SCHLECHTINGEN, Peter (Nürsche Str. 9, Morsbach, 51597, DE)
BECKER, Jürgen (Neudieringhauser Strasse 18 c, Gummersbach, 51645, DE)
BRESLAWSKI, Dirk (Elisentalstrasse 33, Windeck, 51570, DE)
JACOB, Lothar (Nürsche 17, Morsbach, 51597, DE)
SCHLECHTINGEN, Peter (Nürsche Str. 9, Morsbach, 51597, DE)
BECKER, Jürgen (Neudieringhauser Strasse 18 c, Gummersbach, 51645, DE)
BRESLAWSKI, Dirk (Elisentalstrasse 33, Windeck, 51570, DE)
| Patentansprüche 1. Elektrische Schaltung zum Schalten und/oder Dimmen von Lasten (1) umfassend mindestens ein ansteuerbares elektronisches Schaltelement (M1 , M2) zur Erzeugung eines die Last (1 ) schaltenden Schaltsignals, das mit einer Spannungsversorgung (2) und einer Last (1 ) verbunden ist und das einen nutzerseitig veränderbaren Parameter zur Beeinflussung des die Last (1 ) schaltenden Schaltsignals aufweist, dadurch gekennzeichnet, dass die Schaltung ein erstes RC-Netzwerk (3) zur Dämpfung der Flankensteilheit des Schaltsignals aufweist und dass die Schaltung einen Schaltungsteil (8) zur Abschaltung des Schaltelementes (M1 , M2) bei Überschreitung eines Schwellwertes aufweist, der eine schaltungstechnische Nachbildung des Impulswärmewiderstandes des Schaltelementes (M1 , M2) umfasst. 2. Elektrische Schaltung nach Patentanspruch 1 , dadurch gekennzeichnet, dass das erste RC-Netzwerk (3) mit einem Kondensator (C1) parallel zu einer Gate-Drain-Strecke des Schaltelementes (M1 , M2) angeordnet ist. 3. Elektrische Schaltung nach einem der vorhergehenden Patentansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass das erste RC- Netzwerk (3) aus zwei Kapazitäten (C1 , C2) und zwei Widerständen (R2, R3) besteht, die miteinander verschaltet sind. 4. Elektrische Schaltung nach einem der vorhergehenden Patentansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass der Schaltungsteil (8) einen Multipizierer (4), ein zweites RC-Netzwerk (5) und einen Komparator (U2) aufweist. 5. Elektrische Schaltung nach einem der vorhergehenden Patentansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass in dem Multiplizierer (4) eine Spannungsinformation durch einen Widerstandsteiler erzeugt und mit einer Strominformation an einem ersten Widerstand (R1) multipliziert wird. 6. Elektrische Schaltung nach einem der vorhergehenden Patentansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass der Schaltungsteil (8) ein lineares Widerstandsnetzwerk (6) zur Annäherung von Abschaltbedingungen aufweist. 7. Elektrische Schaltung nach einem der vorhergehenden Patentansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass Informationen aus dem linearen Widerstandsnetzwerk (6) nach der Filterung durch einen Kondensator (C3) einer Komparator- und Triggerstufe (7) zugeführt werden und bei Überschreitung einer Schwellspannung den Transistor (M1 , M2) sperren. 8. Elektrische Schaltung nach einem der vorhergehenden Patentansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass das Schaltelement (M1 , M2) durch eine übergeordnete Steuerung (Mikroprozessor des Dimmers) abschaltbar oder mit einem größeren Tastverhältnis einschaltbar ist. 9. Elektrische Schaltung nach einem der vorhergehenden Patentansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die Schaltung für eine Beleuchtungs- oder eine Jalousiesteuerung einsetzbar ist. |
Die Erfindung betrifft eine elektrische Schaltung zum Schalten und/oder Dimmen von Lasten nach dem Oberbegriff des Patentanspruches 1.
