Elektronisches Vorschaltgerät und Verfahren zum Betreiben mindestens einer Entladungslampe

Technisches Gebiet

Die vorliegende Erfindung betrifft ein elektronisches Vorschaltgerät zum Betreiben mindestens einer Entladungs- lampe mit einem Eingang mit einem ersten und einem zweiten Eingangsanschluss zum Koppeln mit einer Versorgungs ^¬ gleichspannung, einem Ausgang mit einem ersten und einem zweiten Ausgangsanschluss zum Koppeln mit der mindestens einen Entladungs lampe , einem Wechselrichter mit einer Brückenschaltung mit mindestens einem ersten und einem zweiten elektronischen Schalter und einer Steuervorrichtung zur Ansteuerung zumindest des ersten und des zweiten elektronischen Schalters derart, dass der erste und der zweite elektronische Schalter abwechselnd mit einer ers- ten Frequenz leitend geschaltet werden, wobei der erste und der zweite Schalter seriell zwischen den ersten und den zweiten Eingangsanschluss gekoppelt sind, wobei der erste elektronische Schalter mit dem ersten Eingangsanschluss und der zweite elektronische Schalter mit dem zweiten Eingangsanschluss gekoppelt ist, wobei zwischen dem ersten und dem zweiten elektronischen Schalter ein erster Brückenmittelpunkt ausgebildet ist, einer Strom ^¬ messvorrichtung zur Messung des Stroms zumindest durch den zweiten elektronischen Schalter, einer Lampendrossel, die seriell zwischen den ersten Brückenmittelpunkt und den ersten Ausgangsanschluss gekoppelt ist, zumindest ei ^¬ nem Trapezkondensator, der parallel zu einem der beiden elektronischen Schalter gekoppelt ist und zumindest einem Koppelkondensator zum Ankoppeln der Last, wobei die Steu- ervorrichtung mit der Strommessvorrichtung gekoppelt ist und ausgelegt ist, den zweiten elektronischen Schalter leitend zu schalten und zwar entweder falls ein vorgebba ^¬ rer negativer Schwellwert des Stroms durch den zweiten elektronischen Schalter nach dem Sperrend-Schalten des ersten elektronischen Schalters überschritten wird oder nach einer vorgebbaren Zeitdauer, falls der vorgebbare negative Schwellwert des Stroms durch den zweiten elekt ^¬ ronischen Schalter nach dem Sperrend-Schalten des ersten elektronischen Schalters nicht überschritten wird. Sie betrifft überdies ein entsprechendes Verfahren zum Betreiben einer Entladungslampe.

Stand der Technik

Schon seit einiger Zeit sind unter der Bezeichung Multi- lampen-EVGs elektronische Vorschaltgeräte auf dem Markt, die zum Betrieb von unterschiedlichen Lampen, insbesondere von Lampen unterschiedlicher Leistung ausgelegt sind. Ein Problem in diesem Zusammenhang besteht darin, einen schaltentlasteten Betrieb der Brückenschaltung des Wechselrichters bei unterschiedlichen Lasten sicherzustellen. In den nachfolgenden Ausführungen wird angenommen, dass der Wechselrichter mit einer Halbbrücke bestückt ist. Wie für den Fachmann ohne Weiteres erkennbar, sind die nachfolgenden Ausführungen auf Wechselrichter mit Schaltern in Vollbrückenanordnung übertragbar. In einem aus dem Stand der Technik bekannten Controller für Entladungslampen der Firma Infineon wird ein Schalten während der Leitphase der Freilaufdiode über dem zweiten elektronischen Schalter wie folgt sichergestellt: Unter Verwendung eines Halbbrücken-Shunt-Widerstands wird der Strom im unteren Brückenzweig gemessen. Das Unterschrei ^¬ ten einer negativen Schwelle dieses Stroms wird dem Zeit ^¬ punkt gleichgesetzt, an dem die Freilaufdiode des unteren Schaltelements leitend wird. Dieses Ereignis triggert das Einschalten des unteren Halbbrückenschalters und bestimmt somit die Totzeit der Ansteuersignale für die Schalter der Halbbrücke.

