Verfahren zur Bestimmung einer Impedanz Die vorliegende Erfindung betrifft eine elektronische Schaltung, welche In einem externen Programmiergerät angeordnet ist und zur berührungslosen Programmierung eines zu programmierenden Schaltkreises dient, mit einem Reihenschwingkreis, der eine Sendespule und einen Kondensator aufweist, wobei die Sendespule des Reihenschwingkreises zur induktiven Kopplung mit einer in dem zu programmierenden Schaltkreis angeordneten Empfangsspule dient. Die Erfindung betrifft femer ein Verfahren zur Bestimmung der aktuell vorliegenden Impedanz in einem programmierbaren Schaltkreis, der mittels der vorstehend beschriebenen elektronischen Schaltung berührungslos programmierbar ist. Die oben angegebene elektronische Schaltung eines externen Programmiergeräts wird häufig zur Programmierung eines Schaltkreises durch Modulation einer Trägerfrequenz verwendet. Hierbei werden beispielsweise Daten übertragen, welche eine Zeit definieren, nach deren Ablauf der zu programmierende Schaltkreis ein Signal ausgibt, das eine vordefinierte Aktion bewirkt. Die Kopplung zwischen der in dem externen Programmiergerät angeordneten elektronischen Schaltung und dem zu programmierenden Schaltkreis, der häufig einen Mikroprozessor aufweist, erfolgt in der Regel über eine induktive Schnittstelle. Über die induktive Schnittstelle mit einer in der elektronischen Schaltung des externen Programmiergeräts angeordneten Sendespule erfolgt die Datenübertragung zu einer in dem zu programmierenden Schaltkreis angeordneten Empfangsspule oder umgekehrt, wobei zwischen Sende- und Empfangsspule ein Kopplungsfaktor k zu berücksichtigen ist. Die Programmierung mittels des modulierten Trägerfrequenzverfahrens erfolgt vorzugsweise digital. Während des Programmierverfahrens gibt der zu programmierende Schaltkreis ein Rückmeldesignai an das Programmiergerät zurück, um die Programmierung zu bestätigen. Dazu wird bei eingeschalteter elektronischer Schaltung der zu programmierende Schaltkreis beispielsweise mittels eines Halblelterschalters geschlossen und mit einer Rückmeldefrequenz betrieben. Die zurückgemeldete binare Information kann dabei in einer unterschiedlichen Anzahl von Impulspaketen kodiert werden, die mit einer definierten Bitrate abgegeben werden. Eine binäre Null kann so beispielsweise mittels vier Kurzschlusszyklen der Rückmeldefrequenz und eine binäre Eins beispielsweise mittels acht Kurzschlusszyklen der Rückmeldefrequenz dargestellt werden. Diese Art der induktiven Übertragung und Rückmeldung ist zum Beispiel in der STANAG 4369 oder der STA- NAG 4547 dargestellt.

Für die . korrekte Übertragung beziehungsweise den korrekten Empfang der Rückmeldeinformation ist es unter anderem von Bedeutung, in welchem Bereich die Serienimpedanz des zu programmierenden Schaltkreises während der Rückmeldephase liegt. Hierbei umfasst die parasitäre Serienimpedanz die Summe der Widerstände aller Verbindungselemente zwischen der Empfangsspule und den sonstigen Elementen des zu programmierenden Schaltkreises, des unvermeidlichen ohmschen Serienwiderstands der Empfangsspule und aller Widerstände der weiteren Elemente des zu programmierenden Schaltkreises. Der Wert dieser Impedanz unterliegt Streuungen durch Umwelteinflüsse oder durch den Fertigungsprozess des zu programmierenden Schaltkreises bzw. des mit diesem Schaltkreis ausgestatteten Produkts. Um eine gleichbleibende Ver- bindungsqualität für eine In ein Produkt integrierte Empfangsspule des zu programmierenden Schaltkreises garantieren zu können, ist es wünschenswert, wenn der Wert dieser Impedanz bei jedem Rückmeldevorgang berührungslos abgeschätzt werden könnte. Nach dem Stand der Technik ist eine Messung des konkreten Impedanzwertes nicht möglich, sondern es kann nur die Aussage getroffen werden, ob die Rückmeldung funktioniert oder nicht. Dies bedeutet, dass nach dem Stand der Technik lediglich eine Unterbrechung des zu programmierenden Schaltkreises oder eine defekte Elektronik des zu programmierenden Schaltkreises erkannt werden kann. Kritische Veränderungen der Impedanz innerhalb des Funktionsbereichs der Rückmeldung, wie sie zum Beispiel nach Umweltbelastungen auftreten, können mit den bisher verwendeten Schaltungen nicht delektiert werden. Die Aufgabe der vorliegenden Erfindung besteht somit darin, eine elektronische Schaltung zu schaffen bzw. ein Verfahren anzugeben, welche berührungslos die Abschätzung der aktuell vorliegenden Impedanz im zu programmierenden Schaltkreis ermöglichen. Die obige Aufgabe wird durch eine elektronische Schaltung gelöst, bei der Mittel vorgesehen sind, um aus einer Phasenverschiebung zwischen der Steuerspannung des Reihenschwingkreises und der Kondensatorspannung des Reihenschwingkreises die in dem zu programmierenden Schaltkreis vorliegende aktuelle Impedanz zu bestimmen.

