En effet, dans de telles conditions, un transistor bipolaire de puissance ne se comporte pas comme un commuta- teur parfait et, en l'absence de tout dispositif d'aide à la commutation, il présente les courbes tension/courant illustrées par la figure 1, laquelle met en évidence des pertes à la mise en conduction, matérialisées par le triangle hachuré ABG, et des pertes au blocage, matériali- sées par le triangle hachuré EFH.

Similairement, la figure 2 illustre les pertes enregistrées par un transistor MOS à effet de champ utilisé dans les mmes conditions.

Dans ce dernier cas, les pertes à la mise en conduction sont quasiment nulles tandis que les pertes au blocage, matérialisées par le trapèze hachuré D'E'F'H', demeurent importantes.

Accessoirement, il est intéressant de constater, ici, qu'à puissance commutée constante, les pertes en conduction d'un transistor à effet de champ, matérialisées par le triangle hachuré A'D'H', sont plus importantes que les pertes en conduction d'un transistor bipolaire, les- quelles se limitent à l'aire plus réduite, occupée par le trapèze hachuré CDGH.

Différents dispositifs d'aide à la commutation des semi-conducteurs ont été décrits par l'art antérieur, mais exception faite du réseau à faibles pertes Knoll, aucun de ces dispositifs n'améliore le rendement énergétique.

En effet, la plupart de ceux-ci ne fait que dissi- per, sous une forme non dangereuse, toute l'énergie corres- pondant aux susdits triangles hachurés.

Une telle solution, en dépit de son manque d'élégan- ce, présente, malgré tout, l'avantage indéniable de sous- traire les semi-conducteurs ainsi protégés aux effets destructeurs de la loi de Lenz.

Quant au circuit sophistiqué Knoll, celui-ci est réservé à des applications très spéciales capables de supporter le surcroit de volume et de coût qu'impose le rajout de tous les composants auxquels il fait appel.

Pour ces raisons, les dispositifs complexes d'aide à la commutation selon l'art antérieur n'ont pas été retenus dans les montages bon marché où l'on recherche une grande simplicité, une économie de moyens et un bon rendement énergétique.

Ainsi, dans la fabrication de petits convertisseurs, l'on doit recourir à un pis-aller pour résoudre à moindre prix ce problème.

Cet artifice entre dans la composition du convertis- seur très standard qui est représenté par la figure 3.

Ce convertisseur fait appel a une structure en demi- pont à condensateurs dont la première des branches est constituée par deux condensateurs 5a et 5b montés en série tandis que la seconde de ces branches est constituée par des transistors la et lb montés en série et, respectivement, connectés en parallèle avec deux diodes de"roue libre"2a et 2b.

Une charge réactive 4 comportant au moins un terme inductif est connectée entre chaque point milieu des susdites branches de pont.

Les bornes communes polarisées 6a et 6b sont reliées une source d'alimentation qui fournit l'énergie continue propre à tre"découpée".

Les transistors la et lb sont mis en conduction cyclique alternée grâce à un moyen de commande non repré-

sente ici.

Dans ces conditions, la charge 4 est traversée par un courant alternatif dont la fréquence peut tre très élevée.

Si le montage, ainsi réalisé, s'en tenait là, l'on retrouverait les pertes illustrées par la figure 1, et le montage ne pourrait fonctionner longtemps sans un échauffe- ment important dont l'effet cumulatif ne tarderait pas à entraîner la destruction des semi-conducteurs utilisés comme moyens commutateurs.

Grâce au condensateur 3, dit"snubber", qui est connecté entre le point milieu de la susdite branche de pont constituée par les transistors la et lb, il devient possible de réduire les zones triangulaires de pertes, comme illustré par la figure 4.

Comme l'on peut le voir sur cette figure, le condensateur 3 n'agit pratiquement pas sur le dI/dt du courant Ic, mais sur le dV/dt de la tension Vce.

De cette façon, les signaux de tension Vce qui, précédemment, affectaient une forme sensiblement rectangu- laire, prennent alors celle d'un trapèze sensiblement isocèle.

Les conséquences positives imputables à la présence de ce"snubber"sont les suivantes : a) une réduction substantielle des aires de perte A"B"G"et E"F"H", b) une diminution du risque de"cross conduction" qui est toujours fatal aux semi-conducteurs utilisés dans ces conditions, c) une réduction du gradient de potentiel que doit supporter la tranche du"chip"de silicium constituant lesdits semi-conducteurs.

