Die Erfindung bezieht sich auf ein elektronisches Schaltnetzteil zur Speisung eines Verbrauchers aus einer Eingangsspannungs- quelle, mit einem Sperrwandler mit einem Übertrager, dessen Pri¬ märwicklung in Reihe zur Kollektor-Emitter-Strecke eines ersten Transistors parallel zur Eingangsspannungsquelle und dessen Se¬ kundärwicklung in Reihe zum Verbraucher und einer ersten Diode geschaltet ist, wobei der Emitter des ersten Transistors über einen ersten Widerstand mit Masse- oder Bezugspotential und die Basis des ersten Transistors an eine Steuerschaltung ange¬ schlossen ist, mit einem parallel zum Verbraucher geschalteten Kondensator, wobei die Spannung an der dem Bezugspotential ab¬ gewandten Anschluß des Kondensators gleiche Polarität aufweist wie die Spannung am Verbindungspunkt des ersten Widerstandes mit dem ersten Transistor.

Elektronische Schaltnetzteile dienen zur Konstantspan- nungs- und/oder Konstantstromversorgung elektrischer oder elek¬ tronischer Geräte und sind in vielen Fällen als primär oder se¬ kundär getaktete Sperr- oder Durchflußwandler bzw. Gegentaktwand- ler aufgebaut. Sie weisen in der Regel eine Gleichrichterschal¬ tung mit nachgeschalteter Sieb- und Glättungsanordnung auf, an die ein Übertrager angeschlossen ist. In Reihe zur Primärwicklung des Übertragers ist ein elektronischer Schalter vorgesehen, der in Abhängigkeit von einer oder mehreren Regelgrössen ein- und ausgeschaltet wird, wobei die in dem Übertrager gespeicherte Energie beim Sperrwandler in der Sperrphase, beim Durchlaßwandler in der Durchlaßphase bzw. beim Gegentaktwandler sowohl in der

Sperr- als auch in der Durchlassphase über eine entsprechend gepolte Diode an einen elektrischen Verbraucher abgegeben wird.

Ein Schaltnetzteil der eingangs genannten Art ist beispielsweise aus der EP 0130411 Bl bekannt. Das dort in Fig. 2 gezeigte Ausführungsbeispiel beinhaltet einen selbstschwingenden Sperr¬ wandler, das heißt die an die Basis des ersten Transistors angeschlossene Steuerschaltung besteht dort im wesentlichen aus der Rückkopplung vom Sekundärkreis über einen Kondensator und einen Widerstand auf die Basis des ersten Transistors, sowie einem zweiten Transistor, dessen Kollektor-Emitter-Strecke zwischen der Basis des ersten Transistors und Bezugspotential liegt und dessen Basis mit der am ersten Widerstand abfallenden Spannung beaufschlagt wird. Die vorliegende Erfindung ist aber nicht auf ein Schaltnetzteil mit einem selbstschwingenden Sperr¬ wandler beschränkt, sondern ist auch bei Schaltnetzteilen mit einem fremdgesteuerten Sperrwandler anwendbar. In diesem Fall besteht die Steuerschaltung beispielsweise aus einem Multivi- brator, dessen Taktfrequenz oder dessen Puls/Pausen-Verhältnis, mit dem die Basis des ersten Transistors angesteuert wird, in Abhängigkeit von der Eingangsspannung, dem Primärstrom und/oder dem Sekundärstrom beeinflußt wird.

Solche Schaltnetzteile sind normalerweise, je nach Anwendungs- fall, für einen bestimmten (maximalen) Betriebsstrom ausgelegt.