Problematisch ist diese Regelung bei einem Betrieb der Brückenschaltung mit einer Frequenz unmittelbar oberhalb des Phasensprungs, das heißt oberhalb des Übergangs vom induktiven Betrieb zum kapazitiven Betrieb bei hohen Lasten. In dieser Betriebsart kann der verfügbare Strom für die Umladung des Trapezkondensators sehr gering sein. Da- durch besteht die Gefahr, dass die negative Schwelle des Stroms durch den Halbbrücken-Shunt-Widerstand nicht er ^¬ reicht wird. Die aus dem Stand der Technik bekannte Tot ^¬ zeitregelung stellt in diesem Fall die maximale Totzeit, d.h. eine maximal vorgebbare Zeitdauer, ein. Dadurch wird der Schaltvorgang des unteren Halbbrückenschalters ausge ^¬ führt, nachdem der Stromfluss durch die Freilaufdiode be ^¬ reits beendet wurde. Da zu diesem Zeitpunkt die Spannung über dem unteren Halbbrückenschalter ungleich Null ist, schaltet der untere Schalter der Halbbrücke nicht mehr schaltentlastet. Dies führt zu unerwünschten Schaltver ^¬ lusten sowie zu einer Überbeanspruchung der beteiligten Transistoren. Letzteres resultiert unter anderem in einer Verkürzung der Lebensdauer derartiger elektronischer Vor- schaltgeräte . Um dennoch eine zuverlässige Schaltentlastung der Halbbrücke zu gewährleisten, kann der üblicherweise vorhande- ne Resonanzkreis mit großen Resonanz-Kapazitäten ausgelegt werden. Diese Maßnahme führt jedoch zu erhöhten Blindströmen und damit zu unerwünscht großen Verlusten im Wechselrichter .

Darstellung der Erfindung Der vorliegenden Erfindung liegt deshalb die Aufgabe zugrunde ein gattungsgemäßes elektronisches Vorschaltge- rät beziehungsweise ein gattungsgemäßes Verfahren derart weiterzubilden, dass auch bei einem Betrieb des elektro ^¬ nischen Vorschaltgeräts in der Nähe des Phasensprungs bei unterschiedlichen angeschlossenen Lasten ein schaltentlasteter Betrieb bei möglichst geringen Verlusten bereit ^¬ gestellt werden kann.

Diese Aufgabe wird gelöst durch ein elektronisches Vor- schaltgerät mit den Merkmalen von Patentanspruch 1 sowie durch ein Verfahren mit den Merkmalen von Patentanspruch 11.

Der vorliegenden Erfindung liegt die Erkenntnis zugrunde, dass dem obigen Problem begegnet werden kann, wenn bei Feststellung eines Schaltvorgangs nach Erreichen der ma- ximalen Totzeit die Frequenz, mit der die Schalter der Halbbrücke betrieben werden, erhöht wird. Durch Erhöhen dieser Frequenz wird die Betriebsfrequenz ausgehend von einer Übergangsfrequenz zwischen kapazitivem und induktivem Betrieb in Richtung induktivem Betrieb verschoben. Dies resultiert in einer Vergrößerung der negativen Stromamplitude bei Übernahme des Stroms durch die Frei ^¬ laufdiode des unteren Schalters. Wird die Betriebsfre ^¬ quenz der beiden Schalter soweit erhöht, dass der vorgeb- bare negative Schwellwert des Stroms durch den unteren Schalter wieder überschritten wird, so funktioniert die bekannte Tot zeitregelung wieder; ein schaltentlasteter Betrieb der Schalter des Wechselrichters kann sicherge- stellt werden.

Diese Lösung funktioniert ohne eine Vergrößerung der Ka ^¬ pazität des Resonanzkondensators und geht daher mit nahe ^¬ zu keinen zusätzlichen Verlusten einher.

