzである ので、インバータ周波数は90Hz、その差は10Hz� ��なる。
 このように、電源とビートする回転数は、� ��ャンプする手法が一般的である。本発明に� ��いても、コンデンサが削除もしくは極めて� ��容量化されているため、ビートが発生する� ��波数は電動機5の回転数としてジャンプする ものとする。

 本実施の形態1においては、平滑コンデンサ 4の容量は、直流電圧が単相交流電源1の周波� ��の2倍の周波数で大きく脈動する程度に小容 量化するものとした。
 この点、例えば上記特許文献2には、従来の 100分の1程度の小容量コンデンサを用いる旨� �記載されているが、本発明における平滑コ� �デンサ4の容量は、こうした従来のコンデン� ��容量や、その100分の1といった数値により限 定されるものではないことを付言しておく。

 また、本実施の形態1においては、図5に� �すように、電流制御手段22は比例積分制御演 算を行うものとしたが、これに限られるもの ではなく、積分制御を含む制御演算を行うも のであれば、同様の効果を得ることができる 。

 また、本実施の形態1においては、出力電圧 制限手段23が電圧制限動作を行ったときに、� ��の電圧制限量を出力電圧誤差としてフィー� ��バックすることとしたが、出力電圧誤差が� ��じるのはこれに限られるものではない。
 例えば、インバータ主回路部6に用いられる 半導体スイッチング素子には、通流時に飽和 電圧と呼ばれる微小電圧が発生する。また、 スイッチング素子に短絡電流が流れることに よる素子破損を防止するため、短絡防止時間 が設けられている。
 こうした飽和電圧や短絡防止時間も出力電� ��誤差を生じさせ得るため、これらの影響を� ��らかじめ制御手段10内のメモリ等に記憶さ� �ておき、その記憶値に基づいて、減算補正� �行うように構成してもよい。
 さらには、飽和電圧は電動機5に流れる電流 に応じたテーブルとして記憶するように構成 することもできるし、短絡防止時間も脈動す る直流電圧に応じた値として記憶するように 構成することもできる。

 また、本実施の形態1においては、平滑コン デンサ4を小容量化して構成したが、同様に� �イル2も小インダクタンスのものを用いるこ� ��が好ましい。例えば、平滑コンデンサ4とコ イル2からなる共振周波数が、単相交流電源1� ��周波数の40~50倍以上程度となるようにする� �とが望ましい。
 さらには、平滑コンデンサ4を設けない構成 であっても、本実施の形態1と同様の効果を� �することを付言しておく。

 以上のように、本実施の形態1によれば、
 制御手段10は、
 電動機5に印加する電圧のスカラー値が、整 流手段3が出力する直流電圧により規定され� �最大出力電圧以下となるように制限する出� �電圧制限手段23を有し、
 出力電圧制限手段23の電圧制限量(Vr_rst、Vδ_ rst)を、制御手段10にフィードバックするので 、
 平滑コンデンサ4を小容量化したため直流電 圧が大きく脈動する構成において、インバー タ主回路部6の電圧を適切に制御できるとと� �に、その制御状態をフィードバックするこ� �により、制御演算における急激な値変動を� �避し、入力電流波形の歪みを回避して高調� �成分の増加を抑制することができる。

 また、制御手段10は、
 電動機5に流す電流指令値25を受け取り、電� ��指令値25に基づいて、電動機5に印加する電� ��の指令値(Vr0、Vδ0)を出力する電流制御手段2 2を有し、
 出力電圧制限手段23は、
 電流制御手段22より電圧の指令値(Vr0、Vδ0)� �受け取り、電圧の指令値(Vr0、Vδ0)のスカラ� �値を算出して、
 当該スカラー値が、整流手段3が出力する直 流電圧により規定される最大出力電圧を上回 っている際には、電動機5に印加する電圧を� �限するので、
 平滑コンデンサ4を小容量化したため直流電 圧が大きく脈動する構成において、電流指令 値25の値を電動機5への印加電圧の制御に反映 できるとともに、直流電圧の脈動に応じた適 切な電圧制御を実現できる。

 また、電動機5に流れる相電流を検出する相 電流検出器7a、7bを設け、
 電流制御手段22は、
 電流指令値25と、相電流検出器7a、7bの出力� ��に基づいて、電動機5に印加する電圧の指令 値(Vr0、Vδ0)を出力するので、
 電動機5に流れる相電流と、電流指令値25と� ��比較して、両者の値を近づけるように制御� ��算を行うことができる。