Im Rahmen der Gebäudeinstallationstechnik existieren verschiedene elektrische Installationssysteme, um die Energieversorgung von elektrischen Lasten zu steuern. Bei einem weit verbreiteten Installationssystem werden in der elektrischen Versorgungsleitung von Lasten Installationsgeräte angeordnet, über die die Lasten direkt und nach unterschiedlichsten Kriterien manuell oder automatisch ansteuerbar sind. In den Installationsgeräten können elektrische Schaltungen angeordnet sein, die zum Schalten oder Dimmen von Lasten (z. B. Glühbirnen und anderen Leuchtmitteln) in Wechselspannungsnetzen dienen. Eine Betätigung einer Bediensensorik wird in dem Installationsgerät durch ein Schaltelement und durch mit dem Schaltelement funktional verbundenen elektronischen Bauteilen in einen entsprechend generierten Spannungspegel für die Last umgesetzt.
Derartige Schaltungen müssen funktional so ausgelegt werden, dass periphere Wechselwirkungen unterbunden werden können. Diese Anforderung ist als elektromagnetische Verträglichkeit bekannt. Einerseits ist dabei eine hinreichende Entstörung notwendig, um den Betrieb in der Umgebung befindlicher elektrischer Geräte nicht zu beeinflussen. Andererseits ist es erstrebenswert, die empfindlichen Bauteile solcher Schaltungen vor elektrischen Unregelmäßigkeiten (Spitzen) und Störgrößen zu schützen. Die Erfüllung beider Forderungen ist aufwendig und führt zu einer komplexen, oft platzintensiven Schaltungsarchitektur. Die Aufgabe der vorliegenden Erfindung besteht darin, eine elektrische Schaltung zum Schalten und/oder Dimmen von Lasten zu schaffen, die zuverlässig periphere Wechselwirkungen unterbindet und deren Schaltungsarchitektur vereinfacht wird.
Gelöst wird diese Aufgabe durch die im Patentanspruch 1 angegebenen Merkmale. Vorteilhafte Ausgestaltungen ergeben sich aus der Beschreibung, den Zeichnungen und den Unteransprüchen.
Die Erfindung gemäß dem Patentanspruch 1 weist den Vorteil auf, dass eine komfortable und zuverlässige Schaltung zum Schalten und/oder Dimmen von Lasten in Wechselspannungsnetzen geschaffen worden ist, die bei gleichzeitig verbesserter Schaltungsarchitektur sowohl die Beeinflussung externer Geräte minimiert als auch gegen externe Einflüsse geschützt ist. Einerseits können geforderte Kennwerte der Funkstörspannung gewährleistet werden und andererseits erfolgt ein Schutz von Schaltungsbauteilen, insbesondere von Transistoren, gegen Schädigung durch Überspannung, Überstrom, Kurzschluss usw.
Bei Schaltvorgängen können die normativ geforderten Kennwerte zur Funkstörspannung zuverlässig eingehalten werden, wobei durch vorteilhafte schaltungstechnische Maßnahmen die Schaltungsparameter und die Schaltungsarchitektur verbessert werden können. Die Flankensteilheit eines Schaltimpulses als wesentliche Einflussgröße für eine Funkstörspannung kann optimiert werden, wobei zusätzlich Eigenverluste bzw. Eigenerwärmung eines Schaltelementes verringert werden.
Zur Impulsformung erfolgt die Ansteuerung von Schaltelementen, in Form von Transistoren, über ein RC-Netzwerk mit einem Kondensator (Miller- Schaltung) parallel zur sehr stark spannungsabhängigen Gate-Drain- Strecke von Transistoren. Dadurch kann der Einfluss der stark schwankenden Gate-Drain-Kapazität auf die Flankensteilheit verringert werden, so dass eine reduzierte Flankensteilheit die Funkstörspannung unter die erlaubten Grenzwerte absenkt. Ein zusätzlicher, parallel zur Schaltung angeordneter Kondensator, der voluminös ist und beim Schalten zusätzliche Verluste in den Schaltelementen erzeugt, wird somit überflüssig.
Die elektrischen Bauelemente der Schaltung können vorteilhaft gegen Überspannung und Überstrom geschützt werden. Zum Schutz des Transistors bei Überspannung im ausgeschalteten Zustand der Last eignen sich die üblichen Schutzelemente, wie ein Varistor, der zur Schaltung parallel angeordnet ist und die Energie in ein externes Element ableitet. Des weiteren kann durch ein Bauelement, wie eine Z-Diode, die Gate-Source-Strecke des Transistors gegen positive wie negative Spannungsspitzen geschützt werden. Des weiteren kann eine Diode bei schnellen positiven Störflanken auf dem Netz das Aufsteuern des Transistors durch Klemmung auf einen zusätzlichen Kondensator verhindern.