Complétant l'action du susdit"snubber", est connectée en parallèle avec celui-ci une résistance de forte valeur 7.

Cette résistance permet d'évacuer les charges

redressées que maintiendraient, entre chaque alternance, les diodes 2a et 2b dans le condensateur 3.

Si un tel dispositif fonctionne assez correctement dans des applications à très faible puissance, il présente toujours les graves inconvénients suivants : a) risque important de"cross conduction"à la mise sous tension du dispositif lorsque le matériau magnétique utilisé dans l'inductance constitutive de la charge 4 se trouve momentanément saturée, b) obligation pour la raison sus-énoncée de faire appel à des semi-conducteurs alliant temps de commutation faibles et géométries surdimensionnées, c) pertes élevées en commutation impliquant un volume minimal de dissipation thermique, d) rendement énergétique discutable, e) fiabilité générale aléatoire, f) coût global relativement important lié principa- lement à la qualité desdits semi-conducteurs.

Le dispositif selon l'invention permet d'éradiquer la quasi-totalité des inconvénients sus-indiqués.

Pour cela, la présente invention propose un disposi- tif d'aide à la commutation, à l'ouverture et à la ferme- ture, d'un semi-conducteur commandé, utilisé comme moyen commutateur en vue d'assurer, à travers une charge réactive, le découpage du courant délivré par une source d'alimenta- tion continue connectée entre deux bornes à partir d'une tension de découpage appliquée entre une électrode de charge et une électrode commune du semi-conducteur, remarquable en ce qu'il comporte : -un générateur de signaux, lors de l'entrée en conduction de l'espace séparant l'électrode de charge et l'électrode commune du semi-conducteur commandé, par l'intermédiaire de la tension de découpage, -un module de compensation reliant le générateur de signaux à l'électrode de charge du semi-conducteur commandé, le générateur de signaux permettant d'appliquer

sur l'espace précité un signal de courant par l'intermé- diaire du moyen de compensation sensiblement en phase avec le courant de découpage et se superposant à ce dernier auquel il s'additionne, point par point, le courant résul- tant de cette addition, pendant la durée de commutation, étant exempt de tout recouvrement avec le signal de tension de découpage, ce qui permet la suppression de l'aire de pertes électriques engendrées par le semi-conducteur lors de sa commutation à l'ouverture, respectivement à la fermeture.

D'autres aspects et avantages de la présente invention apparaîtront à la lecture de la description détaillée qui suit de modes particuliers de réalisation de l'invention, donnés à titre d'exemples non limitatifs. La description se réfère aux dessins qui l'accompagnent, dans lesquels, les figures 1 à 4 ayant déjà été décrites : -la figure 1 illustre des courbes tension/courant pour un transistor bipolaire de puissance classique, en l'absence de tout dispositif d'aide à la commutation ; -la figure 2 illustre des courbes analogues à celles de la figure 1, pour un transistor MOSFET classique ; -la figure 3 représente de façon schématique le circuit d'un convertisseur classique ayant une structure en demi-pont à condensateurs ; -la figure 4 illustre des courbes analogues à celles de la figure 1, correspondant au circuit de la figure 3, en présente d'un condensateur 3 dit"snubber" ; -la figure 5 est un schéma électrique d'un disposi- tif d'aide à la commutation dans un mode de réalisation spécifique de la présente invention ; -la figure 6 illustre des courbes tension/courant analogues à celles de la figure 4, ainsi que l'évolution du courant I9b délivré par la borne de sortie du générateur de signaux cycliques 9 de la figure 5, pour le dispositif d'aide à la commutation selon le mode de réalisation spécifique précité de la présente invention ; -la figure 7 illustre la résultante des courbes de

la figure 6 après compensation des pertes d'énergie confor- mément à la présente invention ; -les figures 8 à 12 sont des schémas électriques d'un dispositif d'aide à la commutation, respectivement dans un second, un troisième, un quatrième, un cinquième et un sixième modes de réalisation de la présente invention ; -la figure 13 est un schéma électrique d'un dispositif d'aide à la commutation dans un mode de réalisa- tion pratique de la présente invention ; -les figures 14 à 16 illustrent des courbes représentant l'évolution du courant dans la diode 10, dans la charge 4'et dans le module commutateur à semi-conducteur 11 de la figure 5, et la tension et le courant collecteur- émetteur du module 11, dans un mode particulier de réalisa- tion ; -les figures 17 et 18 sont des schémas électriques du dispositif d'aide à la commutation de la figure 5, dans deux variantes de réalisation du module commutateur 11.