 また、電流制御手段22は、積分器24a、24bを� �し、
 電圧の指令値(Vr0、Vδ0)を出力する際には、� ��分器24a、24bを用いて積分制御を含む制御演� ��を行って、電圧の指令値(Vr0、Vδ0)を算出し� ��
 出力電圧制限手段23は、
 電流制御手段22に電圧制限量(Vr_rst、Vδ_rst)� �フィードバックし、
 電流制御手段22は、
 積分器24a、24bの出力から、出力電圧制限手� ��23よりフィードバックを受けた電圧制限量(V r_rst、Vδ_rst)を減算するので、
 積分制御を行う際に、電圧の指令値(Vr0、Vδ 0)と実際の出力電圧(Vr、Vδ)との誤差を積分演 算から除去でき、演算後の波形の歪みを回避 できる。これにより入力電流波形の歪みを回 避し、高調波成分を効果的に低減することが できる。

 また、出力電圧制限手段23は、
 電圧の指令値(Vr0、Vδ0)のスカラー値が、整� ��手段3が出力する直流電圧により規定される 最大出力電圧よりも大きい場合のみ、
 出力電圧の制限を行うとともに電圧制限量( Vr_rst、Vδ_rst)を電流制御手段22にフィードバ� �クし、
 電流制御手段22は、
 出力電圧制限手段23より、電圧制限量(Vr_rst� ��Vδ_rst)のフィードバックを受けた場合のみ� �積分器24a、24bの出力から前記減算を行うの� �、
 積分演算の誤差を適切に除去できるととも� ��、減算補正が不要なときは行わないように� ��ているので、演算効率の面からも好ましい� ��

 また、電流制御手段22は、
 電動機5に流れる電流の波形が、単相交流電 源1からの交流電圧の波形と相似形状になる� �うに、電圧の指令値(Vr0、Vδ0)を出力するの� �、
 入力電流が単相交流電源1の電圧と同位相、 相似形状の波形となり、入力電流の高調波成 分を低減することができる。

 また、単相交流電源1の位相を検出する電源 位相検出手段9を設け、
 制御手段10は、
 電源位相検出手段9が検出した単相交流電源 1の位相を基に、単相交流電源1からの交流電� ��の波形と相似形状の正弦波形を生成し、
 当該正弦波形を電流指令値25に乗算して、� �流制御手段22に出力するので、
 電動機5の相電流検出器7a、7bで入力電流検� �器を代替でき、単相交流電源1側に入力電流� ��出器を設ける必要がなくなるので、部品点� ��削減により電動機駆動装置を安価に構成す� ��ことができる。

 また、制御手段10は、
 相電流検出器7a、7bが検出した電動機5の相� �流を直交2軸座標系に変換する座標変換手段2 1を有し、
 座標変換手段21は、
 座標変換後の電流値(Ir、Iδ)を電流制御手段 22に出力し、
 電流制御手段22は、
 座標変換後の電流指令値25と、座標変換手� �21の出力とに基づいて、座標変換後の2座標� �双方の電圧指令値(Vr0、Vδ0)を出力するので� �
 製品バラツキを含めても、30次以上の高調� �電流が規制値を超えないようにすることが� �能であり、高調波電流に対する規制適合の� �点から望ましい。

 また、平滑コンデンサ4と単相交流電源1の� �にコイル2を設け、
 平滑コンデンサ4とコイル2とによる共振周� �数が、単相交流電源1の周波数の41倍以上と� �るように構成したので、
 コイル2自体も小型化でき、装置全体の小型 化等にも寄与する。

実施の形態2.
 図7は、本発明の実施の形態2に係る電動機� �動装置の回路ブロック図である。
 図7においては、制御手段10は、電流指令生� ��手段26を有している。
 電流指令生成手段26は、速度指令、磁束指� �、座標変換手段21の出力、出力電圧制限手段 23の出力、及び電源位相検出器9の出力を受け 取り、電流指令値25(Ir*、Iδ*)を出力する。
 その他の構成は実施の形態1と同様であるた め、同じ記号を付して説明を省略する。

 本実施の形態2においても、実施の形態1と� �様に、インバータ主回路部6に印加する直流� ��圧が脈動により低下するため、電動機5に印 加する電圧を制限しなければならない場合が ある。
 このような場合に対応する技術として、弱� ��界磁制御により電動機5に印加する電圧を低 下させるものがある(例えば上記特許文献1)。 これは、電動機5の回転子により発生する界� �を固定子から出力される界磁で弱めるもの� �ある。
 しかし、電動機5の固定子に回転子の界磁を 弱めるような電流を新たに流す必要があるた め、効率悪化の懸念がある。
 そこで、本実施の形態2においては、電動機 5に印加する電圧を制限しなければならない� �合において、回転子の界磁を弱めるための� �流を新たに流すように制御するのではなく� �r軸電流を適切に制御して、弱め界磁動作が� ��然に行われるようにする。
 このように制御することで、界磁を弱める� ��め固定子に流す電流を最小限に抑えること� ��でき、効率悪化の懸念を低減できる。