Jeder der beiden elektronischen Schalter umfasst eine Steuerelektrode, eine Arbeitselektrode und eine Bezugs ^¬ elektrode. Es kann nun vorgesehen werden, dass der Strecke Arbeitselektrode-Bezugselektrode eine diskrete Diode als Freilaufdiode parallel geschaltet ist oder dass die Freilaufdiode eine Bodydiode des elektronischen Schalters darstellt. Letzteres ist beispielsweise der Fall, wenn als Schalter Mosfet-Transistoren verwendet werden.

Bevorzugt umfasst die Steuervorrichtung eines erfindungs ^¬ gemäßen elektronischen Vorschaltgeräts einen Speicher, in dem die vorgebbare Zeitdauer abgelegt ist. Dies eröffnet insbesondere die Möglichkeit, diese ggf. lampenspezifisch zu modifizieren.

Weiterhin ist bevorzugt, wenn die Steuervorrichtung eine Zeitmessvorrichtung umfasst, die ausgelegt ist, die Zeit ^¬ dauer nach dem Sperrend-Schalten des ersten elektroni- sehen Schalters bis zum Leitend-Schalten des zweiten e- lektronischen Schalters zu bestimmen.

Bevorzugt ist die Steuervorrichtung zur Durchführung des folgenden Schritts ausgelegt: cl) Falls die gemessene Zeitdauer gleich der vorgebbaren Zeitdauer ist: Erhöhe die erste Frequenz um einen vorgebbaren Schritt. Bevorzugt ist in diesem Zusammenhang die Steuervorrichtung weiterhin zur Durchführung des folgenden Schritts ausgelegt: c2) Wiederhole Schritt cl) jedenfalls solange, bis die gemessene Zeitdauer kleiner als die vorgebbare Zeit ^¬ dauer ist. Dies resultiert in der Summe darin, dass die Betriebsfrequenz der Schalter der Halbbrücke in vorgebbaren Stufen solange erhöht wird, bis die Totzeit nicht mehr der maximalen Totzeit entspricht. Da eine zu weite Erhöhung der Betriebsfrequenz der Schalter der Halbbrücke die auf die Lampe übertragbare Leistung reduzieren würde, stellt diese Vorgehensweise einen optimalen Kompromiss zwischen einem schaltentlasteten Betrieb der Schalter der Halbbrücke sowie einer maximal an die angeschlossene Lam- pe übertragenen Leistung dar.

Weiterhin bevorzugt ist die Steuervorrichtung zur Durchführung des folgenden Schritts ausgelegt: dl) Falls die gemessene Zeitdauer kleiner als die vorgebbare Zeitdauer ist: Erniedrige die erste Frequenz um einen vorgebbaren Schritt. Bevorzugt ist in diesem Zusammenhang die Steuervorrichtung weiterhin zur Durchführung des folgenden Schritts ausgelegt: d2) Wiederhole Schritt dl) solange, bis ein vorgebbarer Wert für die erste Frequenz erreicht ist. Diese Maßnahmen tragen insbesondere der Situation Rechnung, wenn zunächst eine Entladungslampe mit höherer Leistung bzw. höherer Brennspannung an den Ausgang des elektronischen Vorschaltgeräts angeschlossen wird, deren Brennspannung während des Betriebs infolge von Tempera ^¬ tureffekten wieder abnimmt. Würde die Betriebsfrequenz für die Schalter der Halbbrücke beibehalten, die sich beim Betrieb der Lampe mit höherer Leistung eingestellt hat, so würde weniger Leistung an die Lampe mit niedrige ^¬ rer Brennspannung übertragen als tatsächlich möglich wäre. Durch das stufenweise Absenken der Betriebsfrequenz der Schalter der Halbbrücke kann sichergestellt werden, dass einerseits die Schalter schaltentlastet betrieben werden und dass andererseits eine maximale Leistung an die am Ausgang des elektronischen Vorschaltgeräts ange ^¬ schlossene Entladungslampe übertragen wird. In diesem Zu ^¬ sammenhang können Algorithmen zur Wahl der Schrittweite implementiert sein, die ein nicht-schaltentlastetes Schalten der Schalter der Halbbrücke lediglich sehr selten provozieren, beispielsweise jeden lOOsten oder lOOOsten Schaltvorgang. Derart seltenes nicht- schaltentlastetes Schalten führt lediglich zu unrelevan- ten Verlusten, ermöglicht jedoch einen hinsichtlich der Leistungsübertragung optimierten Betrieb des elektronischen Vorschaltgeräts .