Im Falle eines Überstromes im eingeschalteten Zustand der Last dient üblicherweise ein Stromfühlerwiderstand in Verbindung mit einem Komparator zur Abschaltung des Transistors bei Überschreitung eines Schwellwertes. Angesichts reduzierter, maximal zulässiger Impulsverlustleistung (10kW) von Transistoren sind die üblichen Abschaltungen über Komparatoren oder Prozessoren aufgrund der zu langsamen Reaktionszeiten nicht mehr einsetzbar.
Wichtig ist die Möglichkeit, den Transistor innerhalb weniger Mikrosekunden abschalten zu können. Erfindungsgemäß wird dabei der zeitliche Verlauf des Impulswärmewiderstandes (thermische Zeitkonstante) des Transistors nachgebildet. So kann die auftretende Verlustleistung gemessen und der Transistor in Abhängigkeit von der aufgenommenen Energiemenge zeitlich verzögert abgeschaltet werden. Dadurch bedingt kann der Transistor bei hohen Strömen und hoher Spannung mit resultierender hoher Verlustleistung schnellst möglich abgeschaltet werden. Hingegen ist bei hohen Strömen im bereits durchgeschalteten Transistor mit niedriger Verlustleistung eine verlängerte Abschaltung akzeptabel. Hierzu kann ein Multiplizierer, ein RC-Netzwerk und ein Komparator (Referenzwert) benutzt werden. Dabei wird eine Spannungsinformation erzeugt und mit einer Strominformation an einem ersten Widerstand multipliziert. Diese Information über die momentane Verlustleistung kann einer Komparator- und Triggerstufe zugeführt werden, die bei Überschreitung einer Schwellspannung den Transistor sperrt. Der Multiplizierer kann noch durch eine Schaltung ergänzt werden, die den Strom bei niedrigen Spannungen auf für den Transistor erlaubte Werte begrenzt. Vorteilhafterweise kann eine Annäherung der Abschaltbedingungen durch ein lineares Widerstands-Netzwerk und einen zusätzlicher Schutz durch eine temperaturabhängige Abschaltschwelle erzeugt werden. Um den Aufwand bei der Hardware gering zu halten, wird die Nachbildung des Impulswärmewiderstandes auf die Modellierung der sehr kurzen Zeiten im Bereich einiger bis einiger hundert ps beschränkt. Dieses Verfahren ist einfacher, weil es den aufwendigen Multiplizierer spart, und vorteilhaft, weil es gleichzeitig bei kleinen Spannungen den Strom nicht beliebig groß werden lässt. Eine Spannungsinformation kann dabei durch einen Widerstandsteiler erzeugt und mit einer Strominformation an einem ersten Widerstand addiert werden. Diese Information kann nach der Filterung durch einen Kondensator einer Komparator- und Triggerstufe zugeführt werden, die bei Überschreitung einer Schwellspannung den Transistor sperrt. Vorteilhaft ist die Temperaturabhängigkeit der Basis-Emitter-Schwellspannung, die die Abschaltung bei höheren Umgebungstemperaturen zu niedrigen Strömen hin verschiebt.
Obwohl der Transistor bei fortbestehender Störung auch bei wiederholtem Einschalten gegen Zerstörung geschützt ist, steigt die mittlere Verlustleistung über die Verlustleistung im Normalbetrieb an, und der Transistor kann durch die übergeordnete Steuerung (Mikroprozessor des Dimmers) abgeschaltet und/oder mit einem größeren Tastverhältnis (z. B. alle 100ms) eingeschaltet werden.
Vorteilhafte Anwendungsbereiche des erfindungsgemäßen Installationssystems können sich im Bereich der Beleuchtungs- oder der Jalousiesteuerung ergeben.
Weitere Einzelheiten, Merkmale und Vorteile der Erfindung ergeben sich aus nachfolgender Beschreibung eines bevorzugten Ausführungsbeispieles anhand der Zeichnungen.