Le mode de réalisation de la figure 5 peut tre étendu à toutes les structures connues selon l'art anté- rieur, lesquelles constituent, par exemple, les convertis- seurs mono-transistor des types dits" accumulation"et "directs isolés", les convertisseurs à deux transistors des types dits"push-pull","directs asymétriques en demi-pont" et"en demi-pont à condensateurs", les convertisseursà quatre transistors et plus dits"en pont complet".

Dans ce mode de réalisation, l'énergie continue à découper est appliquée entre des bornes communes polarisées 8a et 8b.

Entre les bornes 8a et 8b, sont montés respective- ment en série une charge réactive 4'et un module commuta- teur à semi-conducteur 11.

La borne non commune 4b'de la charge 4'est reliée à l'électrode de charge lla du module commutateur à semi- conducteur 11, dont l'électrode commune llc est reliée à l'une desdites bornes communes polarisées.

Un générateur de signaux de commande 9 est alimenté par l'énergie disponible entre les bornes 8a et 8b.

La délivrance desdits signaux de commande s'effectue à partir des bornes de sortie 9a et 9b.

La borne 9a est connectée à l'électrode de commande llb du semi-conducteur 11 et, en fournissant à cette dernière un signal d'amplitude et de durée convenable, assure la mise en conduction cyclique de l'espace séparant l'électrode de charge lla et l'électrode commune llc et donc, la conduction cyclique du courant à travers la charge réactive 4'.

Facultativement, une diode de"roue libre"12 est montée en antiparallèle avec le semi-conducteur 11.

Facultativement aussi, peut tre connectée sur la borne 8c, commune à la charge 4'et au semi-conducteur 11, l'une des électrodes d'un condensateur de faible valeur 3', dit"snubber", dont la seconde électrode est reliée à l'une desdites bornes communes polarisées.

Comme décrit en liaison avec la figure 4, le condensateur 3'agit sur le dV/dt du signal de tension appliqué cycliquement entre les électrodes lla et llb du semi-conducteur 11.

Le circuit de la figure 5 comprend en outre une diode 10 qui, convenablement polarisée, est connectée entre la sortie 9b du générateur de signaux cycliques 9 et l'électrode de charge lla du semi-conducteur 11.

On choisit avantageusement une diode 10 dite "lente", c'est-à-dire présentant un temps de recouvrement inverse trr relativement élevé. A titre d'exemple, pour une diode lente, trr est compris entre 0,5 ps et 10 ßs, tandis que pour une diode dite"rapide", trr est de l'ordre de 50 ns, et pour une diode dite"semi-rapide", trr est compris entre 200 et 500 ns.

La diode 10 est polarisée de telle sorte que les signaux présents sur l'électrode de charge lla ne puissent transiter à travers elle, mais que le signal 19b délivré par

la borne de sortie 9b puisse gagner, sans atténuation sensible, ladite électrode de charge.

Le signal 19b délivré par la borne 9b est un signal cyclique ayant la mme polarité que celle qui affecte le signal cyclique de courant Illab transitant entre les électrodes lla et llc.

De plus, il est avantageux de limiter à une valeur faible, à savoir, de l'ordre de quelques dizaines à quelques centaines de nanosecondes, la durée correspondant au décalage de phase qui pourrait exister entre les susdits signaux cycliques de courant.

En outre, il est avantageux que le signal 19b délivré par la borne de sortie 9b présente une amplitude et une durée sensiblement égales à celles qui caractérisent le signal cyclique de courant Illab transitant entre les électrodes lla et llc.

Dans ces conditions, en l'absence de la diode 10, lorsque le dispositif est mis sous tension et qu'il entre en fonctionnement, les signaux tension/courant que l'on relève entre les électrodes lla et 11c sont respectivement confor- mes aux courbes en traits pleins Vllab et Illab que fait apparaître la figure 6. Ces courbes sont similaires aux courbes Vce et Ic illustrées par la figure 4.

La figure 6 permet d'estimer les pertes en commuta- tion de ce montage, lesquelles sont matérialisées par des zones hachurées.

En revanche, en présence de la diode 10, le signal issu de la borne de sortie 9b est appliqué sur l'électrode lla.

Ce signal, s'il répond aux impératifs énoncés plus haut, est conforme à la courbe 19b représentée en pointillés sur la figure 6.