Die vorliegende Erfindung nutzt die Erkenntnis, dass die Rückmeldung des zu programmierenden Schaltkreises eine Änderung der Phasenverschiebung zwischen der an der Sendespule anliegende Steuerspannung des Reihenschwingkreises und der Kondensatorspannung des Reihenschwingkreises bewirkt. Der Reihenschwingkreis stellt hinsichtlich der beiden erwähnten Spannungen einen Tiefpass zweiter Ordnung dar, das heißt, der auf die Trägerfrequenz der Programmierungsschaltung abgestimmte Reihenschwingkreis erzeugt im Resonanzfall eine Phasenverschiebung von 90° zwischen Kondensatorsspannung und Steuerspannung. Durch einen sekundären, induzierten Stromfluss durch die Empfangsspule nach Schließen des zu programmierenden Schaltkreises im Rückmeldungsmodus wird virtuell die primäre Induktivität der Sendespule verkleinert. Diese Verkleinerung verringert auch die oben erwähnte Phasenverschiebung, wobei die Änderung umso größer ist, je größer der sekundär fließende Strom und je größer der Kopplungsfaktor k zwischen Sende- und Emp- fangsspule Ist.

Bei einem festen und reproduzierbaren Kopplungsfaktor k, der durch geeignete Wahl der Messumgebung erreicht werden kann (beispielsweise durch konstruktive Schaffung konstanter und reproduzierbarer geometrischer Verhältnisse zwi- sehen Sende- und Empfangsspule), wird die Impedanz aus der Phasenverschiebung geschätzt. Eine kleine Impedanz führt zu einem hohen Sekundärstrom und somit zü einer insgesamt geringen Phasenverschiebung, da die Änderung der Phasenverschiebung in diesem Fall groß ist. Jede Vergrößerung der Impedanz verringert den Sekundärstrom und erhöht somit die Phasenverschie- bung wieder in Richtung des Wertes von 90°.

Besonders einfach und insbesondere digital auswerten lässt sich die detektierte Phasenverschiebung, wenn die Mittel zur Bestimmung der aktuellen Impedanz ein Äquivalenzglied, an dem an einem ersten Eingang die durch eine Trägerfre- quenz getaktete Steuerspannung und an dem an einem zweiten Eingang die Kondensatorspannung des Reihenschwingkreises anliegt, und Mittel zur Bestimmung eines Tastverhältnisses am Ausgang des Äquivalenzglieds umfassen. Ein Äquivalenzglied testet, ob an beiden Eingängen der gleiche Pegel bzw. der gleiche logische Zustand anliegt. In einem bevorzugten Ausführungsbeispiel wird ein digitales Äquivalenzglied verwendet, beispielsweise ein EXOR-Gatter (auch XOR-Gatter genannt) oder ein EXNOR-Gatter (auch XNOR-Gatter genannt). Alternativ zu den genannten digitalen Äquivalenzgliedern kann dieses auch mittels anderer Logikgatter (AND, OR, NAND etc.) realisiert werden. Als weitere Alternative kann das Äquivalenzglied auch als analoge Schaltung, bei- spielsweise unter Anwendung von Komparatoren verwirklicht werden. Als Tastverhältnis wird ganz allgemein das Verhältnis der Länge des eingeschalteten Zustands (Impulsdauer) zur Periodendauer bezeichnet, wobei das Tastverhältnis auch Tastgrad, Aussteuergrad oder duty cycle genannt wird.