 上記のような制御を行うため、本実施の形� ��2においては、電動機5の総磁束量を一定値� �保つような制御を行う。なお、ここでの総� �束とは、電動機5の固定子側から発生する磁� ��と、回転子側から発生する磁束との合成ベ� ��トルのことを言う。
 ここでは、まず電動機5の総磁束量を一定に 保つように制御する手順について説明し、そ の後に本実施の形態2における具体的な構成� �説明する。

(1)総磁束量を一定に保つ制御手順
 ファラデーの法則より、総磁束の変化率dφ/ dtは、電動機5に印加される印加電圧と、電動 機5の相抵抗による電圧降下分との差分に等� �い。
 電動機5に印加される印加電圧は、インバー タ主回路部6から出力される出力電圧(Vr、Vδ)� ��同義である。
 電動機5の相抵抗による電圧降下分は、相抵 抗Rと、r軸、δ軸の電流(Ir、Iδ)から求めるこ� ��ができる。
 ここで、総磁束量を一定に保つことは、総� ��束が変化しないこと、即ち総磁束の変化率d φ/dtを0に保つことと等価であるから、以下の 式(4)が成り立つ。
 dφ/dt=(電動機5の印加電圧)-(電動機5の相抵抗 による電圧降下分)
      =0
 即ち、
 φ=∫(電動機5の印加電圧ー電動機5の相抵抗� ��よる電圧降下分)dt
  =const・・・(4)
 したがって、電動機5の印加電圧(Vr、Vδ)が� �下した際に、r軸、δ軸の電流(Ir、Iδ)をこれ� ��合わせて制御することにより、電動機5の総 磁束量を一定に保つことができるのである。
 弱め界磁動作に関連するのはr軸の電流であ るから、直流電圧の脈動により電動機5の印� �電圧が低下した際にIrを制御するように構成 することで、自然に弱め界磁動作が実現され ることとなる。

(2)本実施の形態2における具体的な構成
 図8は、電流指令生成手段26の構成を示すも� ��である。
 電流指令生成手段26は、磁束指令、出力電� �制限手段23が出力する(Vr、Vδ)の値、及び座� �変換手段21が出力する(Ir、Iδ)の値を入力と� �て受け取る。
 次に、上記計算方法により、電動機5の総磁 束演算値を求める。
 次に、磁束指令と総磁束演算値との差分に� ��づき比例積分制御演算を行い、電動機5の総 磁束量を一定に保つように、r軸の電流指令� �Ir*を出力する。なお、相抵抗Rは既知である� ��のとする。
 このようにr軸の電流指令値Ir*を出力するこ とで、直流電圧の脈動により電動機5の印加� �圧が低下した際にIrが上記式(4)を満たすよう に制御され、自然に弱め界磁動作が実現され ることとなる。

 なお、実施の形態1と同様に、電流指令値Ir* は単相交流電源1と同期して脈動するように� �御されるため、電流指令値Ir*を出力する際� �は、電源位相の検出値が反映される。
 図8の(a)は、比例積分制御演算を行った後に 電源位相を反映させる構成であり、この場合 は総磁束が一定になるように制御される。
 図8の(b)は、磁束指令に電源位相を乗算した 後に比例積分制御を行う構成である。この場 合は、制御基準値である磁束指令自体が脈動 しているため、総磁束の平均値が一定になる ように制御されることとなる。

 図9は、電動機5の総磁束が脈動する様子を� �す図である。
 図9に示すように、総磁束は直流電圧の脈動 に同期して脈動する。したがって、図8(a)の� �うに総磁束が一定になるように構成するだ� �でなく、図8(b)に示すように総磁束の平均値� ��一定になるように脈動するようにr軸電流指 令を出力するように構成しても、同一の効果 を奏する。

 図10は、磁束指令を電動機5の回転数に応じ� ��変更する際の両者の対応関係を示す図であ� ��。
 一般に、電動機5の回転速度が高速になるに つれて、電動機5に流す電流を増加させても� �転速度が上がりにくくなる現象が発生する� �そのため、弱め界磁制御を行って回転子の� �磁を弱め、さらに回転速度を上昇させるこ� �が一般的である。
 このような高速回転領域においても、上記� ��ように弱め界磁動作が自然に行われるよう� ��することが、運転効率の観点から好ましい� ��
 そこで、図10に示すように、電動機5の回転� ��が上がるにつれて、磁束指令を低減させる� ��とにより、一定に保つ総磁束量もこれに伴� ��て低下させる。これにより、弱め界磁動作� ��自然に実現されるので、電動機5の効率良い 運転を実現できる。
 ただし、総磁束を低減し過ぎると、電動機5 の運転そのものに支障を来たすので、図10に� ��すように磁束指令に所定の下限値を設ける� ��とが望ましい。