Es zeigen:
Fig. 1 schematisch eine bekannte Schaltung,
Fig. 2 schematisch einen Ausschnitt einer erfindungsgemäßen
Schaltung und
Fig. 3 schematisch einen Ausschnitt einer weiteren erfindungsgemäßen Schaltung. Gleiche oder gleichwirkende Bauteile sind in der nachfolgenden Beschreibung mit gleichen Bezugszeichen versehen. Nachfolgend werden der Aufbau und die Funktionsweise der erfindungsgemäßen elektrischen Schaltung schematisch anhand von Ausführungsbeispielen näher beschrieben.
Die Schaltung dient zum Schalten und/oder Dimmen von Lasten 1 , beispielsweise Glühbirnen und anderen Leuchtmitteln, an Wechselspannungsnetzen 2. Eine grundsätzliche Verschaltung als 2- Draht-Schalter (Dimmer und Last in Reihe) ist in Figur 1 dargestellt.
In Serie zur Last 1 liegt die Serienschaltung zweier Schaltelemente, in Form von Transistoren M1 und M2, und eines niederohmigen Fühlerwiderstandes R1 , der ein Überspannungsschutzelement U1 in Form eines Varistors parallel geschaltet ist.
Da diese üblicherweise eingesetzte Schaltung bezüglich der beiden Transistoren M1 und M2 symmetrisch aufgebaut ist, wird in Figur 2 nur eine Hälfte der Schaltung (um Transistor M1) dargestellt, die für Transistor M2 sinngemäß gilt.
Die im Folgenden angegebene Beschaltung dient dazu, im Normalbetrieb die geforderten Kennwerte der Funkstörspannung zu erreichen und im gestörten Betrieb den Transistor M1 gegen Schädigung durch Überspannung, Überstrom, Kurzschluss usw. zu schützen.
Im Normalbetrieb wird das Gate des Transistors M1 mit V1 über ein erstes RC-Netzwerk 3 aus den Kondensatoren C1 , C2 und den Widerständen R2, R3 so„langsam" angesteuert, dass eine reduzierte Flankensteilheit eines Schaltimpulses die Funkstörspannung unter die erlaubten Grenzwerte absenkt. Dabei ist besonders der Kondensator C1 wichtig, der gemäß einer Miller-Beschaltung als Parallelkapazität zu der sehr stark spannungsabhängigen Gate-Drain-Strecke des Transistors M1 die Schwankung der Flankensteilheit reduzieren kann. Ein zusätzlicher Kondensator parallel zum Varistor U1 , der voluminös ist und beim Schalten zusätzliche Verluste in den Transistoren M1 , M2 erzeugt, wird somit überflüssig. Zum Schutz des Transistors M1 im ausgeschalteten Zustand zeigt Figur 2 die üblichen Schutzelemente wie den Varistor U1 , z. B. ein 275V-Typ für Verwendung bei einem 800V-Transistor am 230V Netz, und eine Schutzdiode D1 , die die Gate-Source-Strecke gegen positive wie negative Spannungsspitzen schützt. Eine Diode D3 verhindert bei schnellen positiven Störflanken auf dem Wechselspannungsnetz 2 das Aufsteuern des Transistors M1 durch Klemmung auf den Kondensator C2.
Im eingeschalteten Zustand dient im Stand der Technik ein Stromfühlerwiderstand R1 in Verbindung mit einem Komparator zur Abschaltung des Transistors M1 bei Überschreitung eines Schwellwertes.
In Figur 2 wird jedoch der fortgeschriebene Mittelwert der auftretenden Verlustleistung (P=U*I) mit einem Multiplizierer 4 und einem zweiten RC- Netzwerk 5 gebildet, durch einen Komparator U2 mit einem Referenzwert verglichen und zum Abschalten des Transistors M1 benutzt. Durch dieses Schaltungsteil 8 bedingt, kann der Transistor M1 bei hohen Strömen und hoher Spannung mit resultierender hoher Verlustleistung schnellst möglich abgeschaltet werden. Hingegen ist bei hohen Strömen im bereits durchgeschalteten Transistor M1 mit niedriger Verlustleistung eine verlängerte Abschaltung akzeptabel. Das zweite RC-Netzwerk 4 bildet dabei den zeitlichen Verlauf des Impulswärmewiderstandes des Transistors M1 nach.