In einem weiteren bevorzugten Ausführungsbeispiels ist die Kondensatorspannung über einen Pegelwandler an den zweiten Eingang des Äquivalenzglieds geführt. Der Pegelwandler bewirkt, dass die Kondensatorspannung im richtigen Spannungsbereich am Äquivalenzglied anliegt.

Die digitale Auswertung und Bestimmung des Tastverhältnisses und somit die Ermittlung der in dem zu programmierenden Schaltkreis vorliegenden aktuellen Impedanz erfolgt dadurch, dass als Mittel zur Bestimmung des Tastverhältnisses ein vorzugsweise binärer Vorwärts-Rückwärts-Zähler vorgesehen ist, des- sen Zählrichtungs-Eingang mit dem Ausgang des Äquivalenzglieds verbunden ist und der mit einem Zähltakt getaktet wird, der ein Mehrfaches der Trägerfrequenz, vorzugsweise das .2 ^n"i -fache der Trägerfrequenz, beträgt und vorzugsweise am Ausgang eine Breite von n Bit aufweist. In einem weiteren bevorzugten Ausführungsbeispiel wird die Trägerfrequenz mittels eines Frequenzgenerators und einem nachgeschalteten Frequenzteiler, vorzugsweise mit einem Teilerfaktor von 2 ^n" \ erzeugt. Diese Erzeugung der Trägerfrequenz ist von Vorteil, weil somit in der elektronischen Schaltung nicht nur die Trägerfrequenz am Ausgang des Frequenzteilers vorliegt, sondern auch ei- ne durch den Generator erzeugte deutlich höhere Frequenz. Diese kann beispielsweise als Zähltakt des Vorwärts-Rückwärts-Zählers verwendet werden.

Um die Daten zu der im zu programmierenden Schaltkreis vorliegenden aktuellen Impedanz auswerten zu können, ist in der elektronischen Schaltung in einem Ausführungsbeispiel außerdem ein Haltespeicher vorgesehen, wobei der Aus- gang des Vorwärts-Rückwärts-Zählers mit dem Eingang des Haltespeichers verbunden ist und der Eingang des Haltespeichers, der die Daten Übernahme triggert, mit dem ersten Eingang des Äquivalenzglieds verbunden ist. Bevorzugt ist in einem weiteren Ausführungsbeispiel der Ausgang Haitespeichers mit ei- nem Mikroprozessor verbunden, der die Auswertung der vorliegenden aktuellen Impedanz vornimmt.

In einer Weiterbildung der Erfindung ist, um ein korrektes Ein- und Auslesen der ermittelten Impedanzdaten zu ermöglichen, außerdem ein Verzögerungselement vorgesehen, das zwischen dem ersten Eingang des Äquivalenzglieds und dem Reset-Eingang des Vorwärts-Rückwärts-Zählers angeordnet ist und mit der Trägerfrequenz betrieben wird. Gegebenenfalls ist der Ausgang des Verzögerungselements auch mit einem die Gültigkeit der am Porteingang anliegenden Daten bestimmenden Eingang des Mikroprozessors verbunden. Durch das. Verzöge- rüngselement wird die zeitliche Abfolge von Reset bzw. der Gültigkeit der am Porteingang anliegenden Daten gesteuert.

Die obige Aufgabe wird femer gelöst durch ein Verfahren zur Bestimmung der aktuell vorliegenden Impedanz in einem programmierbaren Schaltkreis, bei dem die Phasenverschiebung zwischen der Steuerspannung des Reihenschwingkreises und der Kondensatorspannung des Reihenschwingkreises ermittelt und hieraus die in dem programmierbaren Schaltkreis vorliegende Impedanz bestimmt wird. Das erfindungsgemäße Verfahren weist die oben hinsichtlich der erfindungsgemäßen elektronische Schaltung angegebenen Vorteile auf.

Auf besonders einfache Weise erfolgt zur Bestimmung der Phasenverschiebung eine Verknüpfung mittels eines oben beschriebenen Äquivalenzglieds (bspw. EXOR-Gatter oder EXNOR-Gatter) der durch eine Trägerfrequenz getakteten Steuerspannung und der Kondensatorspannung des Reihenschwingkreises, wobei das Tastverhältnis des am Ausgang des Äquivalenzglieds anliegenden Signals ausgewertet wird.