Comme on le voit, l'origine et la période dudit signal se confondent à peu près avec le signal Illab.

Les deux signaux de courant Illab et 19b, en s'additionnant sur l'électrode de charge lla, forment alors

le courant réel qui va transiter entre l'électrode de charge lla et l'électrode commune lla du semi-conducteur 11.

L'image de ce courant de sommation est représentée par la courbe Is sur la figure 7. On a donc Is = Illab + I9b.

Cette sommation du courant Illab provenant de la commutation naturelle du semi-conducteur 11 et du courant I9b de mme polarité délivré par la borne 9b du généra- teur 9, permet d'obtenir des caractéristiques tension/cou- rant, à l'ouverture comme à la fermeture, inconnues de l'art antérieur.

Pour obtenir ce résultat, il est impératif que le signal I9b de la figure 6 soit toujours convenablement conformé, ce qui revient à dire que, notamment, l'aire correspondant à chacune de ses pseudo-alternances négatives soit correctement distribuée dans le temps et détienne une énergie capable d'annuler toute aire de perte causée par le courant Illab qui lui est opposée.

Ainsi, dans l'exemple illustré par la figure 6, le courant délivré par la borne 9b du générateur 9, via la diode 10, à l'électrode de charge lla, présente, par rapport à l'axe origine 00', des aires J et K correspondant à une énergie de polarité inverse à celle de l'énergie contenue dans les aires J'et K'qui, respectivement, leur font face et qui représentent les susdites pertes en commutation que devrait dissiper la pastille du semi-conducteur 11.

Dans ces conditions, si l'aire J représente en valeur absolue une énergie au moins égale à l'énergie contenue dans l'aire J', mais de signe opposé, ces deux grandeurs qui sont en phase, s'annulent et les pertes enregistrées par le semi-conducteur 11, à la fermeture, sont éliminées.

De mme, si la valeur absolue de l'énergie contenue dans l'aire K est au moins égale à celle de l'énergie de polarité inverse que représente l'aire K', ces deux gran- deurs s'annulent et les pertes enregistrées par le semi-

conducteur 11, à l'ouverture, sont également éliminées.

La démonstration de ce résultat est facile à obtenir à l'aide d'un oscilloscope dont l'une et l'autre des sondes contrôlent le courant transitant respectivement aux points 13a et 13b indiqués sur la figure 5.

Si les sondes sont correctement orientées, les images obtenues sont semblables aux courbes de la figure 6.

Si l'on réalise alors l'addition électronique, point par point, de la courbe Illab et de la courbe I9b, l'on obtient alors une image similaire aux courbes de la fi- gure 7, étant entendu que le troisième canal dudit oscillos- cope est muni d'une sonde de tension qui, connectée entre l'électrode commune 11c et l'électrode de charge lla du semi-conducteur 11, délivre l'image de la tension de découpage Vllab.

La figure 7 montre clairement, sur l'axe origine 00', les deux segments LM et NP qui représentent une puissance nulle.

La figure 14 illustre deux courbes, dont l'une représente l'évolution du courant IDiode dans la diode 10, et l'autre représente l'évolution du courant ILoad dans la charge 4'.

La figure 15 illustre également l'évolution de IDiode, à titre de référence, ainsi qu'une seconde courbe qui représente l'évolution du courant ITransistor dans le module commutateur à semi-conducteur 11, dans un mode particulier de réalisation où le module 11 comprend un transistor bipolaire. Dans d'autres modes de réalisation, le module 11 peut comprendre un transistor à effet de champ, ou encore du type IGBT, à titre d'exemples non limitatifs.

La figure 16 illustre deux courbes, dont l'une représente l'évolution de la tension VTCE entre le collec- teur et l'émetteur du transistor du module 11, et l'autre représente l'évolution du courant ITCE entre ces mmes collecteur et émetteur.

L'ensemble de ces courbes proviennent de signaux

synchronisés et sont représentés sur un intervalle de temps compris entre la fermeture et l'ouverture du commutateur 11.

La tension VTCE est en phase avec la tension de commande délivrée à la borne de sortie 9a, au temps de commutation près, lequel peut tre considéré comme faible ou négligeable.

La figure 16 met en évidence les"temps morts" (en anglais"dead times") obtenus à la fermeture et à louver- ture du transistor du module 11 (voir par exemple le point D sur la figure 16).