Im Falle eines Überstromes erfolgt eine Abschaltung bei Überschreitung eines Maximalstromes. Bei konstanter Verlustleistung darf bei bei geringen Spannungen natürlich der Maximalstrom nicht überschritten werden.
Bei der Schaltung in Figur 3 wird der sichere Betrieb unterhalb des Maximalstromes durch einen linearen Zusammenhang angenähert. Vorteilhafterweise kann eine Annäherung der Abschaltbedingungen durch ein lineares Widerstands-Netzwerk 6 und einen zusätzlicher Schutz durch eine temperaturabhängige Abschaltschwelle erzeugt werden. Um den Aufwand bei der Hardware gering zu halten, wird die Nachbildung des Impulswärmewiderstandes auf die Modellierung der sehr kurzen Zeiten im Bereich einiger bis einiger hundert s beschränkt.
In einem entsprechend ausgebildeten Schaltungsteil 8 wird die „Spannungsinformation" durch einen Spannungsteiler aus den Widerständen R4 und R5 erzeugt und zu der „Strominformation" am Widerstand R1 addiert und nach der Filterung durch einen Kondensator C3 der Komparator- und Triggerstufe 7 aus den Transistoren Q1 und Q2 zugeführt, die bei Überschreitung einer Basis-Emitter-Schwellspannung von etwa Ube=0.55V den Transistor M1 sperrt. Damit gilt für den Drainstrom an der Abschaltschwelle: ld = 1/R1 * (übe - R4/R5 * Uds)
Wichtig ist die Möglichkeit, den Transistor M1 innerhalb von etwa 1 ps abzuschalten, da die maximale Verlustleistung von 350V * 30A, d. h. etwa 10kW, bei üblichen Transistortypen nicht länger zulässig ist. Übliche Abschaltungen über Komparatoren oder Prozessoren arbeiten hier zu langsam. Vorteilhaft ist die Temperaturabhängigkeit der Basis-Emitter- Schwellspannung, die die Abschaltung bei höheren Umgebungstemperaturen zu niedrigen Strömen hin verschiebt.
Die Abschaltung bleibt solange bestehen, wie die Kombination aus den Transistoren Q1 und Q2 leitend bleibt, also solange wie die Ansteuerung durch V1 vorhanden ist. Falls der Strom durch die Widerstände R2, R3 hierzu nicht ausreicht, kann er durch einen zusätzlichen Widerstand R6 von V1 zum Emitter von Transistor Q1 erhöht werden.
Um den Aufwand bei der Hardware gering zu halten, wird in Figur 3 die Nachbildung des Impulswärmewiderstandes durch den Kondensator C3 und die Widerstände R4, R5 auf die Modellierung der sehr kurzen Zeiten im Bereich einiger bis einiger hundert ps beschränkt. Obwohl der Transistor M1 bei fortbestehender Störung auch bei wiederholtem Einschalten gegen Zerstörung geschützt ist, steigt die mittlere Verlustleistung über die Verlustleistung im Normalbetrieb an, und der Transistor M1 sollte durch die übergeordnete Steuerung (Mikroprozessor des Dimmers) abgeschaltet bzw. mit einem größeren Tastverhältnis (z. B. alle 100ms) eingeschaltet werden.
Bezugszeichenliste
1 Last
2 Wechselspannungsnetz
3 erstes RC-Netzwerk
4 Multiplizierer
5 zweites RC-Netzwerk
6 Widerstands-Netzwerk
7 Komparator- und Triggerstufe
8 Schaltungsteil
C1 Kondensator
C2 Kondensator
C3 Kondensator
D1 Schutzdiode
D2 Diode
D3 Diode
M1 Schaltelement, Transistor
M2 Schaltelement, Transistor
Q1 Transistor
Q2 Transistor
R1 Stromfühlerwiderstand
R2 Widerstand
R3 Widerstand
R4 Widerstand
R5 Widerstand
R6 Widerstand
U1 Überspannungsschutzelement, Varistor
U2 Komparator
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