Eine binäre Auswertung erfolgt vorzugsweise dadurch, dass das Tastverhältnis des am Ausgang des Äquivalenzglieds anliegende Signals mittels eines vorzugsweise binären Vorwärts-Rückwärts-Zählers bestimmt wird, wobei das am Ausgang des Äquivalenzglieds anliegende Signal einem Zählrichtungs-Eingang des Vorwärts-Rückwärts-Zählers zugeführt wird, wobei der Vorwärts-Rückwärts- Zähler mit einem Zähltakt getaktet wird, der ein Mehrfaches der Trägerfrequenz vorzugsweise das 2"^ -fache der Trägerfrequenz beträgt und vorzugsweise am Ausgang eine Breite von n Bit aufweist.

Weitere Vorteile, Merkmale und Anwendungsmöglichkeiten der vorliegenden Erfindung ergeben sich auch aus der nachfolgenden Beschreibung eines Aus- führungsbeispiels der erfindungsgemäßen elektronischen Schaltung bzw. des erfindungsgemäßen Verfahrens und den Figuren. Dabei bilden alle beschriebenen und/oder bildlich dargestellten Merkmale für sich oder in beliebiger Kombination den Gegenstand der vorliegenden Erfindung, auch unabhängig von Ihrer Zusammenfassung In den Ansprüchen oder deren Rückbezügen.

Es zeigen schematisch:

Fig. 1 eine elektronische Schaltung zur Bestimmung einer in einem zu programmierenden Schaltkreis vorliegenden aktuellen Impedanz gemäß der vorliegenden Erfindung,

Fig.2 Signalverläufe bei offenem zu programmierendem Schaltkreis und bei geschlossenem zu programmierendem Schaltkreis, in dem eine bestimmte Impedanz vorliegt, Fig. 3 die Abhängigkeit des Tastverhältnises von der im zu programmierenden Schaltkreis vorliegenden Impedanz (in Ohm),

Fig. 4 die Abhängigkeit des Ausgangswerts des Vorwärts-Rückwärts-

Zählers in der erfindungsgemäßen elektronischen Schaltung gemäß Figur 1 von dem Tastverhältnis und

Fig. 5 die Abhängigkeit des Werts am Ausgang des Vorwärts-Rückwärts-

Zählers der erfindungsgemäßen elektronischen Schaltung gemäß Figur 1 von der Impedanz des zu programmierenden Schalkreises (in Ohm).

Figur 1 zeigt eine erfindungsgemäße elektronische Schaltung mit einem Reihenschwingkreis, der eine Sendespule Ls und eine Kapazität C aufweist. Der Reihenschwingkreis wird mittels einer Trägerfrequenz fr betrieben, die über eine Leistungsstufe V an der Sendespule Ls anliegt. Wenn mittels des Programmiergeräts, in dem die erfindungsgemäße elektronische Schaltung angeordnet ist, eine elektronische Schaltung mit Mikroprozessor E programmiert werden soll, so erfolgt dies durch induktive Kopplung mit einer Empfangsspule Le, die mit dem Mikroprozessor E verbunden Ist. Während des Programmierverfahrens gibt die Schaltung E ein Rückmeldesignal an das Programmiergerät zurück, um die Programmierung zu bestätigen. Dazu wird während der Reihenschwingkreis des Programmiergeräts eingeschaltet ist, der Halbleiterschalter S der Schaltung E mit der Rückmeldefrequenz fR betrieben, wobei die Rückmeldefrequenz fR kleiner ist als die Trägerfrequenz fr und beispielsweise 5 kHz beträgt. Die zurückgemeldete, vorzugsweise binäre Information kann zum Beispiel mittels einer unterschiedlichen Anzahl von Impulspäketen kodiert werden, die mit einer definierten Bitrate abgegeben wird. Die in dem zu programmierenden Schaltkreis bei der Abgabe des Rückmeldesignals vorliegende parasitäre Serienimpedanz ist in Figur 1 durch den Einzelwiderstand R veranschaulicht. In der erfindungsgemäßen elektronischen Schaltung ist ferner ein Generator G vorgesehen, der eine hohe Frequenz fz, beispielsweise 25,6 MHz, erzeugt. Diese Frequenz fz wird einerseits auf den Eingang eines Frequenzteilers D6 mit einem Tellerfaktor 2 ^n"1 gegeben und andererseits auf den Takteingang für den Zähltakt eines Vorwärts-Rückwärts-Zählers D2. Durch den Frequenzteiler D6 wird die Generatorfrequenz f _z von beispielsweise 25,6 MHz mit dem entsprechenden Teilerfaktor heruntergeteilt. Beispielsweise wird die Generatorfrequenz von 25,6 MHz bei n = 8 und somit einem Teilerfaktor von 128 auf 200 kHz ver- ringert. Die in die Leistungsstufe V eingespeiste Trägerfrequenz fj beträgt folglich bspw. 200 kHz. Mit dieser Trägerfrequenz wird die Sendespule Ls betrieben.