 次に、電動機5からの回生エネルギーによ り、入力電流の高調波成分が増加する現象へ の対策について説明する。

 図11は、電動機5が回生動作したときの直流� ��圧波形と入力電流波形を示すものである。
 電動機5に流れる電流は、単相交流電源1の� �圧と同期した相似形状となるように制御し� �いるため、単相交流電源1の電圧のゼロクロ� ��付近にて、電動機5の出力トルクが正から負 へ変化することがある。
 これは、電動機5が力行運転から回生運転に 変化したことを意味し、平滑コンデンサ4は� �動機5からの回生エネルギーにより充電され� ��。
 平滑コンデンサ4が電動機5からの回生エネ� �ギーにより充電されると、ダイオードで構� �された整流手段3は回生機能を有さないため� ��単相交流電源1からの入力電流が途絶える。 図11下図の、入力電流波形が平坦になってい� ��部分がこれに相当する。
 図11に示すとおり、入力電流に不通流期間� �発生することにより、入力電流波形に歪み� �生じ、入力電流の高調波成分が増加する。
 したがって、電動機5からの回生エネルギー を低減することにより、入力電流に高調波成 分が生じることを抑制できる。具体的な方法 は、次の図12で説明する。

 図12は、r軸の電流指令値Ir*にオフセットを� ��たせた例を示すものである。
 図12において、単相交流電源1の電圧のゼロ� ��ロス付近でr軸の電流指令値Ir*が高いことは 、図11の入力電流の不通流期間において、回� ��動作方向に相当する電流が高いことを意味� ��る。
 本実施の形態2においては、最小限の弱め界 磁電流にて電動機5を駆動しているため、単� �交流電源1のゼロクロス付近で、電動機5の回 生動作が発生する。
 そこで、単相交流電源1のゼロクロス点に相 当する位相において、r軸の電流指令値Ir*に� �定のオフセットを設ける。
 このように構成することにより、単相交流� ��源1の電圧のゼロクロス付近において、回生 動作方向の電流を低減することとなるので、 単相交流電源1のゼロクロス直後に発生する� �動機5の回生動作を抑制することができ、入� ��電流の高調波成分を抑制することが可能と� ��る。

 具体的には、r軸の電流指令値Ir*に、以下の ような演算補正を行うことで、上記のような ゼロクロス付近でのオフセットを与えること ができる。
(1)まず、Ir*の振幅(上限と下限の差)を所定の� ��合で減少させる。
(2)次に、Ir*全体をオフセットする。
(3)単相交流電源1のピーク点において、オフ� �ット前後の値が一致するように、オフセッ� �の値を調整する。

 このように構成することにより、回生エ� ��ルギーによる直流電圧の上昇を抑制でき、� ��ランプ回路やサージアブソーバー等を設け� ��とも、これらを設けた構成と同等の信頼性� ��確保できる。

 次に、電源位相検出器9の検出値に基づく サンプリング精度が入力電流の高調波成分に 及ぼす影響と、それに対する対策について、 図13を用いて説明する。

 図13は、実際の電源位相の波形と、電源位� �検出器9の検出値に基づくサンプリングによ� ��生成された演算位相の波形を示すものであ� ��。太線が電源位相、細線がサンプリングし� ��生成した位相の波形である。
 図13(a)は、通常のサンプリング動作による� �形を示すものである。
 通常のサンプリングでは、次回のサンプリ� ��グを行うまでの間は前回のサンプリング値� ��そのまま演算に使用するため、演算位相は� ��際の電源位相に対して必ず遅れてしまう。� ��れは、いかにサンプリング周波数を高速に� ��ても、サンプリングを行う限りは必ず発生� ��るものである。
 本発明においては、電動機5に流れる電流を 、単相交流電源1と相似形状に制御すること� �より、入力電流の高調波成分の低減と電動� �駆動の制御を両立するものであるため、単� �交流電源1の位相情報の精度、即ち、電源位� ��検出器9の検出値に基づき脈動指令を生成す る精度が、入力電流の高調波成分対策に大き く寄与する。

 図13(b)は、サンプリングした時点で、サン� �リング周期の2分の1周期分だけ位相を進ませ るように補償した波形を示すものである。
 図13(b)に示すように、サンプリング周期の1/ 2周期分の位相を進ませると、サンプリング� �平均値は実際の電源位相とほぼ一致する。
 このような構成は、ソフトウェアのみで実� ��きるため、コストアップも最小ですみ、非� ��に安価に入力電流の高調波対策を実現する� ��とができる。

 本実施の形態2においては、図8で比例積� �制御によりr軸の電流指令値を演算する例を� ��したが、これに限られるものではなく、磁� ��指令と総磁束演算値を一致させる制御であ� ��ば、任意の方法を用いることができ、同様� ��効果を奏する。