In manchen Fällen benötigt der Verbraucher, der beispielsweise der Motor eines kleinen elektrischen Gerätes wie eines Rasierers oder eines Haarentfernungsgerätes sein kann, einen erheblich größeren Anlaufström als sein Betriebsstrom ist. In solchen

Fällen müßte das Schaltnetzteil - nur wegen des kurzzeitig notwendigen höheren AnlaufStromes - für wesentlich größere

Spitzenströme ausgelegt werden, als diese der Verbraucher im

Betrieb erfordert, was infolge des höheren Primarspitzenstromes auch nach Beendigung der Anlaufphase zu einer erhöhten Verlust¬ leistung führt. Beispielsweise müßte der im Primärkreis angeord¬ nete erste Widerstand wesentlich verkleinert werden, damit ein höherer Pri ärspitzenstrom fließen kann, was dann vor allem zu höheren Verlusten im Schalttransistor führen würde.

Aufgabe der Erfindung ist es deshalb, ein elektronisches Schalt¬ netzteil der eingangs genannten Art so auszubilden, daß es einen erhöhten Anlaufstrom für den Verbraucher liefern kdnn, ohne daß hierzu während des Betriebs, das heißt nach Beendigung der An¬ laufphase, ein höherer Primärspitzenstrom erforderlich ist.

Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß dadurch gelöst, daß zwischen dem Verbindungspunkt des ersten Widerstandes mit dem ersten Transistor und dem Bezugspotential abgewandten Anschluß des Kondensators ein zweiter Widerstand angeschlossen ist.

Da der vom Sperrwandler gelieferte Strom proportional dem Emitterwiderstand des Schalttransistors ist, wird mit der erfindungsgemäßen Lösung auf einfache Art und Weise in der Anlaufphase, das heißt solange die Spannung am Verbraucher betragsmäßig kleiner als die am ersten Widerstand abfallende MaximalSpannung ist, über den zweiten Widerstand, der dann über den Verbraucher dem ersten Widerstand parallel geschaltet ist, ein zusätzlicher Primärstrom geliefert.

In vorteilhafter Ausgestaltung der Erfindung wiru dem zweiten Widerstand eine zweite Diode in Serie geschaltet.

Die Serienschaltung einer Diode hat den Vorteil, daß der zweite Widerstand selbsttätig ausgeschaltet wird, wenn die Spannung am Verbraucher die Höhe der am zweiten Widerstand abfallenden Maxi¬ malSpannung erreicht hat.

Weitere vorteilhafte Ausgestaltungen sind den übrigen Unteransprüchen entnehmbar.

Anhand von in der Zeichnung dargestellten Ausführungsbeispielen wird die Erfindung näher erl utert.

Es zeigen:

Fig. 1 das Prinzipschaltbild eines Ausführungsbeispiels der Erfindung,

Fig. 2 die Schaltungsanordnung eines Schaltnetzteils mit einem selbstschwingenden Sperwandler und

Fig. 3 den Primärspitzenstrom Ia in Abhängigkeit von der Verbraucherspannung Uo mit einem zweiten Widerstand (gestrichelte Kurve) und mit der Serienschaltung eines zweiten Widerstandes und einer zweiten Diode (durchge¬ zogene Kurve).

Das in Fig. 1 dargestellte Prinzipbild eines elektronischen Schaltnetzteils besteht aus einem über eine Gleichrich¬ ter-Brückenschaltung 3 aus einer Gleich- oder Wechselspannungs- quelle 20 gespeisten Sperrwandler. Parallel zu den Ein- gangs-Gleichspannungsklemmen der Gleichrichter-Brückenschaltung 3 ist ein Eingangskondensator 4 zum Sieben und Glätten der Ein¬ gangsspannung geschaltet.

Parallel zum Eingangskondensator 4 ist die Reihenschaltung der Primärwicklung 51 eines Übertragers 5 mit der Laststrecke eines ersten Transistors 1 und eines ersten Widerstandes 8 geschaltet.

Die Sekundärwicklung 52 des Übertragers 5 ist in Reihe zu einer Diode 7 und einer Parallelschaltung eines Kondensators 16 und eines Verbrauchers 6 geschaltet.