Deux configurations sont possibles pour le transis- tor bipolaire du module ll, comme l'illustrent les figures 17 et 18.

Comme le montre la figure 17, le transistor bipo- laire du module 11 peut tre connecté et fonctionner selon le mode émetteur commun. La mme configuration peut aussi tre obtenue avec un transistor à effet de champ ou du type IGBT. Dans cette configuration, le courant de commande 19b est en phase avec le courant ITCE. Si de plus la charge 4' est de nature inductive, la diode 10 joue le rôle de diode de"roue libre"et une impulsion négative lui est transmise en provenance de la charge 4', ce qui atténue le courant de commande 19b et bloque, par effet cumulatif, le courant du transistor 11. Cela a pour effet de diminuer le temps de commutation. Dans ce cas et en référence aux figures 10 et 17, la tension délivrée par la borne 9b à l'anode de la diode 10 est en phase avec celle délivrée par la borne 9a, confer couplage des enroulements 15b, 15c, figure 10.

En variante, comme le montre la figure 18, le transistor bipolaire du module 11 peut tre connecté et fonctionner selon le mode base commune. Le courant de commande 19b est alors en opposition de phase par rapport au courant collecteur-émetteur ITCE. Cette variante de réalisa- tion est particulièrement avantageuse, car elle permet d'obtenir des temps de commutation beaucoup plus courts et permet une fréquence élevée de commutation. Dans ce cas et

en référence aux figures 11 et 18, la tension délivrée par la borne 9b à l'anode de la diode 10 est en opposition de phase avec celle délivrée par la borne 9a, confer couplage des enroulements 19b et 19c, figure 11.

Le semi-conducteur 11 associé aux éléments compensa- teurs devient donc un module commutateur quasi parfait.

En effet, sans faire appel à aucun moyen convention- nel d'aide à la commutation, le semi-conducteur 11 est alors capable de commuter à travers la charge réactive 4'un courant d'amplitude très importante sans que puisse s'obser- ver aucun recouvrement courant/tension tant lors de son ouverture que lors de sa fermeture.

L'application de ce dispositif simple est univer- selle. Il est notamment applicable à tous les semi-conduc- teurs de commutation.

La figure 8 illustre un second mode de réalisation du dispositif objet de l'invention.

De mme que dans le premier mode de réalisation, le générateur de signaux basse tension 9 n'est plus autonome et les signaux à appliquer, respectivement, sur l'électrode de commande llb et sur l'électrode de charge lla sont prélevés directement à partir de la réactance inductive ou de la réactance capacitive inclues dans la charge 4'.

A cet effet sont prévues deux bornes de sortie supplémentaires 4c'et 4d'ayant une borne de retour 4e' commune avec l'une des susdites bornes communes polarisées.

La borne 4c', connectée à l'électrode de commande llb, fournit à cette dernière un signal propre à assurer l'entretien de la conduction cyclique du semi-conducteur 11 tandis que la borne 4d'fournit, via la diode 10, convena- blement polarisée, un signal de courant similaire à la courbe 19b illustrée par la figure 6.

Ce mode de réalisation permet d'obtenir des résul- tats similaires à ceux que produit le mode de réalisation déjà décrit.

La figure 9 illustre un troisième mode de réalisa-

tion du dispositif objet de l'invention.

Selon ce mode de réalisation, la fourniture des signaux à appliquer sur l'électrode de commande llb et sur l'électrode de charge lla n'est plus obtenue à partir d'un moyen quelconque de couplage avec l'un des termes réactifs inclus dans la charge 4', mais à partir d'un petit transfor- mateur de courant 14 dont le primaire est connecté en série avec l'une des bornes de la charge 4'.

Comme précédemment, le transformateur 14 est doté de deux sorties 14a et 14b, qui disposent également d'une borne de retour commune avec l'une des susdites bornes communes polarisées.

La borne 14a, connectée à l'électrode de commande llb, assure l'entretien de la conduction cyclique du semi- conducteur 11 tandis que la borne 14b fournit, via la diode 10, convenablement polarisée, un signal de courant similaire à la courbe 19b illustrée par la figure 6.

Ce mode de réalisation permet d'obtenir des résul- tats similaires à ceux que produisent les modes de réalisa- tion précédemment décrits, à ceci près que grâce à l'emploi du transformateur de commande 14, l'aire de pertes à la fermeture J', illustrée par la mme figure 6, est quasiment inexistante et, de ce fait, la production d'une aire d'énergie négative J devient superfétatoire.