Die Steuerspannung der erfindungsgemäßen elektronischen Schaltung liegt mit der Trägerfrequenz fr auch an dem Eingang a des EXOR-Gatters D1 an. An dem zweiten Eingang b des EXOR-Gatters D1 liegt die Kondensatorspannung an, welche über einen Pegelwandler P angepasst wird. Ist der Schalter S des zu programmierenden Schaltkreises offen und der Reihenschwingkreis auf die Trägerfrequenz r abgeglichen, ergibt sich unter der zusätzlichen Annahme, dass sowohl der Leistungsverstärker V als auch der Pegelumsetzer P keine zusätzlichen Phasenverschiebungen erzeugen, am Ausgang y des EXOR-Gatters D1 das Ausgangssignal nach Figur 2ä). Hierbei stellen jeweils die in den Figuren 2a) und 2b) gezeigten Signale D1 a und D1 b die an dem jeweiligen Eingang anliegende Signale und das jeweils mit D1 y bezeichnete Signal das an dem Ausgang des EXOR-Gatters D1 anliegende Signal dar. Wie Figur 2a) zu entnehmen ist, sind die Signale an den Eingängen a und b des EXOR-Gatters um 90° phasenverschoben. Hieraus ergibt sich nach der EXOR-Verknüpfung der Eingangssignale das Ausgängssignal des EXOR-Gatters y, welches mit der doppelten Trägerfrequenz 2 r taktet und ein Tastverhäitnis von 0,5 oder 50% aufweist. Wird der Schalter S geschlossen, so verringert sich die Phasenverschiebung und das Tastverhältnis am Ausgang y des EXOR-Gatters D1 steigt. In Figur 2b) ist zum Beispiel eine Phasenverschiebung von 45° dargestellt, die einem Tast- Verhältnis von 75% entspricht. Eine Verdoppelung der Trägerfrequenz f _T erfolgt auch bei geringerer Phasenverschiebung. in Figur 3 ist ein möglicher Verlauf des Tastverhältnisses in Abhängigkeit von der Impedanz R (in Ohm) dargestellt.

Mit den nachfolgend beschriebenen weiteren Elementen der erfindungsgemäßen Schaltung wird das am Ausgang y des EXOR-Gatter D1 anliegende Tastverhältnis gemessen. Hierzu ist der Ausgang y des EXOR-Gatters D1 mit einem Eingang zur Zählrichtungsumschaltung e eines binären Vorwärts-Rückwärts- Zählers D2 mit einem parallelen Ausgang g der Breite von n Bit, beispielsweise von 8 Bit, verbunden. Der Zähltakt fz wird, wie bereits oben beschrieben, von dem Generator G geliefert, der an dem Eingang f des Vorwärts-Rückwärts- Zählers D2 anliegt. Der Vorwärts-Rückwärts-Zähler D2 zählt nach einem Reset bis zum nächsten Reset stets genau eine Periode des Trägertaktes fj aus. Durch die Wahl des Teilerfaktors 2 ^n"1 für den Frequenzteiler D6 zählt der Zähler beim Tastverhältnis 100% nur vorwärts auf den Zählerstand 2 ⁿ ~ ¹ -1.. Beim Tastverhältnis 0% zählt er nur rückwärts auf den Zählerstand -2 ^n"1 . Für das Tastverhältnis 50% ist der Zäh- lerausgang 0, da der Zähler nach dem Reset genauso viele Takte vorwärts wie rückwärts zählt. Diese Zuordnung führt zu einer bezüglich der Grundphasenverschiebung von 90" bzw. einem Tastverhältnis von 50% stetigen und linearen Zuordnung von Zählerständen, die sich für die nachfolgende Auswertung in einem Mikroprozessor D4 gut eignet, da die Zahldarstellung im Zweierkomple- ment vorliegt. In Figur 4 ist diese Zuordnung von Zählerzuständen am Ausgang g des Vorwärts-Rückwärts-Zählers D2 in Abhängigkeit vom Tastverhältnis für einen n=8 Bit Vorwärts-Rückwärts-Zähler D2 dargestellt.