Die Basis des Transistors 1 wird über eine Steuerschaltung St angesteuert. Die Konfiguration dieser Steuerschaltung St kann unterschiedlich sein und hangt auch davon ab, ob der Sperrwandler selbstschwingend oder fremdgesteuert ist.

Zwischen den Verbindungspunkt A des Emitters des Schalttran¬ sistors 1 mit dem Widerstand 8 und dem Bezugspotential abgewand¬ ten Anschluß B des Kondensators 16 und des Verbrauchers 6 ist die Serienschaltung eines Widerstandes 81 und einer Diode 82 angeord¬ net. Die Diode 82 kann auch eine Zenerdiode sein. Die Diode ist hier mit ihrem kathodenseitigen Anschluß dem Punkt B zugewandt, da der Transistor 1 ein NPN-Typ ist. Wird ein PNP-Typ verwendet, muß die Diode 82 mit ihrem kathodenseitigen Anschluß dem Punkt A zugewandt sein.

In Fig. 2 ist die detaillierte Schaltungsanordnung eines Schalt¬ netzteils mit einem selbstschwingenden Sperrwandler dargestellt.

Die Basis des Transistors 1 ist über einen Widerstand 12 mit dem einen Wicklungsende der Primärwicklung 51 des Übertragers 5, über die Reihenschaltung eines Rückkopplungskondensators 9 und eines Rückkopplungswiderstandes 10 mit dem einen Wicklungsende der Se¬ kundärwicklung 52 des Übertragers 5 und mit dem Kollektor eines Transistors 2 verbunden, dessen Emitter über einen Schalter 17 an die eine Gleichspannungsklemme der Gleichrichter-Brückenschaltung ^' * ^> ( 3 angeschlossen ist.

Die Basis des Transistors 2 ist über ein erstes Referenzelement in Form einer Zenerdiode 11 mit dem anderen Wicklungsende der Se- kundärwicklung 52 des Übertragers 5 bzw. mit dem Ausgangskonden¬ sator 16 oder dem Gleichstrommotor 6 und über ein zweites Refe- renzelement in Form einer Zenerdiode 22 mit dem Emitter des ersten Transistors 1 verbunden. Parallel zur Basis-Emit¬ ter-Strecke des Transistors 2 ist ein Widerstand 13 und parallel zum Widerstand 8 ein Kondensator 14 vorgesehen.

Die parallel zur Primärwicklung 51 des Übertragers 5 geschaltete Reihenschaltung einer Zenerdiode 18 und einer in entgegengesetz¬ ter Durchlaßrichtung gepolten Diode 19 mit gemeinsamer kathoden- seitiger Verbindung dient der Aufgabe, die sich aufgrund der Streuinduktivität bildenden Spitzen der Spannungs-Rückschlagim- pulse zu beseitigen bzw. zu begrenzen.

Parallel zum Rückkopplungskondensator 9 ist eine Diode 15 mit anodense t gern Anschluß an das eine Wicklungsende der Sekundär¬ wicklung 52 des Übertragers 5 geschaltet.

Die Steuerschaltung St (Fig. 1) besteht also hier in Fig. 2 im wesentlichen aus dem Rückkopplungskonensator 9, dem Rückkopp¬ lungswiderstand 10 und dem Transistor 2. Statt des Transistors 2 kann zwischen die Basis des Transistors 1 und Bezugspotential auch eine Zenerdiode geschaltet werden. Diese Zenerdiode schaltet dann durch, wenn die am Widerstand 8 abfallende Spannung (Um) plus die Basis-Emitterspannung des Transistors 1 die Höhe der Zenerspannung der Zenerdiode erreicht haben. In diesem Fall muß die RegelSchaltung an den Emitter des Transistors 1 angekoppelt werden.

Zwischen dem Emitter des Schalttransistors 1 (Punkt A) und dem Bezugspotential abgewandten Ende des Gleichstrommotors 6 (Punkt B) liegt die Serienschaltung des Widerstands 81 und der Diode 82.