 また、図10では磁束指令を直線的に低減� �る例を示したが、2次曲線や指数関数的に低� ��させるようにしてもよい。

 また、本実施の形態2においては、電動機5� �らの回生エネルギーを抑制することにより� �入力電流の高調波成分を低減する構成につ� �て説明したが、電動機5の仕様を適切に設計� ��ることによっても、同様の効果が期待でき� ��。
 例えば、電動機5が埋め込み型永久磁石(Inter ior Permanent Magnetic:IPM)モータである場合を考� ��る。
 IPMモータにおけるトルクは、磁石トルクと� ��インダクタンスによるリラクタンストルク� ��あり、次式(5)で表される。
 式(5)の第1項は磁石トルク、第2項はリラク� �ンストルクを表す。両項の総和によりIPMモ� �タのトルクが定まる。
 回生エネルギーは、電動機5の回転子の磁石 が回転して誘起電圧を生ずることにより発生 するため、電動機5の設計において、上記式(5 )の第2項(=リラクタンストルク)の割合を高め� ��設計とすることにより、合計トルクを落と� ��ことなく、磁石の回転により生ずる誘起電� ��の影響を低減できる。
 例えば、電動機の誘起電圧定数をφ[V/rad/s]� �すると、電動機5の設計において、
 φ≦20×(Lq-Ld)・・・(6)
の関係を満たすように設計することができる 。これは、上記式(5)において、合計トルクに 占めるリラクタンストルクの割合を高めるこ とに相当する。
 このように電動機5を構成することで、回生 エネルギーによる直流電圧の上昇を抑制でき 、前記と同様に、クランプ回路やサージアブ ソーバー等を設けずとも、これらを設けた構 成と同等の信頼性を確保できる。
 なお、d軸とq軸のインダクタンスによるリ� �クタンストルクや磁石トルクの存在しない� �動機においては、上記式(6)が成立しないた� �、上記式(6)を適用する電動機5の対象として� ��外する必要がある。例えば誘導電動機は、� ��記式(6)の適用対象外になると考えられる。

 また、図13においては電源位相をサンプ� �ングした位相を進み補償したが、電動機5の� ��転位相角度を進み補償することによっても� ��同様の効果を奏する。

 以上のように、本実施の形態2によれば、
 制御手段10は、
 電動機5の総磁束量を一定に保つように、電 動機5に流す電流指令値25を算出し、電流指令 値25に基づいて、電動機5に印加する電圧の指 令値(Vr0、Vδ0)を算出するので、
 電動機5に印加する電圧(Vr、Vδ)を制限しな� �ればならない場合において、r軸電流を適切� ��制御して、弱め界磁動作が自然に行われる� ��うにし、界磁を弱めるため固定子に流す電� ��を最小限に抑えて、効率悪化の懸念を低減� ��きる。

 また、制御手段10は、
 電動機5の磁束の指令値を受け取り、電動機 5の総磁束量を一定に保つように、電流指令� �25を算出する電流指令生成手段26を有し、
 電流指令生成手段26は、
 電動機5の相抵抗Rと、電動機5の相電流とに� ��づいて、相抵抗Rによる電圧降下分を算出し 、
 電動機5に印加する電圧(Vr、Vδ)と、電圧降� �分との差分に基づき、総磁束量を算出する� �で、
 電動機5の総磁束量を演算により算出でき、 演算結果に基づき、自然に弱め界磁動作が行 われるように制御できるので、センサ等を新 たに設ける必要がなく、コスト面で有利であ る。

 また、電動機5の回転速度が高速になるに従 い、電動機5の磁束の指令値を低減させるの� �、高速回転領域においても、効率よく弱め� �磁動作を実現することができる。
 また、電動機5の磁束の指令値に所定の下限 値を設けたので、極端な弱め界磁動作により 電動機5の動作に支障を来たすことはない。

 また、電流指令生成手段26は、電流指令値25 を算出する際には、
 電流指令値25の振幅を所定の割合で減少さ� �るとともに、所定の値でオフセットさせ、� �相交流電源1のピーク点に相当する位相にお� ��て、オフセットさせる前と同じ指令値とな� ��ように、電流指令値25を演算補正するので� �
 回生動作方向の電流を抑制して、単相交流� ��源1のゼロクロス直後に発生する電動機5の� �生動作を抑制することができ、入力電流の� �調波成分を抑制することが可能となる。

 また、制御手段10は、
 単相交流電源1の位相の検出値、又は電動機 5の回転位相の検出値を、
 制御手段10のサンプリング周期の2分の1に相 当する位相角度分だけ進み補償するので、
 単相交流電源1の位相情報の精度を、ソフト ウェアによる演算補正により小コストで向上 させることができ、非常に安価に入力電流の 高調波対策を実現することができる。