Hieraus und aus den Informationen aus Figur 3 ergibt sich die in Figur 5 darge- stellte Abbildung (für n=8) der aktuellen Impedanz R des zu programmierenden Schaltkreises auf die Zählerstände am Ausgang g des Vorwärts-Rückwärts- Zählers D2 bzw. die Abhängigkeit des auf der y-Achse aufgetragenen Zählerstands von der auf der x-Achse aufgetragenen Impedanz R (in Ohm). Der so in jeder Taktperiode der Trägerfrequenz fr neu am Ausgang g des Vorwärts-Rückwärts-Zählers D2 gebildete Zählwert wird zur weiteren Verarbeitung zunächst in dem Haltespeicher D3 zwischengespeichert und steht dem Mikroprozessor D4 während der gesamten Trägerfrequenz-Taktperiode an dem Ausgang k zur Abholung zur Verfügung. Hierfür ist der Eingang i des Haltespeichers D3 mit dem Ausgang g des Vorwärts-Rückwärts-Zählers D2 verbunden. Die Gültigkeit der Eingangswerte wird dem Mikroprozessor über das Ausgangssignal eines Verzögerungsbausteins D5 signalisiert. Dieses liegt an dem Eingang p des Mikroprozessors D4 an. Dieses Ausgangssignal des Verzögerungsbausteins D5 setzt auch den Vorwärts-Rückwärts-Zähler zurück (Reset), um damit die Zählung in einer weiteren Taktperiode zu initialisieren. Hierfür liegt der Ausgang des Verzögerungsbausteins D5 auch an dem Reset-Elngang d des Vorwärts-Rückwärts-Zählers D2 an. Der Eingang des Verzögerungsbausteins D5 ist mit der Steuerspannung bzw. dem Eingang a des EXOR-Gatters verbunden. Mit dieser einfachen erfindungsgemäßen elektronischen Schaltung kann durch den Mikroprozessor neben der Impedanz zusätzlich auch der Rhythmus und die Anzahl der Phasenverschiebungen gemessen werden, um den von der Elektronik E zurückgemeldeten Bitstrom zu dekodieren und eine Antwort A am Ausgang r des Mikroprozessors D4 zu erzeugen. Die erfindungsgemälie elektroni- sehe Schaltung aus den Elementen G, D1 - D2, D5 und D6 ersetzt somit eine aufwendige analoge Bandpassschaltung, die in der Vergangenheit zur Erzeugung eines für den Mikroprozessor geeigneten Auswertesignals verwendet wurde und bietet doch darüber hinaus den oben beschriebenen Vorteil der Möglichkeit zur Auswertung der Höhe der Phasenverschiebung.

Neben der Messung des Verbindungswiderstands R in einer bezüglich des Kopplungsfaktors k definierten Messumgebung besteht dadurch auch im Einsatz die Möglichkeit, den Anwender bei schwacher Induktiver Ankopplung der zu programmierenden Elektronik E zu warnen, um zum Beispiel eine bessere Positionierung von Sendespule Ls und Empfangsspule Le zueinander zu erreichen.

Bezugszeichenliste

C Kapazität

D1 EXOR-Gatter

D2 Vorwärts-Rückwärts-Zähler

D3 Haltespeicher

D4 Mikroprozessor

D5 Verzögerungselement

D6 Frequenzteiler

E Mikroprozessor

f _R Rückmeldefrequenz

fr Trägerfrequenz

fz Zählfrequenz.

G Frequenzgenerator

k Kopplungsfaktor

Ls Sendespule

Le Empfangsspule

P Pegelwandler R Impedanz

S Halbleiterschalter

V Leistungsstufe a, b Eingänge des EXOR-Gatters D1

y Ausgang des EXOR-Gatters D1

d, e, f Eingänge des Vorwärts-Rückwärts-Zählers D2 g Ausgang des Vorwärts-Rückwärts-Zählers D2 h, i Eingänge des Haltespeichers D3

k Ausgang des Haltespeichers D3

p, q Eingänge des Mikroprozessors D4

r Ausgang des Mikroprozessors