Selbstverständlich kann parallel zum Gleichstrommotor 6 über eine entsprechende Schalteranordnung ein Akkumulator vorgesehen wer¬ den, der zum netzunabhängigen Betrieb des Gleichstrommotors 6 herangezogen wird.

Die Funktionsweise des Schaltnetzteils nach Fig. 2 soll nun zunächst so beschrieben werden, wie wenn der Widerstand 81 und die Diode 82 nicht vorhanden wären.

Bei Anlegen einer Netz-WechselSpannung an die Gleichrich¬ ter-Brückenschaltung 3 wird die gleichgerichtete WechselSpannung an den Glättungs- und Siebkondensator 4 gegeben, so daß der über die Primärwicklung 51 des Übertragers 5 und den Widerstand 12 fließende Strom über den Rückkopplungswiderstand 10 den Rück¬ kopplungskondensator 9 auflädt, bis die Spannung an der Basis des Transistors 1 soweit angestiegen ist, daß der Transistor 1 lei¬ tend wird. Der dadurch bedingte Kollektorstrom fließt durch die Primärwicklung 51 des Übertragers 5 und induziert in der Sekun¬ därwicklung 52 eine positive Spannung, die über den Rückkopp¬ lungskondensator 9 und den Rückkopplungswiderstand 10 an die Basis des Transistors 1 geführt wird und einen größeren Basis¬ strom hervorruft. Mit dem Einschalten des Transistors 1 steigt der durch die Primärwicklung 51 des Übertragers 5 fließende Strom infolge der Induktivität der Primärwicklung 51 linear an, bis über dem Wierstand 8 eine dem l near ansteigenden Strom propor¬ tionale Spannung abfällt, die von einer bestimmten Höhe an im Transistor 2 einen Basisstrom fließen läßt, wodurch der zweite

Transistor 2 eingeschaltet und damit das Potential an der Basis des Transistors 1 auf Bezugspotential gezogen wird und somit der Transistor 1 a schaltet. Wähend der Sperrphase des Transistors 1 fließt die im Kern des Übertragers 5 gespeicherte magnetische Energie über die Sekundärwicklung 52 und die Diode 7 in den Ausgangskondensator 16 ab.

Übersteigt die am Ausgangskondensator 16 anstehende Spannung infolge des Ladezustandes des Ausgangskondensators 16 die Zenerspannung der Zenerdiode 11, so wird unabhängig von er am Widerstand 8 abfallenden Spannung der Transistor 2 ständig leitend gehalten, so daß die Basis des Transistors 1 ständig an Masse bzw. Bezugspotential anliegt, wodurch der Sperrwandler seinen Betrieb einstellt. Erst wenn die Spannung am Ausgangskon¬ densator 16 infolge des Stromverbrauchs durch den parallel ge¬ schalteten Gleichstrommotor 6 so niedrig geworden ist, daß die Zenerspanung der Zenerdiode 11 unterschritten wird, hängt der Sperr- bzw. Leitzustand des Transistors 2 und damit des Tran¬ sistors 1 wieder von der an dem Widerstand 8 abfallenden Spannung in bezug auf die Zenerspannung der Zenerdiode 22 ab und der Sperrwandler kann wieder anschwingen.

Die Zenerdiode 22 dient dabei dazu, den Transistor 2 dann ein¬ zuschalten, wenn die Zenerspannung der Zenerdiode 22 infolge der am Emitterwiderstand 8 ansteigenden Spannung überschritten wird.

Durch die Parallelschaltung der Diode 15 parallel zum Rückkopp¬ lungskondensator 9 kann der Sperrwandler bei Unterschreiten der Zenerspannung der Zenerdiode 11 sofort wieder anschwingen, da die an der Sekundärwicklung 52 des Übertragers 5 anstehende Ausgangs¬ spannung über die Diode 15 sofort eine den Transistor 1 an¬ steuernde Polarität bereitstellt.