Weitere vorteilhafte Ausführungsformen ergeben sich aus den Unteransprüchen. Die mit Bezug auf das erfindungsgemäße elektronische Vor- schaltgerät vorgestellten bevorzugten Ausführungsformen und deren Vorteile gelten entsprechend, soweit anwendbar, für das erfindungsgemäße Verfahren.

Kurze Beschreibung der Zeichnung (en)

Im Nachfolgenden wird nunmehr ein Ausführungsbeispiel ei- nes erfindungsgemäßen elektronischen Vorschaltgeräts unter Bezugnahme auf die beigefügten Zeichnungen näher beschrieben. Es zeigen: Fig. 1 in schematischer Darstellung ein Ausführungsbeispiel eines erfindungsgemäßen elektronischen Vorschaltgeräts ;

Fig. 2 in schematischer Darstellung die Abhängigkeit der

Ausgangsspannung von der Betriebsfrequenz der Schalter des Wechselrichters für zwei unterschied ^¬ liche Lasten;

Fig. 3 den zeitlichen Verlauf verschiedener elektrischer

Größen für das Ausführungsbeispiel von Fig. 1; und Fig. 4 in schematischer Darstellung einen Signalflussgrafen eines Ausführungsbeispiels einer erfindungsge ^¬ mäßen Totzeitregelung .

Bevorzugte Ausführung der Erfindung

Fig. 1 zeigt in schematischer Darstellung ein Ausführungsbeispiel eines erfindungsgemäßen elektronischen Vor- schaltgeräts. Wenngleich im Nachfolgenden die Erfindung am Beispiel eines Wechselrichters mit einer Halbbrücken ^¬ schaltung vorgestellt wird, so ist für den Fachmann of ^¬ fensichtlich, dass die erfindungsgemäßen Prinzipien auch bei einem Wechselrichter mit Vollbrückenschaltung anwend- bar sind.

Das in Fig. 1 dargestellte elektronische Vorschaltgerät weist einen Eingang mit einem ersten El und einem zweiten Eingangsanschluss E2 auf zum Koppeln mit einer Versorgungsgleichspannung. Vorliegend ist dies die so genannte Zwischenkreisspannung U _Zw , die üblicherweise aus einer Netzwechselspannung gewonnen wird. Diese Zwischenkreisspannung U _Zw wird an einen Wechselrichter 10 angelegt, der einen ersten Sl und einen zweiten elektronischen Schalter S2 in Halbbrückenanordnung umfasst. Zur Ansteue- rung der Schalter Sl, S2 ist eine Steuervorrichtung 12 vorgesehen. Die Steuervorrichtung 12 steuert die Schalter Sl, S2 insbesondere derart, dass der erste und der zweite Schalter Sl, S2 abwechselnd mit einer ersten Frequenz leitend geschaltet werden. Zu diesem Zweck ist die Steu ^¬ ervorrichtung 12 mit einer Strommessvorrichtung gekoppelt, die vorliegend einen Shunt-Widerstand R _s umfasst, der seriell zum ersten Schalter Sl angeordnet ist. Der durch den Shunt-Widerstand R _s fließende Strom ist mit I _s bezeichnet. Die Schalter Sl, S2 sind als Mosfet ausgebil ^¬ det, wobei zur Vereinfachung der nachfolgenden Erklärungen die jeweilige Bodydiode Dl, D2, die hier jeweils als Freilaufdiode wirkt, eingezeichnet ist.