 また、上記式(6)の条件を満たす電動機5とす ることにより、
 回生エネルギーによる直流電圧の上昇を抑� ��でき、クランプ回路やサージアブソーバー� ��を設けずとも、これらを設けた構成と同等� ��信頼性を確保できる。

実施の形態3.
 図14は、本発明の実施の形態3に係る電動機� ��動装置の回路ブロック図である。
 図14においては、制御手段10は、位置推定手 段27を有している。
 位置推定手段27は、座標変換手段21の出力、 及び出力電圧制限手段23の出力を受け取り、� ��動機5の通電位相及び回転速度を推定する。
 その他の構成は実施の形態2と同様であるた め、同じ記号を付して説明を省略する。

 ここでは、まず始めに電動機5の通電位相 及び回転速度を推定する際における一般的な 課題を説明し、次に本実施の形態3における� �置推定手段27の具体的な動作について説明す る。

 例えば、電動機5が永久磁石モータである場 合には、可変速運転をする際に、回転子の磁 極位置に応じて固定子に巻線に電流を流して トルクを制御する。そのため、ロータリーエ ンコーダなどの位置センサを電動機5に取り� �ける必要がある。
 しかし、信頼性やコストなどの観点から、� ��ンサレスにて制御を行う方法が種々提案さ� ��ている。本実施の形態3は、位置推定手段27� ��より電動機5の回転子の位置を推定してセン サレス制御を実現する一方式を提案するもの である。

 一般に、電動機5は次式(7)に示される電圧電 流方程式によりモデル化される。
 上記式(7)で表される電動機モデルと、実際� ��電動機に流れる電流および印加電圧から、� ��デル上の理想値と電動機5の現実値との差異 がわかるので、この差異を低減するように速 度および位置を推定する。
 このように、電動機5への印加電圧を位置推 定手段27で使用する場合、実施の形態1にて説 明した出力電圧誤差を以下に低減できるかが 課題となる。

 例えば、起動初期の極低速回転領域(最大回 転数の1/20以下程度)において、実施の形態1で 説明した通り、インバータ主回路部6に使用� �る半導体や短絡防止時間の影響から、実際� �インバータ主回路部6が出力する電圧と、制� ��手段10が指示する指令電圧(Vr、Vδ)とが、完� ��には一致しない。
 この場合、推定する速度や位置に演算誤差� ��発生し、円滑な駆動動作を実現できないこ� ��がある。
 本実施の形態3における位置推定手段27によ� ��ば、平滑コンデンサ4を小容量化したために 直流電圧が脈動する条件下においても、電動 機5を円滑に起動し、かつ電動機位置センサ� �ス駆動を実現することができる。

 次に、本実施の形態3における位置推定手 段27の具体的な動作について説明する。

 電動機5を停止状態から起動する場合、起動 初期の極低速回転領域においては、開ループ による制御を行う。
 ここでの開ループとは、座標変換手段21の� �作に際して、位置推定手段27の出力を用いず に動作を行うことを言う。即ち、位置センサ を用いず、位置推定も行っていないため、電 動機5の回転子位置に応じた通電ではない状� �での運転となる。
 電動機5に対し、起動のための必要に応じた 電圧および周波数を印加することにより、電 動機5は開ループに引き込まれるように回転� �作を始める。あくまでも開ループ制御であ� �ため、瞬時負荷トルクや急加速には追従で� �ないが、起動直後の極低速回転時であれば� �開ループで充分に動作できる。

 次に、このように開ループで回転している� ��態から、電動機5が一定の回転速度に達した 段階で、閉ループでの回転状態へ切換える。 閉ループとは、インバータ主回路部6の出力� �圧および電動機5の相電流から位置を推定し� ��推定した位置で、インバータ主回路部6の出 力電圧および電動機5の相電流を座標変換す� �ことを意味する。
 閉ループにおいては、位置センサを用いる� ��わりに位置推定手段27による回転子位置の� �定を行うため、電動機5の回転子(推定)位置� �応じた通電状態での運転となる。

 一般に、電動機5の極低速回転領域において は、相電流検出器7a、7bから得られる信号が� �弱となるため、電動機5の正確な位置推定が� ��常に難しい。
 上記のように、極低速回転領域においては� ��ループ制御を行い、回転速度が一定以上に� ��した段階で閉ループ制御に切り替えること� ��より、円滑な制御動作を行うことができる� ��である。
 ただし、制御方法を急峻に切り替えること� ��より、制御値が不連続な値となり、制御が� ��安定となるおそれがある。
 以下に、上記の課題を解決する方法につい� ��説明する。

 図15は、開ループで動作している状態から� �ループへ動作を切換えるタイミングを示す� �形図である。
 開ループでは、電動機5の回転子位置に応じ た通電ではないため、インバータ主回路部6� �ら出力される位相(図15の制御軸)に対し、回� ��子の位相(図15のモータ軸)は遅れ位相で追従 している。