La figure 10 illustre un quatrième mode de réalisa- tion du dispositif objet de l'invention.

Selon ce mode de réalisation, la charge réactive 4' se résume à un transformateur 15 dont le primaire 15a est connecté en série avec l'espace collecteur-émetteur du transistor bipolaire 11'lequel est monté selon le mode dit à"émetteur commun".

Le secondaire 15c, couplé audit primaire et convena- blement orienté par rapport à celui-ci, fournit à la base dudit transistor, sous une tension de quelques volts, le courant de réaction nécessaire à l'entretien de la conduc- tion cyclique d'un tel montage fonctionnant en auto-oscilla-

teur.

La résistance 17, connectée en série avec l'enroule- ment 15c, limite à une valeur convenable le susdit courant de réaction.

Le secondaire 15b délivre lui aussi une tension de quelques volts, en phase avec la précédente ; cette tension doit égaler, au moins, la somme des potentiels caractérisant le Vf de la diode 10 et le Vcesat du transistor 11', ce qui permet au circuit série ainsi constitué d'tre parcouru par un courant dont la valeur est limitée à une amplitude convenable grâce à la résistance 18.

Ainsi construit, le dispositif selon l'invention fonctionne conformément à ce qui a été décrit plus haut.

La très faible tension délivrée par l'enroulement 15b permet de générer un courant qui, après avoir traversé la diode 10, convenablement polarisée, s'additionne en phase avec le courant Illab illustré par la figure 6, ceci provoquant, comme par devant, la production d'un courant collecteur dans le transistor 11'conforme à celui qutillus- tre la figure 7.

L'énergie convertie par le dispositif selon 1'inven- tion est délivrée entre les bornes 16a et 16b appartenant au secondaire 15d du transformateur 15.

La figure 11 illustre un cinquième mode de réalisa- tion du dispositif objet de l'invention.

Selon ce mode de réalisation, le moyen commutateur auquel il est fait appel est un transistor bipolaire 11' monté selon le mode dit à"base commune".

Le montage retenu est un auto-oscillateur utilisant un transformateur de commande 19, comme décrit plus haut.

Le primaire 19a de ce transformateur de courant est monté en série avec la charge réactive 4'et la jonction collecteur-base dudit transistor.

Le courant appliqué à l'émetteur, faisant, ici, fonction d'électrode de commande, est obtenu à partir de l'enroulement de réaction 19c lequel, convenablement orienté

par rapport audit primaire, délivre les quelques volts qui permettront à un courant de passer à travers le circuit série que constitue la jonction base-émetteur du transistor 11'et la résistance 17'qui limite ledit courant à une valeur choisie.

Comme précédemment, le secondaire 19b, délivrant une très faible tension, fournit au circuit comprenant la diode 10 et la jonction collecteur-base du transistor 11'à l'état passant un courant conforme à la susdite courbe 19b.

La résistance 18', montée en série avec la diode 10, limite l'amplitude du courant de commande dudit émetteur à une valeur convenable.

Dans ce mode de réalisation, les signaux délivrés respectivement par les secondaires 19b et 19c se trouvent en opposition de phase, compte tenu du montage dit à"base commune"utilisé.

Les résultats obtenus à partir de ce mode de réalisation sont conformes à ce qui a été décrit plus haut.

La figure 12 illustre un sixième mode de réalisation du dispositif objet de l'invention.

Selon ce mode de réalisation, tout à fait similaire au précédent, la différence essentielle réside dans le fait que le transistor bipolaire 11'est remplacé par un transis- tor dit"Power MOS"désigné par la référence 11".

Dans ce cas, l'enroulement de réaction 19c fournit à la grille (en anglais"gate") du transistor 11"un signal de commande permettant d'entretenir la conduction cyclique de la jonction drain-source dudit transistor.

La résistance 17", montée en parallèle entre grille et source, limite la tension appliquée entre ces deux électrodes.

Le secondaire 19b, délivrant une très faible tension, fournit au circuit comprenant la diode 10 et l'espace drain-source dudit transistor, à l'état passant, un courant conforme à la susdite courbe 19b.

La résistance 18'limite l'amplitude dudit courant

à une valeur choisie.

Les résultats obtenus à partir de ce mode de réalisation demeurent conformes à ce qui a été décrit plus haut.

La figure 13 illustre un mode de réalisation pratique du dispositif objet de l'invention.