Zwischen den Schaltern Sl, S2 ist ein erster Halbbrückenmittelpunkt HBM ausgebildet, wobei die am Halbbrückenmit ^¬ telpunkt abfallende Spannung mit U _HBM bezeichnet ist. Pa ^¬ rallel zum unteren Halbbrückenzweig ist ein Trapezkon- densator C _t gekoppelt. Zwischen den ersten Halbbrückenmittelpunkt HBM und einen ersten Ausgangsanschluss AI des elektronischen Vorschaltgeräts ist eine Lampendrossel L _R gekoppelt. Zwischen den ersten Ausgangsanschluss AI und einen zweiten Ausgangsanschluss A2, der hier einen zwei- ten Halbbrückenmittelpunkt darstellt, wird eine Ausgangs ^¬ spannung U _R an eine Last R _L bereitgestellt, die vorlie ^¬ gend mindestens eine Entladungslampe umfasst. Zwischen den zweiten Ausgangsanschluss A2 und das Bezugspotenzial, dargestellt durch den Anschluss E2, ist ein Koppelkonden- sator C _c gekoppelt. Parallel zur Serienschaltung der Last R _L und dem Koppelkondensator C _C ist ein Resonanzkondensa ^¬ tor C _R gekoppelt.

Fig. 2 zeigt in schematischer Darstellung die Abhängigkeit der zwischen den Ausgangsanschlüssen AI, A2 bereit- gestellten Spannung U _R von der Betriebsfrequenz f _R , mit der die Steuervorrichtung 12 die Schalter Sl, S2 ansteuert, für zwei unterschiedliche Lasten R _L . Kurvenzug 1) repräsentiert eine niederohmige Last 1) (geringe Brenn ^¬ spannung, geringe Ausgangsleistung) mit einer Resonanz- frequenz f _Ri , Kurvenzug 2) eine höherohmige Last 2) mit einer Resonanzfrequenz f _R2 . Wie deutlich zu erkennen, ist die Frequenz f _R2 größer als die Frequenz f _R1 . Im Betrieb mit der Frequenz f ₀ würde der Resonanzkreis mit der erst ^¬ genannten Last (Kurvenzug 1)) induktiv betrieben, mit der zweitgenannten Last (Kurvenzug 2)) kapazitiv.

Fig. 3 zeigt die zeitlichen Verläufe verschiedener Größen des Ausführungsbeispiels von Fig. 1. Sie zeigt insbeson ^¬ dere den zeitlichen Verlauf des Ein- und Ausschaltzu ^¬ stands des Schalters S2 (Kurvenzug a) ) , der Spannung U _HBM (Kurvenzug b) ) sowie des Ein- und Ausschaltzustands des Schalters Sl (Kurvenzug c) ) . Darüber hinaus ist der Ver ^¬ lauf des Stroms I _s dargestellt und zwar zunächst für ei ^¬ nen induktiven Betrieb (f _R =f _R2 ) bei Last 1) (Kurvenzug d) ) , für einen kapazitiven Betrieb im Phasensprung bei Last 2) (f _R =f _R2 ) (Kurvenzug e) ) , sowie für dieselbe Last wie Kurvenzug e) , jedoch nunmehr bei Betrieb mit einer Frequenz f _R größer f _R2 (Kurvenzug f) ) .

Die jeweiligen zeitlichen Verläufe sind gegliedert in vier unterschiedliche Phasen. In der Phase 1 ist der Schalter S2 ein, also leitend. Dadurch befindet sich das Potenzial am Halbbrückenmittelpunkt auf dem Potenzial der Zwischenkreisspannung U _Zw . Der Schalter Sl ist während dieser Zeit aus. Der Strom durch den Shunt-Widerstand R _s ebenfalls Null. In Phase 1 fließt demnach der Strom über den Schalter S2, die Drossel L _R zur Last R _L .