 次に、出力電圧誤差が位置及び速度の推定� ��影響しない回転数まで電動機5を加速し、次 式(8)に示す一般的な電動機5の電圧電流方程� �により、制御軸とモータ軸との間の差分角� �△θを求める。

 次に、上記式(8)で求めた△θを用いた演算� �正について説明する。
 図15の開ループから閉ループに切り替える� �点においては、上述の通りインバータ主回� �部6から出力される位相(図15の制御軸)と、回 転子の位相(図15のモータ軸)とは一致してい� �い。即ち、推定により求める位相と、実際� �通電位相とが、この時点では一致しないこ� �になる。
 そこで、両者の差分角度△θを減算した通� �位相より、閉ループ制御を開始する。閉ル� �プ制御の開始時点で制御軸の位相とモータ� �の位相を一致させておけば、以後は位置推� �手段27による推定位置に基づいた制御が可能 となる。
 このように、上記式(8)で求めた差分角度△� �を減算した位置から閉ループを開始するの� �、図15の切替時点においては、制御軸の位相 が急峻に変化することとなるのである。

 図16は、出力電圧が同じ場合の開ループ上� �制御軸(ro-δo)から見た場合の電圧(Vro、Vδo)と 、閉ループ上の制御軸(rn-δn)から見た場合の� ��圧(Vro、Vδo)を比較するベクトル図である。
 図15の切り替え時点に示すように、制御軸� �切換え時に大きく変化するため、出力して� �る電圧や流れている電流の値が、制御軸上� �大きく変わることとなる。電流に関しても� �様である。
 このように、軸の切り換えにより電流や電� ��が大きく変動すると、電流制御手段22や電� �指令生成手段26の内部に積分器を使用してい る場合、急峻な変動により制御が破綻する危 険がある。

 そこで、△θの差分だけ制御軸上の電圧、� �流を読み変え、制御軸が切り替わってもイ� �バータ主回路部6の出力電圧や電動機5の相電 流が連続となるようにして、円滑に座標軸を 切換える。
 読み替えは下記式(9)を用いて行い、閉ルー� ��制御を開始するために読み替えたr軸、δ軸� ��電圧、電流にて積分器を初期化する。
 このように積分器を初期化することにより� ��図15の切り替え時点に示すように制御軸を� �峻に切り替えても、インバータ主回路部6の� ��力電圧や電動機5の相電流の連続性が保たれ 、円滑な制御動作を継続することができる。

 以上のように、開ループ時の制御軸と電� ��機の回転軸との軸偏差を初期値にした閉ル� ��プ制御へ切換えることにより、直流電圧が� ��動する小容量コンデンサ専用の位置センサ� ��ス制御ではなく、如何なる位置センサレス� ��式であっても、円滑に開ループ駆動から閉� ��ープの位置センサレス駆動に切換えること� ��実現できる。

 さらに、開ループから閉ループへの制御� ��の切換え時における電圧電流の軸の読み替� ��、およびその値を制御に使用している積分� ��の初期値として閉ループの位置センサレス� ��動を開始することにより、直流電圧が脈動� ��る小容量コンデンサ専用の位置センサレス� ��御ではなく、如何なる位置センサレス方式� ��あっても、電動機5を駆動しつつ入力電流の 高調波成分を低減できる制御を実現できる。

 図17は、開ループから閉ループに制御を切� �替える際の、r軸、δ軸の電流指令値を示す� �のである。
 電流指令生成手段26の積分器には、読み変� �た軸の電流値が初期値として入力される。� �かし、開ループ制御では過励磁状態で電動� �5が動作しているため、開ループから閉ルー� ��に制御を切り替えた時点では、磁束成分軸� ��あるr軸は過剰電流となっている。

 例えば、電動機5が永久磁石電動機の場合、 一般的にr軸電流を負にすることで弱め界磁� �作を実現できる。
 そこで、図17に示すように、r軸の電流指令� ��を切換え時に0とするとともに、電流の連続 性を保つため、δ軸の電流指令値を開ループ� ��の電流のスカラー値とする。
 これにより電動機5に流れる電流が瞬時に低 減され、閉ループによる位置センサレス制御 への移行を瞬時に完了することができる。

 また、r軸の電流指令値は0とし、δ軸の電流 指令値は、例えば開ループ時の電流スカラー 値の75%の値としてもよい。
 これは、電流の連続性から見ると瞬時に電� ��が大きく変動しているが、そもそも開ルー� ��時の電流指令は0であり、したがって開ルー プ制御を行っている期間は、過励磁状態にあ ることを考慮したものである。
 過励磁状態であるため、r軸側を0としてい� �ので、δ軸側も多少励磁状態が和らぐよう電 流指令を低減する方が、閉ループでの加速時 のリップルを抑制できる。そこで、上記のよ うに、δ軸の電流指令値を、開ループ時の電� ��スカラー値の75%の値とすることが有効な措� ��となる。