Beträgt nun beispielsweise der Primärspitzenstrom la = 0,5 A und hat der Emitterwiderstand 10 Ohm (ohne Widerstand 81 und Diode 82), beträgt die maximal am Emitterstand abfallende Spitzenspan¬ nung Um = 5V. Der im Sekundärkreis auftretende Spitzenstrom ist dem Primärspitzenstrom proportional. Ist der damit erreichbare arithmetische Mittelwert des Stroms durch den Verbraucher 6 nicht ausreichend, muß also der Primärspitzenstrom erhöht werden. Dies könnte beispielsweise durch Verkleinerung des Emitterwiderstandes 8 geschehen. Wenn aber der Verbraucher 6, beispielsweise ein Gleichstrommotor, nur in der Anlaufphase einen höheren Strom be¬ nötigt, würde diese Lösung auch im normalen Betriebszustand unnötig große Schaltverluste im Transistor 1 verursachen, da der Primärspitzenstrom gleich bleibt.

Um dem Verbraucher 6 einen höheren Anlaufström zu liefern, was bei einem Motor ein entsprechend größeres Anlaufdrehmoment her¬ vorruft, wird nun zwischen dem Punkt A und dem Punkt B der Wi¬ derstand 81 und die Diode 82 eingefügt. Die Wirkungsweise wird anhand der Fig. 3 erläutert. Dort ist der Primärspitzenstrom la in Abhängigkeit von der am Verbraucher 6 und am Kondensator 16 anliegenden Spannung Uo beim Einschalten dargestellt. Die Span¬ nung Uo ist also eine Funktion der Zeit. Der Widerstandswert des Widerstandes 81 und des Widerstandes 8 beträgt je 10 Ohm, die Betriebsspannung des Verbrauchers Uo = 10 V. Im Moment des Ein- schaltens beträgt nun der Primärspitzenstrom unter Vernachlässi¬ gung der Flußspannung der Diode 82 la = 1A statt - wie vorher - nur 0,5 A, da im Moment des Einschaltens die Spannung am Punkt B gegenüber Bezugspotential OV beträgt.

Etss iisstt liaa -- -3 ^U 5- ₊ + Um _m - Uf - Uo

wobei Uf die Durchlaßspannung der Diode 82 ist. Mit steigender Ausgangsspannung Uo (steigender Motordrehzahl) geht die Amplitude des Primarspitzenstromes Ia zurück.

Ist sowohl der Widerstand 81 als auch die Diode 82 zwischen den Punkten A und B angeordnet, zeigt die durchgezogene Kurve in Fig. 3 den Verlauf Ia als Funktion von Uo (unter Vernachläßigung von Uf). Ist die Spannung Uo = 5V erreicht, was der MaximalSpannung Um am Widerstand 8 entspricht, ist der Primärspitzenstrom auf 0,5 A abgesunken. Steigt die Spannung Uo nun über 5 V, wird der Wi¬ derstand 81 selbsttätig ausgeschaltet, da die Diode 82 sperrt. Der Primärspitzenstrom Ia beträgt 0,5 A, wie vorher ohne Wider¬ stand 81.

Die Diode 82 kann auch weggelassen werden. Es ergibt sich dann in Fig. 3 die gestrichelt gezeichnete Kurve. Übersteigt in diesem Fall die Spannung Uo die Spannung Um (bei 5 V), ist also das Potential am Punkt B größer als am Punkt A, erniedrigt sich zwar der Primärspitzenstrom Ia weiter, aber es fließt aus dem Sekun¬ därkreis über den Widerstand 81 ein zusätzlicher Strom über den Widerstand 8 nach Bezugspotential. Es wird zwar ohne die Diode 82 der Zweck des höheren AnlaufStromes genauso erreicht, aber die Verlustleistung ist infolge des Stro flußes über den Widerstand 81 von B nach A im Betriebszustand größer als mit der Diode 82.

Ohne Diode 82 gilt: Uo = ^{R8 + R81} . Um

R8