Der Übergang zur Phase 2 ist dadurch gekennzeichnet, dass der Schalter S2 in den Aus-Zustand übergeht, während der Schalter Sl jedoch noch nicht eingeschaltet wird. Der von der Drossel L _R weiterhin getriebene Strom fließt demnach aus dem Trapezkondensator C _T durch die Drossel L _R zur Last R _L . Das Potenzial am Halbbrückenmittelpunkt wird li ^¬ near auf Null abgebaut. Der Beginn der Phase 2 entspricht dem Beginn der Totzeit t _dead -

Der Übergang von Phase 2 auf Phase 3 ist dadurch gekenn- zeichnet, dass der Trapez-Kondensator entladen ist. Die Freilaufdiode Dl wird leitend und klemmt die Spannung am Halbbrückenmittelpunkt auf circa -0,7 V. Der Strom fließt nunmehr über die Freilaufdiode Dl, die Drossel L _R zur Last R _L . Mit Bezug auf Kurvenzug d) fließt demnach ein negativer Strom I _s ab dem Zeitpunkt, ab dem die Freilauf ^¬ diode Dl leitend geworden ist. Erreicht dieser eine Schwelle I _Th res _/ so wird dies gemäß dem Stand der Technik verwendet, um den Einschaltvorgang des Schalters Sl aus ^¬ zulösen. Der Einschaltvorgang des Schalters Sl stellt den Beginn der Phase 4 dar. Der Zeitraum zwischen dem Beginn der Phase 2 und dem Ende der Phase 3 stellt die Totzeit t _d ea _d dar. Die Phase 3 bezeichnet das Zeitintervall, in ^¬ nerhalb dessen der Schalter Sl schaltentlastet geschaltet werden kann. Die über dem Schalter Sl abfallende Spannung U _HBM ist innerhalb dieses Zeitraums gleich Null. In der Phase 4 beginnt nun der Strom durch den Schalter Sl zu fließen, wodurch der Stromfluss in der Phase 4, siehe Kurvenzug d) , bis zum Abschalten des Schalters Sl näherungsweise sinusförmig verläuft. Die mit jeweiligem hochgestellten Strich gekennzeichneten Kurvenverläufe ergeben sich bei einer Vergrößerung der Last R _L , d.h. mit Bezug auf Fig. 2 bei Last 2) . Demnach fällt nach einem Ausschaltvorgang des Schalters S2 das Potenzial am Halbbrückenmittelpunkt deutlich langsamer, siehe U' _HBM in Kurvenzug b) . Zum Zeitpunkt, zu dem die Spannung U' _HBM das Massepotenzial erreicht, ist der nega ^¬ tive Strompeak des Stroms I ' s r siehe Kurvenzug e) , jedoch nicht negativ genug, um den Schwellwert iThres zu errei ^¬ chen. Dadurch wird ein Schaltvorgang des Schalter Sl, siehe den Verlauf Sl' in Kurvenzug c) , erst nach Errei ^¬ chen der maximalen vorgebbaren Zeitdauer ttimeout ausge ^¬ löst.

Beim Einschalten des Schalters Sl, siehe Verlauf Sl', tritt nun ein nadeiförmiger Strom I' _s auf, der aus der Entladung des Trapezkondensators C _t herrührt. Da zu die ^¬ sem Zeitpunkt U' _HBM nicht mehr gleich Null ist, wird der Schalter Sl nicht schaltentlastet geschaltet.

Während Kurvenzug d) und e) , wie erwähnt, bei einer ers ^¬ ten Betriebsfrequenz f _R gleich f _R 2 für die Schalter der Halbbrücke aufgezeichnet wurden, wird nunmehr für Kurven ^¬ zug f) eine zweite Betriebsfrequenz f _R größer f _R 2 gewählt. Durch die Erhöhung der Frequenz f _R steigt der negative Stromimpuls zu dem Zeitpunkt, zu dem das Potenzial am Halbbrückenmittelpunkt auf Null geht, an, vergleiche Kur- venzug f) mit Kurvenzug e) . Die Schwelle IThres wird wie- der erreicht und ein schaltentlastetes Einschalten des Schalters Sl ermöglicht.