 以上のように、開ループから閉ループへ� ��換えた時の電流における軸の読み替え値を� ��流指令の初期値に設定する際、電動機5が過 励磁状態で動作している点に着目し、電流指 令値の初期値を読み替え値より小さくして初 期値を設定するので、閉ループへの移行を円 滑即速やかに行うことができ、かつ、閉ルー プによる位置センサレス駆動の加速を速度リ ップルさせずに加速することが可能になる。

 なお、式(1)に示されるとおり、電動機5が永 久磁石電動機の場合、r軸の値にδ軸の値が影 響し、δ軸の値にr軸の値が影響するという、 いわゆる相互干渉が発生する。
 相互干渉が発生すると、制御が不安定にな� ��ため、これら相互干渉を抑制するように、� ��流制御手段22の出力に補償するよう構成す� �こともできる。このように構成しても、本� �明の効果が損なわれることはないことを付� �しておく。

 以上のように、本実施の形態3によれば、
 制御手段10は、
 電動機5に流れる電流と、電動機5に印加す� �電圧とから、電動機5の回転位相を推定する� ��置推定手段27を有し、
 座標変換手段21は、
 電動機5の起動時には、電動機5の相電流に� �づいて座標変換を行う開ループ動作を行い� �
 電動機5が所定の回転速度に到達した後は、 位置推定手段27により推定した位相で座標変� ��を行う閉ループ動作を行うので、
 センサレス制御の難しい極低速回転領域に� ��いては開ループ制御を行い、回転速度が一� ��以上に達した段階で閉ループ制御に切り替� ��ることにより、円滑な制御動作を行うこと� ��できる。

 また、座標変換手段21は、
 位置推定手段27により推定した位相で座標� �換を開始する際には、
 電動機5への印加電圧を座標変換した後の位 相と、電動機5の回転位相との差分値を演算� �より求め、
 当該差分値で、座標変換を開始する前の回� ��座標角度を補正するので、
 開ループから閉ループに制御を切り替える� ��の値の不連続性を補正でき、開ループ制御� ��閉ループ制御を併用することによる不具合� ��解消できる。

 また、制御手段10、又は制御手段10が有する 各手段が、積分制御を含む制御演算を行う場 合において、
 座標変換手段21が、位置推定手段27により推 定した位相で座標変換を開始する際には、
 電動機5への印加電圧を座標変換した後の電 圧又は電流を、前記差分値に基づいた回転行 列により読み替える演算を実施し、
 当該読み替え後の電圧又は電流を用いて、� ��分制御を行う演算器を初期化するので、
 開ループから閉ループに制御を切り替える� ��に、積分制御が破綻する危険を回避でき、� ��定した制御演算を行うことができる。

 また、前記読み替え後の電流を用いて、積� ��制御を行う演算器を初期化する際には、
 電流指令値25のうち、磁束軸に相当する成� �を0に設定し、
 トルク軸に相当する成分を、積分器の初期� ��前における電流のスカラー値に設定するの� ��、
 電動機5に流れる電流が瞬時に低減され、閉 ループの位置センサレスへの移行を瞬時に完 了することができる。
 また、r軸の電流指令値は0とし、δ軸の電流 指令値は、例えば開ループ時の電流スカラー 値の75%の値とすることにより、閉ループでの 加速時のリップルを抑制できる。

 また、制御手段10は、
 電動機5の軸同士の干渉成分を、電流制御手 段22の出力に補償するように制御するので、� ��互干渉の発生を抑制でき、制御の安定性が� ��す。

実施の形態4.
 本発明の実施の形態4に係る圧縮機は、実施 の形態1~3に示した電動機の駆動装置を用いて 電動機を駆動し、その電動機を用いて圧縮機 を駆動するものである。
 これにより、例えば本実施の形態4に係る圧 縮機を空気調和機に用いた場合、平滑コンデ ンサ4の小容量化ないしは平滑コンデンサ4自� ��を設けないことにより、装置全体を小型化� ��することができ、省スペース・低コスト化� ��どに資する。
 また、入力電流の高調波成分を低減するこ� ��ができるので、空気調和機を設置しようと� ��る場所において高調波電流の規制が設けら� ��ている場合に、当該規制に適合した空気調� ��機を提供することができる。

 なお、以上の各実施の形態1~4の電動機駆動� ��置を構成している要素のうち、用語「手段� ��として表したものは、実際にはそれらに対� ��する装置、機器、回路、プログラム、又は� ��ログラムとCPU等から構成することができる� ��