Ce mode de réalisation fait appel à la structure en demi-pont à condensateurs illustrée par la figure 3.

La branche passive dudit pont est constituée par les deux condensateurs 5a'et 5b'montés en série tandis que sa branche active est constituée par les deux transistors la' et lb'connectés en série et lesquels se trouvent montés selon le mode dit à"base commune". ; Entre les points milieux de chacune desdites branches de pont, est connecté un circuit série constitué par le primaire 20c du transformateur de commande 20 et le circuit oscillant série comprenant l'inductance 21 associée au condensateur 22.

La conduction cyclique alternée de l'espace collec- teur-base de chacun desdits transistors est entretenue par les secondaires 20b et 20e du transformateur 20 lesquels délivrent respectivement un signal opposé en phase sur la jonction émetteur-base de chacun desdits transistors.

Dans ces conditions, après mise sous tension des bornes 8a et 8b et application d'une impulsion de déclenche- ment fournie par un moyen non décrit ici, le demi-pont ainsi constitué peut entrer en oscillation suivant une période dépendant principalement de la fréquence de résonance caractérisant le circuit oscillant série comprenant l'induc- tance 21 et le condensateur 22 entre les bornes duquel est connecté le tube à décharge 23 qui fait office de charge de sortie.

Les secondaires 20a et 20d du transformateur 20 délivrent des signaux à très basse tension, lesquels sont en opposition de phase.

Chacun de ces signaux est alternativement appliqué,

respectivement, via les diodes 10a et 10b sur la jonction collecteur-base des transistors la'et lb', alors que cette dernière se trouve à l'état passant.

Les résistances 18a et 18b limitent l'amplitude du courant desdits signaux à une valeur convenable.

De cette manière, il est possible de fournir à chaque jonction collecteur-base, à l'état passant, un courant conforme à la courbe 19b illustrée par la figure 6.

Ce courant, en s'additionnant au courant naturel de commutation de chacun des transistors la'et lb', permet de reconstituer un courant collecteur-base similaire à la courbe Is illustrée par la figure 7.

Tel qu'il vient d'tre décrit, ce dispositif permet d'éradiquer la quasi-totalité des pertes à la commutation affectant les dispositifs de ce type construits selon l'art antérieur.

Le dispositif selon l'invention permet d'utiliser tous les types de semi-conducteurs susceptibles d'tre employés comme moyens commutateurs.

D'autre part, ce dispositif est applicable à toutes les structures connues de convertisseurs, que ces dernières fassent appel à un ou à plusieurs moyens commutateurs.

Dans la majorité des applications, les meilleurs résultats seront obtenus en choisissant les diodes 10,10a et 10b parmi les modèles dits"lents", lesquels sont affectés d'un temps de recouvrement"trr"important.

En effet, c'est avec ce type de diodes que l'on pourra obtenir des aires de polarité négative J ou K offrant une surface maximale, ce qui permet d'augmenter, autant que faire se peut, la longueur des segments LM et NP.

De cette manière, les graves inconvénients rencon- trés dans les dispositifs selon l'art antérieur peuvent tre presque totalement éradiqués en faisant appel à la présente invention.

Ceci implique, notamment, l'absence de tout risque de"cross conduction"et l'élimination quasi totale des

pertes à la commutation des semi-conducteurs ainsi utilisés, qui ne sont plus affectés que par des pertes résiduelles inéluctables lesquelles, très faibles, dépendent essentiel- lement du Vce (sat) d'un transistor bipolaire, de la Rds (on) d'un transistor de puissance MOS FET et du Vt d'un thyris- tor.

Le dispositif selon l'invention, tel qu'il vient d'tre décrit, peut entrer dans la fabrication de tous les types de convertisseurs faisant appel, comme moyens commuta- teurs, à des semi-conducteurs.

Ces convertisseurs, tant à cause de leur fiabilité, de leur rendement énergétique et de leur puissance volumique inconnus dans l'art antérieur, qu'à cause de leur coût de revient modique, pourront avantageusement entrer dans la construction d'alimentations secteur, de transformateurs électroniques, de"ballasts électroniques", de systèmes de déviation pour téléviseurs à haute définition, d'allumeurs automobiles à"jet plasma", etc.

Comme il va de soi et comme il résulte déjà de ce qui précède, l'invention ne se limite nullement à ceux de ses modes d'application et de réalisation qui ont été plus particulièrement envisagés ; elle en embrasse au contraire toutes les variantes.