Fig. 4 zeigt in schematischer Darstellung einen Signalflussgrafen zur Regelung der Totzeit tdead- Das Verfahren startet im Schritt 100. Im Schritt 120 wird geprüft, ob die mittels der Zeitmessvorrichtung gemessene Totzeit tdead gleich der vorgebbaren Zeitdauer t _t imeout ist.

Ist dies der Fall, so wird im Schritt 140 die Frequenz f _R , mit der die Schalter der Halbbrücke betrieben werden, erhöht. Anschließend wird Schritt 120 wiederholt. Durch die Maßnahme von Schritt 140 wird, siehe Fig. 2, die Re ^¬ sonanzfrequenz wieder weiter in den induktiven Bereich verschoben. Dies resultiert in einer größeren negativen Stromamplitude bei einer Übernahme durch die Freilaufdio- de, wodurch die Totzeitregelung wieder funktioniert.

Wird im Schritt 120 jedoch festgestellt, dass die Totzeit t _d ead kleiner als die vorgegebene Zeitdauer ttimeout ist, so wird in Schritt 160 geprüft, ob die aktuelle Betriebsfre ^¬ quenz f _R größer als eine nominale Betriebsfrequenz f _nom ist. Die nominale Betriebsfrequenz f _nom stellt eine mini ^¬ male Betriebsfrequenz des elektronischen Vorschaltgeräts dar. Wird festgestellt, dass die aktuelle Betriebsfre ^¬ quenz f _R über der nominalen Betriebsfrequenz f _nom liegt, so wird im Schritt 180 die Betriebsfrequenz f _R reduziert und anschließend zum Start zurückverzweigt.

Wird in Schritt 160 jedoch festgestellt, dass die nomina ^¬ le Betriebsfrequenz f _nom erreicht wurde, so wird ohne eine Änderung der aktuellen Betriebsfrequenz f _R zum Start zurückverzweigt . Die Ausführung der Schritte 160, 180 ist insbesondere von Bedeutung, wenn zunächst eine Lampe mit einer höheren Brennspannung an dem elektronischen Vorschaltgerät betrieben wurde und deren Brennspannung anschließend, bei- spielsweise durch thermische Effekte, abgesunken ist. Oh ^¬ ne eine Regelung auf die nominale Betriebsfrequenz f _nom würde die Lampe in diesem Fall dauerhaft bei erhöhter Frequenz und somit bei reduzierter Leistung betrieben werden. So ermöglicht der in Fig. 4 dargestellte Rege- lungszusammenhang zum einen ein Funktionieren der Totzeitregelung, zum anderen einen Betrieb jeder an das e- lektronische Vorschaltgerät angeschlossenen Lampe mit der optimalen Betriebsfrequenz.

Das jeweilige Erreichen der vorgebbaren Zeitdauer t _t imeout lässt sich besonders einfach digital erfassen. Die Erhö ^¬ hung der Halbbrückenfrequenz kann je nach Implementation digital erfolgen, beispielsweise durch digitale PWM- Register für die Einschaltzeiten der Schaltelemente, oder analog durch einen Offset am Eingang eines VCO oder CCO. Der in Fig. 4 dargestellt Ablauf sollte allerdings aus ^¬ schließlich im Brennbetrieb und nicht während der Vorhei ^¬ zung oder der Zündung der Entladungslampe aktiviert werden, um ungewollte Wechselwirkungen mit anderen Schutz- und Regelmechanismen zu vermeiden. Wie für den Fachmann offensichtlich, kann der Trapezkondensator Ct und der Koppelkondensator C _c auch an anderer Stelle angeordnet sein. Überdies können auch mehrere Tra ^¬ pezkondensatoren und Koppelkondensatoren, wie für den Fachmann offensichtlich, vorgesehen sein.